Главная
База знаний "Allbest"
Коммуникации, связь, цифровые приборы и радиоэлектроника
Комп’ютерна електроніка
Комп’ютерна електроніка
Фізичні основи будови та принцип дії напівпровідникових приладів. Класифікація та характеристики підсилювальних каскадів. Структурна схема та параметри операційних підсилювачів. Класифікація генеруючих пристроїв. Функціональні вузли цифрової електроніки.
| Рубрика | Коммуникации, связь, цифровые приборы и радиоэлектроника |
| Вид | курсовая работа |
| Язык | украинский |
| Дата добавления | 14.04.2010 |
| Размер файла | 845,3 K |
Отправить свою хорошую работу в базу знаний просто. Используйте форму, расположенную ниже
Студенты, аспиранты, молодые ученые, использующие базу знаний в своей учебе и работе, будут вам очень благодарны.
Вихідні Re' та Re'' зменшують вихідний опір схеми. Передаточна характеристика ОП є практично лінійною з досить малим значенням динамічного діапазону за вхідним сигналом. Вихідна напруга є дещо меншою за напругу живлення.
3.2 Типові схеми ввімкнення та реалізації математичних операцій з
допомогою операційних підсилювачів
1. Повторювач напруги
108
При реалізації 100% від'ємного зворотного зв'язку за напругою, що задається із закороченням виходу з інвертуючим входом Uвих = Uвх, при цьому Rвх буде збільшений - Rвх(1+Кu), а вихідний зменшений - Rвих.зв = Rвих./(1+Кu). Uвих = Uвх.н.
Синфазний сигнал практично повністю подавляється, оскільки ДUвх = Uвх.н - Uвх.і
2. Неінвертуючий підсилювач
108
В неінвертуючому підсилювачі вхідний сигнал подається на неінвертуючий вхід. До інвертуючого входу вмикаються ланки послідовного зворотного зв'язку за напругою.
Коефіцієнт підсилення за зворотним зв'язком визначається через коефіцієнт підсилення без зв'язку і коефіцієнт передачі ланки зворотного зв'язку в.
.
Величина сигналу, що подається на інвертуючий вхід в визначається через відношення опорів резистивного подільника.
.
Враховуючи, що , одиницею в знаменнику можна знехтувати.
Отже, коефіцієнт підсилення неінвертуючого підсилювача не може бути меншим одиниці. Величина його повністю визначається ланкою зворотного зв'язку.
Інвертуючий підсилювач
108
В інвертую чому каскаді і інформаційний сигнал, і сигнал зворотного зв'язку подається на інвертуючий вхід. Таким чином тут реалізовується паралельний зворотний зв'язок. Оскільки вхідний опір є дуже великим, то потенціал інвертуючого входу вважають віртуальним нулем. Коефіцієнт передачі інвертуючого каскаду визначається як добуток коефіцієнту передачі самого підсилювача з зворотним зв'язком та вхідним опором подільника.
Враховуючи, що , отримаємо:
.
Як видно із останнього співвідношення за рахунок зменшення опру zзз коефіцієнт передачі інвертуючого каскаду ОП може бути як завгодно малим і теж повністю визначається ланкою зворотного зв'язку. При цьому мале значення КU<1 обумовлене не ОП, а вхідним резистивним подільником. Якщо zзз>>z1, то коефіцієнт передачі як інвертуючого, так і неінвертуючого каскадів є досить великі і практично однакові. Різниця полягає тільки в інверсії фази вхідного сигналу в інвертую чому каскаді порівняно з неінвертуючий.
Якщо в ланках зворотного зв'язку використовують суперпозицію сигналів або нелінійні елементи, зв'язок між струмом і напругою в яких описується певним математичним законом, то на схемотехнічному рівні можна реалізувати математичну обробку сигналів.
Схеми додавання і віднімання сигналів
108
Точку з'єднання R1…Rm на інвертуючому вході можна вважати точкою Кірхгофа, в якій справджується І закон про суму струмів. Якщо окремо використовувати тільки по одному подільнику на інвертуючому та неінвертуючому вході, то одержимо диференційний каскад підсилення, в якому вихідна напруга буде визнчатись різницею напруг неінвертуючого та інвертуючого сигналів.
Uвих = Uвх.н - Uвх.і
Коли в каскаді буде виконуватись вимога пропорційності відповідних вхідних резистивних подільників , амплітуда вхідних сигналів на інвертуючому та неінвертуючому входах буде однаковою, то ми одержимо синфазні сигнали і вихідний сигнал буде рівний нулю. В протилежному випадку сигнали, які подаються на неінвертуючий вхід будуть додаватися, тобто ми одержимо найпростіший суматор; сигнали, що подаються на інвертуючий вхід є протифазними, тому вони теж додаються, але з протилежним знаком, таким чином одержимо схему віднімання сигналів. При наявності всіх диференційних сигналів реалізовується схема додавання та віднімання.
