Источники электропитания
Сведения об источниках электропитания. Структурные схемы стабилизированных источников электропитания. Неуправляемые выпрямительные устройства. Импульсные, нерегулируемые транзисторные преобразователи напряжения. Транзисторы силовой части преобразователя.
| Рубрика | Физика и энергетика |
| Вид | дипломная работа |
| Язык | русский |
| Дата добавления | 27.04.2010 |
| Размер файла | 1,6 M |
Отправить свою хорошую работу в базу знаний просто. Используйте форму, расположенную ниже
Студенты, аспиранты, молодые ученые, использующие базу знаний в своей учебе и работе, будут вам очень благодарны.
Для более высоковольтных выпрямителей могут использоваться диффузионные диоды с тонкой базой.
2.4.3 Трансформаторы и дроссели
Трансформаторы и дроссели являются наиболее трудными узлами для миниатюризации преобразователей, т.к. их габариты плохо совмещаются с плоскими малогабаритными ИС и другими элементами.
Для высокочастотных преобразователей трансформаторы наиболее рационально выполнять на тороидальных сердечниках из феррита. Однако, если механические нагрузки и температурные режимы не позволяют использовать феррит, то тороидальные сердечники для трансформаторов выполняются из ленточного пермаллоя толщиной 10-20мкм.
Для обмоток высокочастотных трансформаторов лучше использовать многожильные провода или литцендрат.
При выборе проводов исходят из того факта, что чем меньше диаметр провода, тем лучше используется медь. Многожильный намоточный провод создаёт меньшее сопротивление переменному току, чем аналогичный по сечению одножильный медный провод [5].
Для уменьшения индуктивности намагничивания, которая вместе с ёмкостью коллектора силового транзистора определяет граничную частоту преобразования, при этом первичная и вторичная обмотки могут послойно чередоваться.
Значительно лучшая магнитная связь между обмотками достигается, если первичная и вторичная обмотки наматываются двойными парами проводов или коаксиальными проводами.
Для высокочастотных дросселей сглаживающих фильтров сердечники выбираются из порошкового железа. Такие сердечники из-за низкого мr порошкового железа нельзя применять на частотах до 20 кГц, где преимущественно применяются сердечники из спермалоевых сплавов. Дроссели сглаживающих фильтров обладают собственным параллельным резонансом, т.к их обмотки имеют определённую паразитную ёмкость. Для достижения заданного коэффициента сглаживания пульсации собственная резонансная частота дросселя должна лежать значительно выше частоты пульсации. Повышение собственной резонансной частоты дросселя может быть достигнуто за счёт снижения межвитковой ёмкости одним из следующих методов:
намоткой однослойной катушки;
намоткой вперекрышку с поддержанием больших зазоров между краями обмотки;
уменьшением ёмкости между обмоткой и сердечником за счёт изоляции сердечника тонким диэлектриком.
Однако изменение собственной резонансной частоты дросселя не даёт существенного эффекта в улучшении сглаживания пульсации. Более эффективным является применение многозвенных фильтров (рис.2.4). В первом звене фильтра Lc1 могут быть использованы плёночные и титаловые конденсаторы, а С2, С3-керамические.
В качестве элементов 1-4 высокочастотного фильтра используются ферритовые кольца, которые нанизываются на соединительные провода [5].
Рис.2.4 Схема многозвенного фильтра
2.4.4 Конденсаторы
Конденсаторы для высокочастотных сглаживающих фильтров выбираются с учётом эквивалентного последовательного сопротивления, которое у керамических и плёночных конденсаторов на высокой частоте на два порядка ниже, чем у электролитических.
На высоких частотах паразитная индуктивность выводов конденсаторов и его последовательное эквивалентное сопротивление Гпэ образуют контур самовозбуждения с низкой добротностью. При частотах ниже собственной резонансной частотой конденсатор обладает ёмкостным сопротивлением, а при частотах выше собственной резонансной конденсатор носит индуктивный характер.
Электролитические конденсаторы большой ёмкости обладают низкой собственной резонансной частотой. Вследствие того, что Гпэ электролитов существенно не изменяется на частотах свыше 20кГц и габариты конденсаторов фильтров при заданной пульсации существенно не зависят от частоты.
Для уменьшения выходного сопротивления конденсаторов можно допустить параллельное соединение нескольких конденсаторов с высокой резонансной частотой и малым индуктивным сопротивлением, а также плёночного или электролитического конденсатора с большой ёмкостью и керамического конденсатора с малой ёмкостью. При таком включении резко снижается эффективная последовательная индуктивность конденсаторов, в которую входит индуктивность их выводов и монтажных проводов.
Таким образом, сборка из двух параллельных конденсаторов по уровню сглаживания высокочастотной пульсации оказывается значительно эффективней, чем отдельный конденсатор с большой ёмкости, который устанавливается с минимальной длиной соединительных печатных проводов.
Наиболее перспективным для высокочастотных преобразователей является применение керамических конденсаторов, особенно безвыводных плоских типов К10-47, К10-17 и др. [5].
2.5 Расчёт технических характеристик источника питания с бестрансформаторным входом
За основу структурной схемы источника питания с бестрансформаторным входом принимаем схему, изображённую на рис.2.1 Напряжение Uвх переменного тока поступает на вход помехоподавляющего фильтра ППФ, предназначенного для снижения высокочастотных помех от источника электропитания в сторону системы электроснабжения и наоборот, из системы электроснабжения в сторону источника электропитания и нагрузки.
С выхода ППФ напряжение сети поступает на сетевой выпрямитель В1. Сетевой выпрямитель содержит устройство плавного пуска, устройство выпрямления, низкочастотный фильтр Ф1.
В зависимости от числа фаз входной сети схема выпрямления В1 может быть
трёхфазной мостовой,
трёхфазной со средней точкой,
однофазной мостовой.
Коэффициент Кn пульсаций на выходе трёхфазной мостовой схемы составляет 5,7%, трёхфазной со средней точкой 25% и однофазной мостовой 68%. Трёхфазной мостовой выпрямитель приемлем для подавляющего большинства источников электропитания (рис.2.5) [6].
Рис.2.5 Электросхема сетевого выпрямителя
Поэтому ёмкость конденсаторов фильтра определяется энергией, которую нужно накопить для компенсации провалов напряжения сети или компенсации индуктивности монтажа, а также обеспечения рекуперации энергии в сеть.
Дроссели L1 и L2 и конденсаторы С1…С3 образуют сетевой помехоподавляющий фильтр.
Выпрямление трёхфазного тока производится диодами VD1…VD6. в состав устройства плавного пуска УПП входят тиристор VS1, резисторы R1, R2, и R5, диоды VD7 и VD8, конденсатор C11. Конденсаторы С4…С8 выполняют функцию низкочастотного фильтра.
Ёмкость конденсаторов рассчитывается по формуле [4]
Сф=2Ро/6?fc?Um??Uf, (2.1)
где Ро - мощность на выходе сетевого выпрямителя;
fc - частота питающей сети;
Um-342В (Um= Uс ?v2+0,1 Uс?v2) -
максимальное значение амплитуды напряжения питающей сети.
?Uf=Um-Ummin=342-264=78В
Конденсаторы С9, С10 и резисторы R3, R4 образуют ёмкостный делитель напряжения для получения средней точки при работе на полумостовую схему инвертора. В среднюю точку, т.е. в первичную обмотку силового трансформатора, включён датчик тока, содержащий трансформатор тока ТА1, резистор R6 и выпрямительные диоды VD9 и VD10.
Величина выпрямленного и сглаженного напряжения на выходе трёхфазного выпрямителя, работающего на ёмкостную нагрузку, может быть рассчитана по формуле
Uо? Uс ?з?220?0,9??2?280В
Величина напряжения, снимаемая с каждого плеча ёмкостного делителя напряжения равна Uо/2, т.е. Uс9 = Uс10=140В.
Напряжение на зажимах вторичной обмотки силового импульсного трансформатора, с учётом падения напряжения на выпрямительных диодах ?Uд выходного выпрямителя (В2) и на дросселе фильтра (Ф2) ?Uф U2= Uов+?Uд+?Uф (2.2)
Амплитуда пульсации выходного выпрямленного напряжения не более 5мВ. Определяем номинальную Рвых. н. и максимальную Рвых. м. выходные мощности источника по формулам
Рвых. н. = Uвых. ? I вых. =60 ?10=600Вт
Рвых. м. = 1,04 ? Uвых. ? Iзащ. =1,04?60?12 ?750Вт
Определяем максимальное Udmax и Udmin выпрямленные напряжения сетевого выпрямителя. Прямое падение напряжения Uпр. d на диоде принимаем равным 1В.
Udmax= v2 ? U. max= v2 (220+22) =341В
Udmin= v2 ? U. min= v2 (220-33) =264В
Определяем выходную мощность инвертора Рвых. и. Предполагается, что общий КПД выходного выпрямителя и высокочастотного трансформатора равен 80%.
Тогда
Рвых. и. = Рвых. н. /з=600/0,8=750Вт
Максимальная мощность инвертора с учётом перегрузок
Риmax =Рвых. м. /з=750/0,8=938Вт
Для заданной выходной мощности инвертора выбираем двухканальную схему источника питания с полумостовыми схемами инвертора на 500Вт каждый. С учётом зарядного устройства аккумуляторной батареи структурная схема источника питания с бестрансформаторным входом будет трёхканальной (рис.2.6).
Рис.2.6 Структурная схема трёхканального источника бесперебойного электропитания
III. Выбор и расчёт элементов электрической принципиальной схемы источника питания
3.1 Выбор и расчёт выходного выпрямителя
Согласно предварительному расчёту параметров выходного выпрямителя задано: ток нагрузки Iн1=5А; напряжение нагрузки 60-66В; коэффициент пульсации выпрямленного напряжения не более 5%; частота переменного прямоугольного напряжения на входе выпрямителя F=50кГц (Т=20мкс); Длительность полупериода прямоугольного напряжения с отсечкой на нуле выбирается из соотношения
г=2ф/Т?0,8
Из данного соотношения вычисляется длительность прямоугольного импульса
ф=Т ? 0,8/2=20 ?0,8/2=8мкс
для получения выпрямленного выходного напряжения Uо=64В, с учётом падения напряжения на выпрямительном диоде (Uд=1,5-2) В и дросселе сглаживающего фильтра (?Uдр=0,5-1) В, амплитуда входных импульсов (амплитуда импульсов на зажимах вторичных обмоток трансформатора) рассчитывается по формуле
U2m=Т ? (Uо+?Uд+?Uдр.) /2фи=20 (64+1,5+0,5) /2?8=82,5В.
Из различных схем низковольтных выпрямителей, рассмотренных в разделе 1.7, предпочтение следует отдать низковольтному выпрямителю с несколькими вторичными обмотками силового трансформатора (рис.3.1).
Рис.3.1 Схема выходного выпрямителя с параллельным включением диодов и двумя вторичными обмотками трансформатора
Параллельное включение диодов позволяет уменьшить падение напряжения на них и, тем самым, уменьшить габаритную мощность трансформатора.
Выравнивание токов параллельно включённых диодов осуществляется более рационально за счёт активного сопротивления и индуктивного сопротивления рассеяния вторичных обмоток многообмоточного трансформатора.
По величине тока нагрузки и выпрямленного напряжения (Iн1=5А, Uо=64В) с учётом коэффициентов нагрузки по прямому току 0,7-0,8; по обратному напряжению 0,7-0,85 и по температуре перехода 0,7-0,8, выбираем диод типа 2Д245А.
Параметры диода:
максимально допустимое постоянное (импульсное) обратное напряжение, не более 400В (400В);
максимально допустимый средний ток (прямой), не более 10А;
предельная частота (рабочая частота) не более 200кГц;
время обратного восстановления, не более 0,07мкс;
прямое падения напряжения Uпр. =1,5В.
Выбранный диод по коэффициенту нагрузки по току и обратному напряжению полностью удовлетворяет техническим требованиям.
Из таблицы [5] находим:
Iпр. ср. = Iо/2=10/2=5А;
Uобр. max=U2m =82.5В
Выбираем дроссель низкочастотного сглаживающего фильтра типа Д13-21.
Параметры дросселя:
переменная составляющая напряжения (эффективное значение) U=10В;
внутреннее сопротивление одной обмотки ri =0,01Ом;
значение тока через обмотки 16А;
индуктивность дросселя не менее L=0,02мГн;
габариты 16х36х30 мм;
масса 62г.
Определяем падение напряжения на дросселе ?Uдр =ri?Iн= 0,01?10=0,1В.
Рассеиваемая мощность на дросселе и диодах определяется по формулам
Рдр= IнІ? ri=10І ?0,1=10Вт, Рд= Iн ? Uпр/2=10?075=7,5Вт
Мощность источника питания рассеиваемая на диодах и дросселе выходного выпрямителя
Рпот= Рд+ Рдр=7,5+10=17,5Вт
Суммарная мощность сигнала на входе выпрямителя
Рвх= Ро+ Рдр. + Рд= 600+7,5+10=617,5Вт
Коэффициент полезного действия выпрямителя
зв= Ро/ Рвх=600/617,5=0,97.
Индуктивность Lдросселя высчитываем из условия непрерывности тока при нагрузке, составляющей 80% от номинальной
L=1,04 ? Uвых. ? (Т/2-tи) /0,8 ? Iокан.;
где Т-период частоты fвых пульсаций выпрямленного напряжения; Т=1/fвых=1/50000=20мкс;
tи-минимальная длительность импульса;
Iокан=ток одного канала; Iокан=10А;
Принимаем tи=8мкс;
Находим значение индуктивности
L=1,04 ?60 (10-8) /0,8·10=15,6 мкГн.
Выбранный дроссель Д13-21 позволяет использовать его на ток до 16А при индуктивности 20мкГн. Ёмкость фильтра выбираем по минимальному значению пульсации Um1вых?5мВ.
Определяем ёмкость конденсатора фильтра
Сф=1,04? Uвых?Т (Т/2 - tи) /4L ? Ur вых
Um1=1,04 ?60 ?20 ? (10-8) /4 ?20 ?10?? ?5 ?10Їі=6240мкф
С учётом допустимых разбросов и температурных уходов выбираем конденсатор типа К50-33А-160-6800, К50-33А-160-6800мкф.
3.2 Выбор конструкции и тепловой расчёт радиатора для охлаждения диодов выходного выпрямителя
Рассеиваемая прибором мощность Р=7,5 Вт; температура окружающей среды (воздуха) tср=65?C; допустимая температура корпуса прибора tдоп. =85?C; условия охлаждения: естественная конвекция.
Для обеспечения этой температуры диоды необходимо установить на теплоотвод-радиаторор с помощью прижимной пластины. Усилия прижима F?98Н [6].
С учётом размеров прибора, способа крепления его на радиаторе и способа крепления радиатора на несущем изолирующем основании, высота радиатора не должна превышать 40мм.
Для расчёта радиатора сначала необходимо определить удельное контактное тепловое сопротивление между корпусом диода и радиатором Rk [мІ?°C/Вт]:
Rk = (Rk ? Rср). (Rфk + Rср),
где Rфk=0,815 ?10?~ ? Кр ?Кл ? Кн Ку-удельное тепловое сопротивление фактического контакта;
Rср=4,375 ?10?~ ? Кн ? Кт ?
Клср - удельное тепловое сопротивление межконтактной среды (воздуха).
Коэффициенты для нахождения Rфk: Кр=27; Кл=0,14; Кн=1; Ку=0,9-
определяется для предела прочности алюминия на растяжение [6].
Rфk=0,815 ?10?~ ? 27 ?0,14 ? 1 ? 0,9=2,77?10?~ мІ?°C/Вт.
Удельное тепловое сопротивление межконтактной среды (воздуха):
Rср= 4,375 ?10? ? Кн ? Кт ? Клф= 4,375 ?10?~ ? 0,75?0,96?1 =3,15 ? 10? мІ?°C/Вт,
где Кн=075; Кт=0,96; Клср=1 [6].
Удельное контактное тепловое сопротивление (без пасты):
Rк= (Rфк·Rcр) / (Rфк+Rcр) = (2,77 ·3,15·10?) / (2,77 +3,15) ·10?мІ·єC /Вт.
Для улучшения теплового контакта компонент устанавливается на радиатор на пасту КПТ-8.
Удельное сопротивление с пастой определяется по формуле:
Rкп= (Rфкп•Rсрп) / (Rфкп+ Rсрп).
Дополнительное сопротивление при контакте в пастообразной среде определяется по формуле:
? R= (0,513 •10?vдвр) /Руд,
где двр=18,3 •10wН/ мІ - предел прочности на растяжение для алюминия.