Інтегруючий підсилювач
Інтегруючий підсилювач - це каскад, в якому паралельний зворотний зв'язок задається за допомогою ємності конденсатора.
108
Ланка зворотного зв'язку реалізується у вигляді RC-кола. За І законом Кірхгофа справедливе співвідношення для струмів на інвертуючому колі:
Вихідна напруга визначається як інтегральна функція від напруги на вході. Якщо на вході використати ланку резистивного суматора, тобто паралельно подати кілька вхідних сигналів через окремі резистори, то одержимо інтегруючий суматор:
Диференціюючий каскад підсилення
108
Як і в попередньому випадку застосування І закону Кірхгофа дозволяє записати співвідношення струмів для інвертуючого входу:
Таким чином в цьому каскаді одержимо як результат диференціювання вхідного сигналу. Застосування сумуючого входу дозволяє про диференціювати кілька сигналів:
Оскільки струм вхідного кола є лінійною суперпозицією вхідних струмів.
Логарифмуючий підсилювач
108
Логарифмуючий підсилювач одержуємо при використанні в якості елемента зворотного зв'язку p-n переходу або бар'єру Шоткі. Це зумовлене тим, що зв'язок між напругою і струмом в p-n переході описується експоненційним законом:
Тому за І законом Кірхгофа співвідношення струмів матиме вигляд:
Якщо використовується пряма вітка ВАХ, логарифмування останнього співвідношення приводить до виразу:
Таким чином з точністю до постійної інтегрування можна вважати, що вихідний сигнал є пропорційним натуральному логарифму вхідного сигналу.
Використовуючи багатовходовий логарифматор можна реалізувати логарифмування суми сигналів:
Антилогарифмуючий підсилювач
108
Зворотній зв'язок реалізується з допомогою лінійного елементу (резистора), а вхідний сигнал подається через нелінійний елемент. Тому співвідношення струмів на інвертуючому вході має вигляд: .
В результаті вихідна напруга є експоненційною функцією вхідного сигналу:
Використання кількох нелінійних входів дозволяє реалізувати суму експоненційних сигналів:
.
3.3 Джерела струму та напруги на основі операційних підсилювачів
Завдяки специфічним параметрам ОП як високий вхідний опір та великий коефіцієнт підсилення можна реалізувати високоякісні схеми джерел струму та напруги.
Джерела струму на ОП
108
Як відомо в ідеальному джерелі струму вихідний опір прямує до безмежності, в джерелі напруги - до нуля. Використовуючи інвертуючий підсилювач можна реалізувати джерело струму з плаваючим або заземленим навантаженням.
При цьому в І випадку резистор навантаження використовується в колі зворотного зв'язку і не має спільного із загальним проводом схеми.
Величина струму навантаження визначається співвідношенням:
.
108
У випадку неінвертуючого каскаду струм через навантаження має протилежний напрямок порівняно із інвертуючим каскадом.
Для заземлення навантаження використовують додаткові транзисторні кола на виході ОП. При цьому напрямок протікання струму через навантаження залежить від типу провідності, а відповідно і живлення транзисторного каскаду і схеми ввімкнення ОП.
Джерела напруги на ОП
В ідеальному джерелі напруги значення напруги на навантаженні не повинно залежати від струму, що протікає у вихідному колі.
108
При цьому на виході опір джерела має бути достатньо малим, щоб не впливати на потужність, що виділяється на навантаженні. Оскільки в ОП величина струму на виході, а відповідно і коефіцієнт передачі каскаду залежить тільки від ланок зворотного зв'язку, то забезпечення постійного значення потенціалу на вході схеми дозволяє одержати стабільне значення напруги на виході.
В залежності від використання кіл зв'язку для інвертуючого чи неінвертуючого входу одержують прямий або інверсний сигнал напруги у вхідному колі.
Враховуючи, що КU в ОП є дуже великим, то при вихідного каскаду із зворотнім зв'язком прямуватиме до нуля.
3.4 Активні фільтри
Застосування частотно-вибіркових кіл в ланках зворотного зв'язку ОП дозволяє формувати амплітудно-частотні характеристики із заданою зміною коефіцієнту передачі каскаду в певному частотному діапазоні сигналу.
В найпростішому випадку частотна вибірковість реалізується в інтегруючих та диференціюючи колах.
Однак в цьому випадку коефіцієнт передачі схеми завжди є функцією, що змінюється з частотою. Тому для забезпечення стабільності коефіцієнта передачі в певному діапазоні застосовують схеми низькочастотних (НЧ), високочастотних (ВЧ) та смугових фільтрів.