? R= (0,513 •10?v•18,3 •10w) /1,923•10u=4,88•10?t мІ·єC/Вт.
Удельное тепловое сопротивление фактического контакта в пастообразной среде:
Rфк+? R=2,77 •10?t+4,88•10?t=7,65•10?t мІ·єC/Вт.
Удельное сопротивление межконтактной среды с пастой:
Rсрп=0,6• (hср1+hср2) /лср
где лср-приведённый коэффициент теплопроводимости межконтактной среды с пастой,
лcр= (лcр1· h1+ лcр 2·h2) / h1+h2,где лср1=0,154Вт/м·?C,
лср2=0,169 Вт/м·?C, [6]
h1=5 · 10??-высота неровностей, h2-высота слоя пасты (h2=10мм).
Таким образом,
лср = (0,154 ·5 · 10?v+0,169·10·10?v) / (5·10?v+10·10?v) =0,164Вт/м·?C.
Удельное тепловое сопротивление межконтактной среды с пастой:
Rср. п=0,6 · (5 · 10 ?v+10 ·10 ?v) /0,164=0,55 ·10 ?? м?·?C/ Вт.
Удельное контактное тепловое сопротивление с пастой:
Rкп= (7,65·10??·0,55·10?) / (7,65·10??+0,55·10?) =0,51·10? м?·?C/ Вт.
Таким образом, тепловое контактное сопротивление при наличии пасты в 3 раза ниже. Тепловое контактное сопротивление между корпусом и теплоотводом определяется по формуле:
Rк-т= Rкп/S=0,51·10?/5,096·10?=0,1?C/ Вт.
где S-площадь корпуса компонента (S=5,096·10? м).
На практике, тепловое контактное сопротивление увеличивают на 30% [6]. С учётом 30% запаса Rк-т принимаем Rк-т=0,13 ?C/ Вт.
Определяем допустимую температуру теплоотвода при заданной мощности Р, рассеиваемой теплоотводом:
tp=tдоп-Rк-т ·Р=85-0,13·7,5=84?C
где tдоп=85?C - допустимая температура корпуса диода;
Р=7,5 Вт-мощность, рассеиваемая диодом.
После изготовления изделия все компоненты схемы покрываются лаком УР-231 не менее, чем тремя слоями, что приводит к перегреву компонента на 2-5%, то допустимая температура радиатора определяется по формуле
tрлак=tср+0,95· (tр-tср) =65+0,95 (82-65) =81,15?C
Принимаем tрлак=82 ?C.
Выбираем односторонний игольчато-штыревой радиатор для естественной конвекции с шагом расположения штырей а=9мм, шириной А=31мм, высотой радиатора L=40мм, высотой штырей C=32мм, средним диаметром штыря 2мм, приведённым коэффициентом черноты е пр=0,85, толщиной основания d=5мм, длиной радиатора В=117 мм.
Проводимость полоски радиатора длиной 117мм, ширина которого равна шагу а=9мм, определяется по графику, рис.5.47, [6] по допустимой температуре перегрева радиатора ?tрдоп= tрлак - tс=82-65=17 ?C.
Для кривой L=117 мм,
1/Rпол=0,04 Вт/град;
Проводимость радиатора
1/Rрад=1/Rпол·n+1/R5,
где n-число полосок по длине радиатора В:
n=В/а=117/9=13
1/R5 - поправка на излучение с боковых сторон радиатора, Вт/град, определяется по графикам (рис.5.48), [6]. Для одностороннего радиатора с L=117 мм, С=32мм.
1/R6=0,065 Вт/град.
Проводимость радиатора
1/Rрад=0,04·13+0,065=0,585 Вт/град.
Количество теплоты, отводимое радиатором от диода.
R=1/Rрад· (tрад-tc) =0,585· (82-65) =9,945 Вт
По расчёту, отводимая мощность равна 7,5 Вт, поэтому выбранный радиатор имеет завышенные размеры. При следующем приближении выбираем радиатор исходя из его проводимости 1/Rрад=7,5 Вт/17=0,44 Вт/град.
3.3 Выбор схемы усилителя мощности и расчёт её компонентов
В разделе 1.5 представлены различные варианты электрических схем усилителей мощности, отмечены достоинства и недостатки каждой из схем. Все рассматриваемые схемы УМ с внешним возбуждением хорошо подходят для создания импульсных блоков питания (ИБП) повышенной мощности.
Что касается подключения ключевых транзисторов к трансформатору, то здесь различают три схемы: так называемую, мостовую (рис.3.2, а), полумостовую (рис.3.2, б) и с первичной обмоткой, имеющей отвод от середины (рис.3.2, в). На сегодняшний день наибольшее распространение получил полумостовой преобразователь [10]. Для него необходимы два транзистора с относительно невысоким значением напряжения Uкэ max. Как видно из рис.3.2, б, конденсаторы С1 и С2 образуют делитель напряжения, к которому подключена первичная (W1) обмотка трансформатора Т2. при открывании ключевого транзистора амплитуда напряжения на обмотке достигает значения (Uпит/2) - Uкэ max.
Мостовой преобразователь [1] аналогичен полумостовому, но в нём конденсаторы заменены транзисторами VT3 и VT4 (рис.3.2, а), которые открываются парами по диагонали. Этот преобразователь имеет более высокий КПД за счёт увеличения напряжения, подаваемого на первичную обмотку трансформатора, а, следовательно, уменьшения тока, протекающего через транзисторы VT1…. VT4. Амплитуда напряжения на первичной обмотке трансформатора в этом случае достигает значения Uпит-2 Uкэ max.
Особняком стоит преобразователь по схеме на рис.3.2, в, отличающийся наибольшим КПД. Достигается это за счёт уменьшения тока первичной обмотки и, как следствие, уменьшения рассеиваемой мощности в ключевых транзисторах, что чрезвычайно важно для мощных ИБП.
Рис.3.2 Схемы подключения ключевых транзисторов к трансформатору а-мостовая; б - полумостовая; в-с первичной обмоткой и отводом от середины.
Амплитуда напряжения импульсов в половине первичной обмотки возрастает до значения Uпит - Uкэ нас. Следует также отметить, что в отличии от остальных преобразователей (рис.3.2, а, б) для него не нужен входной развязывающий трансформатор Т1. в этой схеме (рис.3.2, в) необходимо использовать транзисторы с высоким значением Uкэ пит. Поскольку конец верхней (по схеме) половины первичной обмотки соединён с началом нижней, при протекании тока в первой из них (открыт VT1), во второй создаётся напряжение, равное (по модулю) амплитуде напряжения на первой, но противоположное по знаку относительно Uпит.
Иными словами, напряжение на коллекторе закрытого транзистора VT2 достигает 2 Uпит, поэтому его Uкэ max должно быть больше 2Uпит.
В качестве ключевых транзисторов выбираем полевые транзисторы, рекомендуемые к применению в источниках бесперебойного питания, в импульсных высокочастотных преобразователях напряжения и других переключающих устройствах [12], типы: КЕ 707, 2Е 715, КЕ 718, 2П 7118, 2П 7120, КП 7132, КП 7150, КП 7154 и др.
Приборы серий КП 7154 и 2П 7154 разработаны для аппаратуры, работающей в экстремальных условиях (авиация, космос, нефтегазовый комплекс в условиях Арктики и др.), для широкополосных устройств и преобразователей напряжения с частотой коммутации до 200 кГц.
Разрабатываемый источник питания для аппаратуры связи следует отнести к аппаратуре, работающей в экстремальных условиях, выбираем полевой транзистор типа КП 7154 БС.
Параметры данного транзистора:
максимально допустимая мощность, рассеиваемая на стоке полевого транзистора Рс max=875 Вт;
напряжение отсечки затвор-исток Uз-н=2*…4В;
максимально допустимое напряжение затвор-исток Uз-нmax=0 В;
максимально допустимое напряжение сток-исток Uсн=800 В;
максимально допустимый постоянный ток стока Icmax=60А;
крутизна характеристики прибора S?6А/В;
ёмкость затвор-исток С зс?1000nф;
сопротивление между стоком и истоком насыщенного полевого транзистора фс-н?0,15 Ом;
время включения не более 100 нс;
время выключения не более 70 нс.
Схема преобразователя напряжения на полевых транзисторах (КП 7154 БС) с предварительным усилением управляющих импульсов на полевых транзисторах VT3…. VT8 представлен на рис.3.3
Рис.3.3 Схема преобразователя напряжения со средней точкой первичной обмотки трансформатора
Физика работы преобразователя напряжения.
Когда на вводе 8 высокий уровень, открыты транзисторы VT3 и VT4. последний шунтирует ёмкость затвор-исток транзистора VT9, быстро разряжая её, транзистор VT7 закрыт. С появлением на вводе 8 низкого уровня, транзисторы VT3 и VT4 закроются, а VT7 откроется и подаёт на затвор транзистора VT9 открывающее напряжение. Резистор R16 предотвращает выход из строя транзисторов VT4 и VT7 от сквозного тока.
В цепи затворов транзисторов VT9, VT10 включены резисторы R17, R18, которые вместе с ёмкостью затвор-исток образуют фильтр нижних частот, уменьшающий уровень гармоник при открывании транзисторов. Этой же цели служат элементы R22, R23, С12, С13, VD7-VD10.
Обмотки W1 и W2 трансформатора Т2 включены в цепь стоков транзисторов VT9, VT10. Расчёт низкочастотных фильтров: R17, Сб и VT9 и R18, Сб и VT10. Верхняя граничная частота Hчф f=1/tвкл •2р, [7]
где Кс -коэффициент сглаживания Hчф, принимаем Кс?50 и время включения транзистора tвкл=70 нс.
f=1/70•10?•6,28?2,27 мГц
Принимаем верхнюю граничную частоту Hчф f=3мГц и находим значение R17 и R18.
R17= R18=Кс/ щ?Сз с=50/6,28•3•10v•10?=2,65 кОм.
Принимаем R17= R18 ?3 кОм. При расчёте Hчф на выходе ключевого каскада задаётся током разряда индуктивности трансформатора Iр=0,01 и определяем значение сопротивления R22= R23.
R22= R23=Uпит/Iр=300В/0,01=30 кОм.
Мощность, рассеиваемая резистором R22 и R23 определяем по формуле:
Р R22= IрІ R22=10 t•3 •10t=3 Вт.
Выбираем резисторы типа R22 =R23=С5-16МВ-5Вт-30кОм.
Рассчитываем значение ёмкости для Hчф с верхней граничной частотой fгр=3мГц.
С12=С13= Кс/ щгр• R22=50/6,28 •3 •10v•3 •10t =88nф.
Принимаем С12=С13-К10-17-1А-М47-100 nф.
Для исключения шунтирования обмотки трансформатора в рабочей полупериод последовательно с НЧФ включаем диоды VD5…VD8 типа 2Д253А.
Параметры данного диода [6]:
максимально допустимое постоянное обратное напряжение Uобр. max?800 В;
максимально допустимый средний прямой ток Iпр?3А;
предельная частота fпр=100 кГц;
время обратного восстановления tвос<0,22 мкс.
Для предварительного усилителя управляющих импульсов выбираем высокочастотные полевые транзисторы типа КП922, выходной мощностью не более 1,5 Вт.
Параметры транзисторов типа КП922 (VT3…VT8):
максимальная выходная мощность Рвых ? 1,5 Вт;
максимально допустимое постоянное напряжение сток-исток Uс-и=100 В;
ток стока, не более 10А;
сопротивление сток-исток в открытом состоянии rс-и ?0,2 Ом;
ёмкость затвор-исток Сз-и ?1500-2000 nф;
максимально допустимая мощность рассеяния Ррас=45 Вт;
крутизна характеристики S=1000…2100 мА/В.
Расчёт резисторов R12 и R13 из условия обеспечения низкого уровня на вводе 8, около 0. при поступлении управляющих сигналов от микросхемы, на её выходе, при отсутствии управляющих сигналов, остаётся напряжение, величиной 1,3-1,8 В.
Для обеспечения низкого напряжения на вводе 8, падение напряжения на R12 должно находиться в пределах 1,3-1,8 В. Ток через резистор R12 принимаем равным 5 мА и находим его значение.
R12=1,3-1,8/IR=1,5/5·10 Пі=300 Ом.
Выбираем R12 = R13 типа С2-33Н-0,125-300 Ом.
Для обеспечения типового режима работы полевых транзисторов в типовой схеме усилителя значения резисторов R14 и R15 выбраны, равными 620 Ом, типа С2-33Н-0,5-620 Ом.
Резисторы R16 и R19 подбираются экспериментально и выполняют защитную роль транзисторов VT4, VT7 и VT6, VT8, при коммутации силовых транзисторов.
3.4 Расчёт силового трансформатора ИБП
В источниках электропитания для обеспечения гальванической развязки цепей и изменения уровня напряжения применяются трансформаторы напряжения.
Наибольшую сложность при проектировании и изготовлении представляют трансформаторы силовых каскадов источников импульсного действия, магнитопроводы которых работают в силовых магнитных полях (при индукции В>0,1 Тл), но без перехода в область насыщения, т.е., в линейном режиме.
Для расчёта трансформатора заданы параметры сети переменного тока, питающей трансформатор, и параметры выходного тока и напряжения:
питающее напряжение-импульсное, двухполярное;
частота переменного тока f=50 кГц;
амплитуда импульсов питающего напряжения Uи=300 В;
длительность импульсов tи=8 мкс;
период колебания импульсного напряжения T=20 мкс;
форма импульсного напряжения показана на рис.3.4
Рис.3.4 Форма входного импульсного напряжения
Среднее значение напряжения на зажимах 1-2 и 2-3 на первичной обмотке трансформатора
U1-2= (2· tи/ T) · Um= (2·8/20) ·300=240 В.
Напряжения на обмотках 4-5 и 6-7 (рис.3.3)
С учётом падения напряжения на диодах выходных выпрямителей U4-5=U6-7=64 В.
Токи обмоток 4-5 и 6-7 - I4-5= I6-7=5А.
Диапазон изменения температуры окружающей среды задан с учётом размещения трансформатора в составе аппаратуры от - 50 єC до +65 єC.
Выходная мощность трансформатора
Р2= U2 I2+ U3 I3=2 ·64 ·5=640 В А
Принимаем КПД трансформатора на основании статистических данных ?=0,99.
Тогда входная мощность трансформатора
Р1=Р2/ ?=640/0,99=645 В А
Входной ток трансформатора
I1=Р1/ U1=645/240=2,6875 А
Округляем значение входного тока: I1=3А.
По значениям входной мощности Р1=645 ВА для частоты f=50 кГц выбираем из таблицы 5.17 [6] типоразмер магнитопровода Ш 16х20 марки М2000НМ1-14.
Площадь поперечного сечения выбранного магнитопровода Ас=3,2 смІ.
Площадь поперечного сечения провода обмотки определяется допустимой плотностью тока j:
q = I/ j
Для выбранного магнитопровода из таблицы 5.17 [6] определяем допустимую плотность тока j=4 А/ммІ.
Для первичной обмотки принимаем j1=3 А/ммІ.
Тогда сечение провода первичной обмотки
q1= I1/ j1=3/3=1 ммІ.
В качестве обмоточного выбираем провод марки ПЭТВ-2 (таблица 5.18). Для увеличения коэффициента заполнения окна магнитопровода и снижения потерь мощности берём два провода сечением q1=0,5 ммІ (диаметр по меди d1=0,8) и по изоляции d1из=0,88 мм. Сечение провода второй и третьей обмоток
q2 =q3= I2/ j=5/3=1,666 мм І.
Этому сечению соответствует провод с диаметром по меди d2= d3= 1,5 мм.
Для увеличения коэффициента заполнения окна магнитопровода берём два провода сечением q=0,833 мм І. Этому сечению соответствует провод с диаметром по меди 1,06 мм и по изоляции 1,15 мм.
Для обмотки обратной вязи с напряжением на зажимах U3=12 В и током в обмотке 0,3 А, сечение провода qос= Iос/ j =0,3/3=0,1 ммІ, с диаметром по меди dос =0,125мм, а по изоляции dиз=0,154 мм.
Число витков первичной обмотки n1= U1 ·10/4 Кф f В Ао, где Кф-коэффициент формы трансформируемого напряжения (для меандра Кф=1).
Согласно таблицы 5.17 [6] индукция в выбранном магнитопроводе при частоте 5 ·10 Гц не должна превышать значения 0,15 Тл. Принимаем значение индукции меньше допустимого на 30%.
В=0,15·0,7=0,105 Тл.
Тогда число витков первичной обмотки
n1=220·10/4·1·5·10·0,105·3,2=32,7.