108
Низькочастотний фільтр повинен забезпечити проходження сигналів з щ<щзрізу при КU=const.
Найпростіше це реалізується якщо в інтегруючому колі зменшити добротність ємнісної ланки.
108
Для ВЧ-фільтрів: КU=const при щ>щзрізу. В цьому випадку зменшують добротність ємності вхідного кола диференціюючої ланки.
Використовуючи одночасно каскади, в яких щзр низькочастотного спектру є більшою за щзр високочастотного спектру, одержують смуговий фільтр в діапазоні від щ1 до щ2.
108
В загальному випадку коефіцієнт передачі ланок зворотного зв'язку може бути записаний у вигляді дробово-раціональної функції: , де А(р) та В(р) - це многочлени, записані у вигляді відомих поліномів Чебишова-Бесселя та ін. в залежності від степені змінної, що має максимальне значення можна реалізувати відповідно математичні поліноми 1, 2… порядку або на фізичному рівні відповідно активні фільтри 1,2 і т.д. порядку.
Перевагою активних фільтрів є стабільність їх показників, малогабаритні показники порівняно із LC- та RC-фільтрами, низькі активні втрати. Проте недоліком їх вважають необхідність двополярного живлення для ОП, низькі потужності в навантаженні, що в цілому не дозволяє застосовувати їх в потужних електричних схемах випростовувачів змінного струму.
Ефективно такі фільтри застосовують в електронних схемах обробки смугових сигналів, де потрібно задавати складні залежності коефіцієнтів передачі в різних частотних діапазонах.
3.5 Підсилювачі змінного струму на ОП
При роботі в режимі малих змінних сигналів застосування багатокаскадних підсилювачів змінного струму на ОП дозволяє ефективно виділяти інформаційні сигнали з шумових. Для забезпечення якісної передачі сигналів і збільшення загального коефіцієнта підсилення застосовують кілька послідовно ввімкнених каскадів.
При передачі змінного сигналу, Rвх ОП є дуже великим. Оскільки , то постійна часу для перезарядки роздільного конденсатора на вході каскаду: дуже велика, це призводить з часом до виходу постійної напруги на насичення. Для уникнення цього необхідно вмикати на вході Rкор. Він зменшує ф, але і зменшує коефіцієнт передачі каскаду, що є недоліком в схемі. В окремих випадках можна застосовувати каскади підсилювачів постійного струму, які охоплені тільки ланками загального зворотного зв'язку, в яких проміжні роздільні конденсатори відсутні, а є тільки вхідні і вихідні.
4. Генератори сигналів
4.1 Класифікація генеруючи пристроїв
Умови самозбудження генеруючи схем
Генераторами електричних сигналів називають релаксаційні схеми, на виході яких виникає періодично-повторюваний сигнал певної форми. За формою сигналу виділяють генератори гармонічних сигналів і негармонічних (генератори імпульсів прямокутної, трикутної та ін. форми). Якщо схема, при ввімкненні живлення, автоматично переходить в релаксаційний режим роботи, то такі генератори називають автоколивними. Якщо для запуску схеми використовується початковий імпульс з іншої керуючої схеми, то такі генератори потребують зовнішньої синхронізації і їх ще називають загальмованими (типовий приклад - загальмований мультивібратор).
108
Умови виникнення автоколивань в системі можна вивести при розгляді схеми підсилювача зі зворотним зв'язком. Взагалі-то, генеруючим пристроєм, як правило, є двокаскадний підсилювач, охоплений 100%-ним додатнім зворотним зв'язком за змінною складовою сигналу.
Коефіцієнт передачі підсилювача визначається відношенням до і в частотному діапазоні може бути представлене в комплексному вигляді
Коефіцієнт зворотного зв'язку аналогічно визначається відношенням частоти напруги, що надається на вхід до напруги, яка знімається з виходу основного підсилювача:
та - амплітудні значення; - зсув фаз між вихідним та вхідним сигналом відповідно схеми основного підсилювача та ланки зворотного зв'язку.
Загальний коефіцієнт передачі за зворотнім зв'язком визначається:
;
Якщо знаменник останнього виразу >0, то коефіцієнт підсилення такого каскаду >. Це означає, що схема входить в режим самозбудження. Такі умови виконуються, якщо величина
З останнього виразу випливають 2 умови самозбудження каскаду із зворотним зв'язком при яких реалізується генеруючий режим роботи цього каскаду.
1. Умова балансу амплітуд
2. Умова балансу фаз
; n=1,2,3…
Для реалізації цих умов використовуються фазоповертаючі ланки з індуктивними або ємнісними елементами.