Для удобства расположения выводов первичной обмотки принимаем n1=33,5 витка (число пар проводов). Значение напряжения, приходящееся на один виток первичной обмотки
e1=U1/n1=220/33,5=6,57 В/виток.
Число витков вторичных обмоток
n2= n3=U2·m2/e2,
где m2-коэффициент, учитывающий падение напряжения на обмотках 2 и 3.
Согласно таблицы 5.17 [6] для выбранного магнитопровода падение напряжения ? U2 ?3%. Принимаем ? U2=5%, для этого значения падения коэффициент m2?1,005.
Тогда число витков
n2= n3= (64·1,005) /6,57=9,8 витка.
Округляем полученное значение: n2= n3?10 витков
Для обмотки обратной связи n4 принимаем ? U4=0,4% и m4=1,004. Тогда число витков
n4 = (12·1,004) /6,57=1,83 витка.
Округляем полученное значение: n4?2 витка.
Число витков, размещаемое в одном ряду обмотки размещаются на изолирующем каркасе.
В первичной обмотке
в1 = (LнКу1) /dиз1,
где Lн - высота окна, 40мм;
Ку1-коэффициент укладки провода первичной обмотки.
Принимаем Ку1=0,95.
С учётом толщины каркаса Lґ=40-2=38 мм.
в1= (38 ·0,95) / (2 ·0,88) =20,5 витков.
Число витков округляем в меньшую сторону в1 ?20 витков.
В обмотке 2 и3 число витков в одном слое
в2= в3= (Lґн Ку2) /dиз= (38·0,9) / (2·1,15) =14,86 витка
Число витков округляем в меньшую сторону в2= в3 ?14 витка.
Число слоёв в обмотках определяется по формуле
N1= (2 n1·Кпар) / в1= (2 ·33,5 ·2) /20=6,7 слоёв.
Число слоёв вторичных обмоток
N2= (2 n2·Кпар) / в2= (2 ·10 ·2) /14=1,42 слоя.
Округляем слои обмоток в большую сторону, т.е., N1=7 и N2=2.
Высота первичной обмотки.
Размеры окна магнитопровода: h=40 мм; С=16 мм.
h1= [N1· dиз+ (N1-1) S1] · Кр1= [7 ·0,88+ (7-1) ·0,05] ·1,15=7,43 мм.
Высота вторичных обмоток
h2= [N2 ·dиз+ (N2-1) S2] · Кр2= [2·1,15+ (2-1) 0,12] ·1,2=3,12 мм
где Кр1=1,15; Кр2=1,2-коэффициенты разбухания обмоток.
Выбираем среднестатистическое значение воздушного зазора между магнитопроводом и каркасом равным 0,4 мм. Толщина каркаса hк определяется размерами магнитопровода и значениями испытательного напряжения. Для приведённых выше условий она принята равной 1 мм.
Межслоевая и межобмоточная изоляция выбирается в соответствии с рекомендациями, помещёнными в таблице 5.19 [6]. Между каркасом и первичной обмоткой помещены два слоя изоляционной бумаги марки К-120 (толщина двух слоёв 0,12х2=0,24 мм) и один слой плёнки марки ПЭТ-Э толщиной 0,012 мм. Также выполнены изоляционный промежуток между первичной и вторичной обмотками и внешняя изоляция. Кроме того, дополнительно снаружи помещается слой ленты из бумаги К-120 (толщина слоя 0,12 мм). Таким образом, суммарная толщина изоляции hк-1 между каркасом и первичной обмоткой равна 0,252 мм. Такая же толщина изоляции h1-2=0,252 мм между первичной и вторичной обмотками. Толщина внешней изоляции hвн=0,252+0,12=0,372 мм. Толщина катушки, определяемая размерами обмоток, каркаса и электроизоляционных зазоров, равна
hе=0,4+1,0+0,24+0,12+7,43+0,24+0,12+3,12+0,24+0,12+0,12=12,91 мм.
Полученное значение hе меньше минимального размера окна магнитопровода hо=16 мм, что обеспечивает размещение катушки в окне.
Определение потерь мощности в транзисторах инвертора.
Потери в транзисторе, работающем в режиме переключения, состоят из суммы статических и динамических потерь. Статические потери определяются потерями Рнас в режиме насыщения и Ротс в режиме отсечки:
Рпот= Рнас+ Ротс,
где Рнас= (IІси•r си•фи) /Т= (5І·0,15·8) /20=3,75 Вт;
Ротс? Iси •U си (1 - фи/Т) ?0.
Потерями в режиме отсечки в данном случае можно пренебречь ввиду отсутствия тока сток-исток при запирании транзистора. Статические потери в двух транзисторах инвертора
У Рст=2 Рст=2 •3,75=7,5 Вт.
Форма импульса мощности в процессе включения и выключения определяется взаимным расположением и длительностью фронта и спада кривых изменения тока стока Iс и напряжения на переходе сток-исток U с-и.
Изменения Iс и U си зависят от характера и сопротивления нагрузки, частотных свойств и технологии изготовления транзисторов, характера изменения монтажных ёмкостей и индуктивностей.
Динамические потери выделяются, в основном, в двух транзисторах, работающих в режиме ШИМ. Они делятся на потери при включении и потери при выключении. Каждую из составляющих потерь можно определить, используя диаграмму переключения тока и напряжения на рис.3.5
Рис.3.5 Диаграмма изменения тока и напряжения при переключениях транзистора
Среднее значение потерь при включении.
Рвклср= (к1 • Iс • U си • tвкл) /Т= (0,25 •5 •300 •0,1 •10Пv) /20•10Пv=1,875 Вт,
где к1-коэффициент, учитывающий значения тока и напряжения при переключении кривых их изменения:
Т=1/fп=1/5 •10t=20 мкс; к1=0,25;
фи=8 мкс; tвкл=100 нс; tвыкл=70 нс. Среднее значение потерь при выключении
Рвыклср= (к2 • Iс • U си • tвкл) /Т= (? •5 •300 •0,07) /20=3,5 Вт,
где к2=0,5-0,7-коэффициент, зависящий от параметров контура и режима выключения транзистора: t си= tвыкл =70 нс. Суммарные динамические потери в двух транзисторах инвертора
У Рдин=2 (Рвклср+Рвыклср) =2 (1,875+3,5) =10,75 Вт.
Расчёт теплоотводов проводим по методике изложенной в [6]. Рассеиваемая транзисторами мощность Р1=Рпот/2=18,25/2=9,125 Вт.
За основу потерь в расчёте принимаем Р1пот=10 Вт; температура окружающей среды tср=65°C; допустимая температура корпуса tдоп=85°C; условия охлаждения: естественная конвекция.; условия крепления транзисторов на радиаторах аналогичные креплению диодов (раздел 3.2).
Для расчёта радиаторов принимаем удельное тепловое сопротивление между корпусом транзистора и радиатором
Rк=1,47•10Пt мІ°C/Вт.
Для улучшения теплового контакта транзистор устанавливается на радиатор на пасту. Удельное контактное тепловое сопротивление с пастой
Rфкп=7,65•10Пt мІ°C/Вт.
Удельное тепловое сопротивление межконтактной среды с пастой [6]
Rср. п=0,55•10Пt мІ°C/Вт.
Удельное контактное тепловое сопротивление с пастой
Rкп= (Rфкп • Rср. п) / (Rфкп+Rср. п) =0,51•10Пt мІ°C/Вт.
Тепловое контактное сопротивление между корпусом и теплоотводом определяется по формуле [6]
Rкт=Rкп/S=0,51•10Пt /5,096•10Пt =0,1°C/Вт.
При изготовлении деталей и сборке возможны отклонения от технологического процесса, поэтому необходимо принять некоторый запас для обеспечения надёжной работы радиоаппаратуры. В данном случае запас выражается повышением сопротивления Rкт на 30%.
Rкт=1,3•0,1=0,13 °C/Вт.
Определяем допустимую температуру теплоотвода (радиатора) при заданной мощности Р, рассеиваемой теплоотводом:
tр=tдоп-Rкт•Р=85-0,13•15=83 °C.
tдоп=85°C-допустимая температура корпуса транзистора;
Р=15 Вт-мощность, рассеиваемая транзистором.
После изготовления все компоненты схемы и элементы конструкции должны быть покрыты полиуретановым лаком.
Так как лаковое покрытие увеличивает перегрев компонента на (2….5)%, то допустимая температура радиатора определяется по формуле
tрад. лак=tср+0,95 (tр - tср) =65+0,95 (83-65) =82 °C,
где tср=65°C-температура охлаждающей среды;
0,95-поправочный коэффициент, соответствующий перегреву на 5%.
Выбираем односторонний игольчато-штыревой радиатор для естественной конвекции с шагом расположения штырей а=0,9 мм, шириной с=80 мм, средним диаметром штыря 2 мм, приведённым коэффициентом черноты епр=0,85, толщиной основания d=5 мм, длиной радиатора В=120 мм.
Проводимость полоски радиатора длиной В=100 мм, ширина которой равна шагу а=9 определяется по графику (рис.5.47 [6]) по допустимой температуре перегрева радиатора ?tр=tрад. л-tс=82-65=17°C
1/Rпол=0,042 Вт/град.
Проводимость радиатора
1/Rрад=1/Rпол•n+1/Rs,
где n-число полосок по длине радиатора В:
n=В/а=120/9=13,3;
1/Rs-поправка на излучение с боковых сторон радиатора (Вт/град)
1/Rs=0,088 Вт/град.
Проводимость радиатора
1/Rрад=0,042· 13+0,088=0,634 Вт/град.
Количество теплоты, отводимое радиатором от транзистора
R=1/Rрад (tрад. лак - tср) =0,634 · (82-65) =10,778 Вт.
Выбранный радиатор отводит необходимое количество тепла от транзистора.
3.6 Выбор схемы и расчёт компонентов сетевого выпрямителя
Электрический выпрямитель широко применяется как наиболее универсальный преобразователь переменного тока в постоянный. Выпрямление в электрическом выпрямителе достигается вследствие включения в его состав электрического вентиля, который пропускает ток преимущественно в одном направлении. В качестве вентилей в настоящее время применяют в основном полупроводниковые диоды. Порог выпрямления кремниевых диодов лежит в пределах 0,4-0,8 В.
Прямой ток вентиля ограничен его разогревом из-за потерь электрической мощности, пропорциональных падению напряжения на вентиле. В разделе 1.2 и 2.5 были рассмотрены различные схемы выпрямительных устройств, их достоинства и недостатки. Учитывая, что промышленная сеть переменного тока, как правило, трёхфазная с линейным напряжением Uл=380 В, и, сетевые трёхфазные выпрямители работают на ёмкостной фильтр, напряжение на выходе которого равняется
Uо?Uлv2=380 ·1,41=536 В.
При таком высоком напряжении применить схему инвертора со средней точкой крайне затруднительно. Поэтому, при относительно небольшой мощности, потребляемой нагрузкой, чаще всего применяют однофазные мостовые выпрямители, рис.3.6.
Рис.3.6. Схема однофазного мостового выпрямителя
При Uо=300 В, Iо?3А (Iо=Iс-и транзистора).
Выбираем диоды типа 2Д2990А.
Паспортные данные диода:
Максимально допустимое постоянное обратное напряжение, не более 600 В;
Максимально допустимый средний ток, не более 20 А;
Максимально допустимый постоянный (импульсный) прямой ток, не более 20 А;
Предельная частота, не более 200 кГц;
Время обратного восстановления, не более 0,15 мкс.
Недостатком однофазного мостового выпрямителя является значительный уровень пульсации (Кn=67%), что требует применения сглаживающих конденсаторов большой ёмкости. Ёмкость конденсатора фильтра на выходе мостового однофазного выпрямителя может определяться согласно выражения:
Сф=С3=0,5 · Ро/ (2fc · Um · ?Uf), [4]
где Ро - мощность на выходе выпрямителя;
?Uf-максимальный размах пульсаций выпрямленного напряжения Umax-U min=342-264=78 В (рис.3.7).
Umax= (220+0,1 ·220) v2=342 В;
U min= (220-0,15·220) v2=264 В;
Ро=Рвых. и+Рn=645+20=665 ВА;
Рвых. И =645 ВА - мощность на выходе инвертора;
Рn=20 ВА-потери мощности на ключевых транзисторах.
Подставив данные в выше приведённую формулу, получим значение ёмкости фильтра:
С3=0,5 · 665/ (2 · 50 · 342 · 78) =125 мкф.
Выбираем конденсаторы фильтра типа К50-29В-450В-22мкф в количестве 6 штук.
Конденсатор С4 принимают малой ёмкости, единицы мкФ.
Принимаем С4 типа К50-29В-450В-1мкф.
Для ППФ выбираем дроссель типа Д13-11 с параметрами: тоок дросселя I=4А; индуктивность L=0,0315 мГн; масса m=12 г; габариты 11х19х15 мм.
Ёмкость фильтра С1=С2=0,1 мкф типа К73-16-450В-0,01 мкф.
Рис.3.7. Форма выпрямленного напряжения однофазного мостового выпрямителя
3.7 Электрическая принципиальная схема ИБП
Схема импульсного блока питания показана на рнис.3.7. Основа устройства - ШИ контролёр L494СN (КР1114ЕУ4). Эта микросхема хорошо себя зарекомендовала в ИБП [13]. Конденсатор С3 обеспечивает плавный запуск преобразователя. После отключения питания этот конденсатор быстро разряжается через резистор R1, коллекторный переход транзистора VТ2 и диод VD3. перед каждым включением ИБП конденсатор С3 должен быть разряжен.
На транзисторах VТ1 и VТ2 собран узел триггерной защиты от перегрузки, в случае срабатывания которого на базе транзистора VТ1 появляется открывающее напряжение. Одновременно открывается и транзистор VТ2, который шунтирует конденсатор С3, и, тем самым, блокирует преобразователь. Напряжение на коллекторе транзистора VТ2 через цепь промежуточной обратной связи R3, VD2 удерживает в открытом состоянии транзистор VТ1. Возврат триггерной защиты в исходное состояние происходит только после отключения и повторного включения напряжения питания.
Коммутирующие транзисторы VТ9, VТ10-мощные полевые с довольно большой ёмкостью затвор-исток. Для управления этими транзисторами применены два усилителя на транзисторах VТ3, VТ4, VТ7 и VТ 5, VТ6, VТ8. когда на выводе 8 микросхемы DА2 высокий уровень, открыты транзисторы VТ3 и VТ4. последний шунтирует ёмкость затвор-исток транзистора VТ9, быстро разряжая её. Транзистор VТ7 закрыт.
Как только на выводе 8 микросхемы появится низкий уровень, транзисторы VТ3 и VТ4 закроются, а транзистор VТ откроется и подаст на затвор транзистора VТ9 открывающее напряжение. Резистор R16 предотвращает выход из строя транзисторов VТ4 и VТ7 от сквозного тока.
В цепи затворов транзисторов VТ9 и VТ10 включены резисторы R17, R18, которые вместе с ёмкостью затвор-исток образуют фильтр нижних частот, уменьшающий уровень гармоник при открывании транзисторов. Этой же цели служат элементы R22, R23, С12, С13, VD7…VD10.
Обмотки I и II трансформатора Т2 включены в цепи стоков транзисторов VТ9, VТ 10. напряжение обратной связи для стабилизации напряжения преобразователя снимается с обмотки III трансформатора. Его выпрямляет диод VD11 и сглаживает конденсатор С14. далее через делитель на резисторах R20, R21 оно поступает на вывод 1 микросхемы DА2. подбором резистора R21 достигается регулировка выходного напряжения ИБП. Элементами R11, С9 определяется частота генератора пилообразного напряжения микросхемы DА2. При указанных на схеме номиналах частота преобразования равна 50 кГц.
Сильночастотная часть ИБП получает питание через сетевой фильтр С4L1С7, выпрямитель VD4 и сглаживающие конденсаторы С10, С11. Резистор R24 разряжает конденсаторы С10, С11 после отключения питания.
Микросхему DА2 и усилители на транзисторах VТ3… VТ8 питают стабилизированным напряжением от стабилизатора DА1.
Термистор RК1 уменьшает бросок тока в момент включения ИБП в сеть.
Выпрямитель выходного напряжения выполнен по двухполупериодной схеме со средней точкой обмотки трансформатора на диодах VD12, VD13. Плавный запуск преобразователя напряжения позволяет использовать во вторичных цепях конденсаторы фильтра С15, С16 большой ёмкости, необходимые для питания аппаратуры связи. Дроссель L2 и конденсаторы фильтра С15, С16 сглаживают пульсации выходного напряжения ИБП.
Узел защиты преобразователя напряжения по току собран на транзисторе VТ11. При увеличении тока через резисторы R23, R25 транзистор VТ11 открывается, включается излучающий диод оптрона U1.1 Фоторезистор оптрона U1.1 открывается и подаёт на базу транзистора VТ1 открывающее напряжение, что приводит к срабатыванию триггерной защиты. Конденсатор С2 предотвращает срабатывание защиты от случайных импульсных помех.
3.8 Конструкция и детали ИБП
Почти все элементы ИБП устанавливаются на печатную плату из односторонне фильтрованного стеклотекстолита. На отдельной плате размещены резисторы R22 и R23 и конденсаторы С12, С13. резисторы R22, R23 сильно нагреваются во время работы, поэтому плату с ними следует располагать так, чтобы эти резисторы не нагревали остальные элементы. Диоды VD, VD13 через изолирующие прокладки прикреплены к игольчатым радиаторам ахвх?=31х117х40 мм.
К теплоотводу длиной 120 мм, шириной 80мм и 40 мм крепятся элементы DА1, VD4, VТ9, VТ10.
Трансформатор Т2 преобразователя выполнен на Ш-образном магнитопроводе типа Ш 16х20 марки М2000НМ1-14.
Обмотки I и II содержат по 33 витка диаметром провода 1 мм. Обмотки III и IV имеют по 10 витков каждая, диаметром проводов 1.5 мм. Обмотка V имеет 2 витка, диаметром провода 0,154 мм.
Термистор RК1 состоит из трёх параллельно соединённых термисторов SCK-105. резисторы R22, R23-С5-5 мощностью 10 Вт, R24… R26-С5-16В мощностью 5 Вт (оптрон АОТ 101БС).
Таблица 3.1 Перечень компонентов схемы на рис.3.8.
|
Схемное обозначение |
Наименование компонента |
Количество |
|
|
R1 |
Резисторы С2-29В-0,25Вт-470 Ом |
1 |
|
|
R2, R3 |
Резисторы С2-29В-0,25Вт-1 кОм |
2 |
|
|
R4 |
Резисторы С2-29В-0,25Вт-22 кОм |
1 |
|
|
R5, R6, R7, R8, R9, R11 |
Резисторы С2-29В-0,25Вт-4,7 кОм |
6 |
|
|
R20 |
Резисторы С2-29В-0,25Вт-4,7 кОм |
1 |
|
|
R10 |
Резисторы НР1-65а-4,7 кОм |
1 |
|
|
R12, R13 |
Резисторы С2-33В-1-300 Ом |
2 |
|
|
R14, R15 |
Резисторы С2-29В-0,5-620 Ом |
2 |
|
|
R16, R19 |
Резисторы С2-33Н-0,5-220 Ом |
2 |
|
|
R17, R18 |
Резисторы С2-33Н-0,5-3 кОм |
2 |
|
|
R21 |
Резисторы С2-29В-0,25-20 кОм |
1 |
|
|
R22, R23 |
Резисторы С5-5-10-10 кОм |
2 |
|
|
R24, R26 |
Резисторы С2-29В-0,25-10 кОм |
2 |
|
|
R25 |
Резисторы С2-29В-0,25-300 Ом |
1 |
|
|
R27 |
Резисторы С2-29В-2-200 кОм |
1 |
|
|
Конденсаторы |
|||
|
С1 |
К50-29-63 В-1000 мкф |
1 |
|
|
С2 |
К50-29-63 В-22 мкф |
1 |
|
|
С3 |
К50-29-50 В-6,8 мкф |
1 |
|
|
С4, С7 |
К73-16-630 В-0,1 мкф |
2 |
|
|
С5 |
К50-29-50 В-10 мкф |
1 |
|
|
С6, С8 |
К10-17-2д -Н90-0,01 мкф |
2 |
|
|
С9 |
К10-17-2д -Н90-2200 мкф |
1 |
|
|
С10 |
К73-16-400-22 мкф |
7 |
|
|
С11 |
К73-16-400-1 мкф |
1 |
|
|
С12, С13 |
К10-17-2д -Н90-0,01 мкф |
2 |
|
|
С14 |
К50-29-50 В-1 мкф |
1 |
|
|
С15, С16 |
К50-33А-160-6800 мкф |
2 |
|
|
Транзисторы |
|||
|
VT1 |
КТ315 В |
1 |
|
|
VT2 |
КТ361 В |
1 |
|
|
VT3… VT8 |
BSS 88 (КП922) |
6 |
|
|
VT9, VT10 |
2SК956 (КП 7154 БС) |
2 |
|
|
VT11 |
КТ502 Е |
1 |
|
|
U1.1 |
Оптрон АОТ 101 БС |
1 |
|
|
L1 |
Дроссель Д13-13 |
1 |
|
|
L2 |
Дроссель Д13-21 |
1 |
|
|
Т1 |
Трансформатор силовой |
1 |
|
|
Т2 |
Трансформатор силовой импульсный |
1 |
|
|
Микросхемы |
|||
|
DA1 |
КП 142ЕН8 |
1 |
|
|
DA2 |
ТL 494 СN (КР 1114ЕУ4) |
1 |
|
|
RК1 |
Термистор SСК-105 |
3 |
|
|
Диоды |
|||
|
VD1 |
Диодный мост RS201 |
1 |
|
|
VD2, VD3 |
Диод КД 510А |
2 |
|
|
VD4 |
Диодный мост КВU 8У |
1 |
|
|
VD5, VD6 |
Диод КД 212А |
2 |
|
|
VD7… VD10, VD11 |
Диод КД 212А |
5 |
|
|
VD12, VD13 |
Диод 2Д 245А |
2 |
4. Расчёт экономической эффективности в сфере производства новой техники
4.1 Характеристика изделия
Базовый источник электропитания считается "первичным" источником, обеспечивающим качественной энергией электронные АТС, имеющим свои собственные источники питания электронные аппаратуры. Наличие базового источника электропитания позволяет повысить КПД электропитающей установки за счёт передачи электроэнергии повышенным напряжением (60/48 В) и меньшими токами, а также использовать типовые аккумуляторные батареи, выпускаемые промышленностью.
Расчёт ориентировочной цены проектируемой базовой ЭПУ выполним с использованием широко применяемого на предприятиях связи упрощённого метода приведённых коэффициентов.
Ориентировочно, цена проектируемой новой техники связи по этому методу рассчитывается по формуле:
Цн-т=Ст (1+Р/100) +Йц+Яндс (4.1)
где Цн-т - ориентировочная цена изделия;
Сn - полная себестоимость;
Р - ожидаемая плановая рентабельность;
Zндс - налог на добавленную стоимость;
Qц - целевой сбор.
Cn= [Pм+Pк+Pз (1+ б)] (1+в) +Cн, (4.2)
где Рм - стоимость материалов;
Рк - стоимость покупных изделий;
Б - коэффициент, учитывающий величину неучтённых затрат, связанных с изготовлением конструкции изделия;
в - коэффициент, учитывающий внепроизводственные расходы, связанные с реализацией этого изделия;
Сн - налоги и нецелевые платежи, включённые в себестоимость.
Процентное соотношение зарплаты, материалов и покупных изделий задаются предприятием заказчика,
Кd=dм+dк+dз?10+75+15=100%.
4.2 Расчёт затрат по статье "покупные комплектующие изделия
Расчёт затрат по статье "покупные комплектующие изделия, полуфабрикаты и услуги производственного характера" представлен в таблице 4.1
Таблица 4.1 Расчёт затрат на покупные изделия и полуфабрикаты
|
Наименование комплектующего или полуфабриката |
Цена (руб) |
Количество на изделие (шт) |
Сумма (руб) |
|
|
Резисторы С2-89В-2 |
400 |
1 |
400 |
|
|
Резисторы С5-5-10 |
500 |
2 |
1000 |
|
|
Резисторы С2-33-1 |
250 |
2 |
500 |
|
|
Резисторы С2-29-0,25 |
300 |
15 |
4500 |
|
|
Резисторы С2-29-0,5 |
300 |
6 |
1800 |
|
|
Конденсаторы К50-29-100 В |
500 |
7 |
3500 |
|
|
Конденсаторы К73-16-600 В |
600 |
16 |
9600 |
|
|
Конденсаторы К10-17-2д-Н90 |
400 |
3 |
1200 |
|
|
Транзисторы КТ315, КТ361 |
1000 |
2 |
2000 |
|
|
Транзисторы BSS 88 (КП922) |
5000 |
6 |
30000 |
|
|
Транзисторы 2SК956 (КП 7154 БС) |
15000 |
2 |
30000 |
|
|
Транзисторы КТ502 Е |
1000 |
1 |
1000 |
|
|
Оптрон АОТ 101 БС |
1200 |
1 |
1200 |
|
|
Дроссель Д13-13 |
1000 |
1 |
1000 |
|
|
Дроссель Д13-21 |
1000 |
1 |
1000 |
|
|
Трансформатор низкочастотный |
1500 |
1 |
1500 |
|
|
Трансформатор высокочастотный |
5000 |
1 |
5000 |
|
|
Микросхема КП 142ЕН8 |
1000 |
1 |
1000 |
|
|
Микросхема ТL 494 СN (КР 1114ЕУ4) |
10000 |
1 |
10000 |
|
|
Термистор SСК-105 |
1500 |
3 |
4500 |
|
|
Диодный мост RS201 |
2500 |
1 |
2500 |
|
|
Диодный мост КВU 8У |
2500 |
1 |
2500 |
|
|
Диод КД 510А |
1000 |
2 |
2000 |
|
|
Диод КД 212А |
1000 |
7 |
7000 |
|
|
Диод 2Д 245А |
1000 |
2 |
2000 |
|
|
ИТОГО: |
126700 |
Всего с учётом транспортно-заготовительных расходов (1,15) 148465
Затраты на комплектующие изделия
Рк=148465 руб.
Затраты на фонд заработной платы основных и дополнительных рабочих
Рз= (dз/dк) Рк= (15/75) ·148465=29693 руб, (4.3)
Затраты на материалы
Рм= (dм/dк) Рк== (10/75) ·148465=19795 руб (4.4)
Ожидаемая стоимость нового изделия, рассчитанная по формуле 4.2
Cn= [Pм+Pк+Pз (1+б)] (1+в) +Cн= [19795+148465+29693 (1+2,5)] · (1+0,025) +10392=290000 руб.
где б?2,1….2,5-при мелкосерийном производстве;
в - 1% от б.
Сн=0,35·Рз= 10392 руб.
Расчёт основных затрат на изготовление новой техники связи в табличной форме (таблица 4.2)
Таблица 4.2 Расчёт себестоимости и отпускной цены единицы продукции
|
Наименование статей затрат |
Условное обозначение |
Значение, руб |
Примечание |
|
|
Сырьё и материалы |
Рм |
19795 |
Расчёт по формуле 4.4 |
|
|
Покупные комплектующие изделия |
Рк |
148465 |
Таблица 4.1 |
|
|
Зарплата основных и дополнительных рабочих |
Рз |
29693 |
Расчёт по формуле 4.3 |
|
|
Отчисления в ФСЗН, Нсоц=35% |
Рсоц. |
10392 |
Рсоц=Рз·0,35=10392 |
|
|
Налоги нецелевые расходы, Ннр=35% |
Снр |
10392 |
Снр=Рз·Ннр=10392 |
|
|
Прочие производственные расходы, Нпр=250% |
Рппр |
74232 |
Рппр=Рз·Нпр=29693·2,5=74232 |
|
|
Производственная себестоимость |
Спр |
292969 |
Спр=Рм+Рк+Рз+Рсоц+Снр+Рппр |
|
|
Плановая прибыль на единицу, Нед=25% |
Пед |
72500 |
Пед=Сn·Нед=72500 |
|
|
Оптовая цена предприятия |
Цопт |
366000 |
Цопт=Спр+Пед=366000 |
|
|
Целевой сбор Нцс=3% |
Оцс |
10980 |
Оцс=Цопт·Нцс=10980 |
|
|
Итого: |
Ц* |
376980 |
Ц*=Цопт+Оцс=376980 |
|
|
НДС=18% от Ц* |
Цдс |
67860 |
Цдс= Ц* ·18%=67860 |
|
|
Отпускная цена |
Цотп |
444840 |
Цотп= Ц*+Цдс=444840 |
4.3 Расчёт затрат на НИОКР
Расчёт затрат на зарплату разработчиков представлены в таблице 4.3
Таблица 4.3 Расчёт заработной платы разработчиков
|
Категория исполнителя |
Количество исполнителей |
Трудоёмкость (мес) |
Среднемесячная зарплата (тыс. руб) |
Пре-мии |
Сумма, тыс. руб |
|
|
1. инженер 1-ой категории |
1 |
1 |
630 |
1,2 |
756 |
|
|
2. инженер 2-ой категории |
1 |
3 |
550 |
1,2 |
1980 |
|
|
3. лаборант |
1 |
3 |
340 |
1,2 |
1224 |
|
|
Всего |
3 |
7 |
1520 |
3960 |
Таблица 4.4 Смета затрат на НИОКР
|
Статьи затрат |
Условное обозначение |
Сумма, тыс. руб. |
Примечание |
|
|
Материальные затраты, Нм=10% |
Р?м |
396 |
Р?м= Р?оз · Нн=3960 · 0,1=396 |
|
|
Зарплата основных работников |
Р?оз |
3960 |
См. таблицу 4.3 |
|
|
Зарплата доп. работников, Нд=35% |
Р?др |
1386 |
Р?др= Р?оз · Нд=1386 |
|
|
Отчисления в ФСЗН, Нсоц=35% |
Р?соц |
1871 |
Р?соц= (Р?оз+ Р?др.) · Нсоц=1871 |
Подобные документы
Выбор структурной схемы системы электропитания, марки кабеля и расчет параметров кабельной сети. Определение минимального и максимального напряжения на входе ИСН. Расчет силового ключа, схемы управления, устройства питания. Источник опорного напряжения.
курсовая работа [1,5 M], добавлен 24.06.2011Знакомство с мощными высоковольтными транзисторами. Рассмотрение основных источников вторичного электропитания. Этапы разработки структурной схемы устройства управления силовым инвертором. Способы определения мощности вторичной обмотки трансформатора.
контрольная работа [666,5 K], добавлен 05.02.2014Влияние параметров силовых элементов на габаритно-массовые и энергетические характеристики источников питания. Технология полупроводниковых приборов, оптимизация электромагнитных нагрузок и частоты преобразования в источниках вторичного электропитания.
курсовая работа [694,7 K], добавлен 27.02.2011Методика расчета выпрямителя источников электропитания электронных устройств, его графическое представление. Определение напряжения и тока на выходе. Мультиплексоры и способы поиска сигналов для их настройки. Понятие и назначение в цепи триггера.
контрольная работа [989,7 K], добавлен 25.11.2009Расчет выпрямителей с емкостной реакцией нагрузки. Методика расчета ключевых стабилизаторов напряжения. Программные средства моделирования схем источников вторичного электропитания. Алгоритмы счета и программная реализация стабилизаторов напряжения.
дипломная работа [704,4 K], добавлен 24.02.2012Общие сведения о системах электропитания с отделенной от нагрузки аккумуляторной батареей. Принципы построения электропитающих установок. Устройства стабилизации тока и напряжения в импульсных блоках питания. Узлы импульсного блока электропитания АТС.
дипломная работа [805,1 K], добавлен 26.08.2013Разработка схемы электропитания группы однофазных потребителей от цепи трехфазного тока. Выбор сечения проводов с проверкой по потере напряжения. Упрощённый расчет трехфазного трансформатора необходимой мощности. Схема включения измерительных приборов.
курсовая работа [211,0 K], добавлен 19.02.2013Характеристика аппаратуры связи. Требования к устройствам электропитания. Выбор системы электропитания дома связи по способу резервирования и эксплуатации электропитающего устройства. Расчёт его электрооборудования, нагрузки установки на внешние сети.
курсовая работа [60,5 K], добавлен 22.06.2011Принцип действия и методика компьютерного расчета маломощного трансформатора для электропитания. Вычисление нагрузочной составляющей тока в первичных обмотках и диаметров проводов. Определение геометрических параметров кольцевого ферритового стержня.
лабораторная работа [469,8 K], добавлен 10.03.2015Описание устройства и назначения теплофикационных электроцентралей. Структурные схемы ТЭЦ. Реверсивные трансформаторы связи. Особенности электропитания по схемам глубоких вводов. Использование на энергоемких предприятиях. Распределительные подстанции.
презентация [398,5 K], добавлен 30.10.2013