4.2 Схемотехнічна реалізація генераторів гармонічних сигналів
108
В генераторах гармонічних сигналів використовують 2 типи ланок зворотного зв'язку:
1) трансформаторний зв'язок;
2) фазозсуваючі RC-ланки.
108
108
108
Як відомо підсилювальний транзисторний каскад ввімкнений за схемою з загальним емітером є фазоінвертуючим, тобто фаза вихідного сигналу зсунена відносно вхідного на кут . Якщо використовувати додатковий трансформаторний каскад з узгодженим ввімкненням обмоток в колі зворотного зв'язку, то одержимо додатковий зсув фаз , тобто загальний зсув фаз між вхідним сигналом і сигналом зворотного зв'язку становитиме . Аналогічно, зсув фаз можна одержати при послідовному ввімкненні RC-ланок.
При цьому в RC-ланках використовується, як правило, більше двох ланок, оскільки зсув фаз на одній ланці одержується тільки при безмежному зростанні ємності конденсатора.
Таким чином, принципові схеми з трансформаторами та RC зв'язком мають вигляд:
108
В трансформаторному каскаді умови зсуву фаз використовуються тільки для резонансної частоти, тому генеровані коливання мають параметри, що визначаються коливним контуром. Якщо в схемі допускається гальванічний зв'язок між первинною і вторинною обмоткою, то живлення вторинної може бути задіяне від живлення основного каскаду. Якщо гальванічний зв'язок між каскадами - небажаний, то вторинну обмотку підключають до нульового проводу схеми (пунктир на схемі). При цьому фазність в першому і в другому випадку має бути протилежною. Для уникнення проникання високочастотних коливань в джерело живлення використовують високочастотний RC-фільтр.
В RC-генераторах також виконується умова балансу фаз тільки для однієї частоти, оскільки при зміні частоти сигналу, змінюється і амплітуда вектора ємнісної напруги на фазовій діаграмі. При цьому, режим за постійним струмом визначається подільником R-бази , в якому задіяно у фазоповертаючій ланці. RC-генератори, як правило, застосовують для одержання низькочастотних коливань, тоді як генератори з індуктивними зв'язками - для високочастотних сигналів.
4.3 Релаксаційні генератори несинусоїдальних коливань
Якщо умова балансу фаз і балансу амплітуд використовується не для однієї частоти, а певного спектру частот, то такий генератор збуджується в цьому спектрі і форма вихідних коливань стає відмінною від синусоїдальних. У випадку, якщо спектр , одержують генератор прямокутних імпульсів. В найпростішому випадку, це мультивібратор, що складається з двох каскадів підсилювача, охоплених 100% зворотним зв'язком за змінною складовою.
В ідеальному випадку, схема повинна бути абсолютно симетричною за параметрами елементів, тоді при ввімкненні живлення на виходах 1 і 2 формуються інверсні один до одного, практично прямокутні імпульси. В процесі релаксації, схеми визначаються часом перезарядки конденсаторів, ввімкнених в кола зворотного зв'язку. Процес перемикання включає 2 етапи, протягом яких формується імпульс тривалості або . Початковий стан при ввімкненні напруги в ідеальному випадку є невизначеним і залежить тільки від флуктуації струмів в базових та колекторних колах каскадів. Якщо з самого початку струм колектора VT1 є дещо більшим порівняно з , то це означає, що базова U на VT1 є більш відкриваючою, порівняно з VT1. тоді потенціал колектора VT1 починає зменшуватись і це зменшення не передається на базу VT2. Таким чином, VT1 повністю відкривається, а VT2 - закривається. Тривалість формування імпульсу (фронту), в даному випадку, залежить від постійної часу , протягом якої конденсатор буде заряджатися через відкритий перехід база-емітер VT1, і U на резисторі визначається величиною цього опору і струмом зарядки. Струм конденсатора визначається ; тоді маємо: , підставивши, отримаємо: .
Таким чином, одержимо звичайне диференційне рівняння, яке описує часову залежність формування U на обкладках конденсатора при фіксованих параметрах елементів кола та : . Якщо про інтегрувати останнє рівняння, то отримаємо: ; ;
lnC - постійна інтегрування, з точністю до якої розв'язується диференційне рівняння. Значення параметру С визначається граничними або початковими умовами задачі.
108
Після потенціонування останнього виразу, отримаємо: ; при t>0, >0 - початковий стан ;- напруга на конденсаторі.
;
; .
Взагалі-то прийнято, що імпульс є сформованим, якщо напруга формування досягає 0,9Uж =Uc(t).
З цієї умови можна визначити час, протягом якого формується тривалість фронту імпульсу tф=t1-t0.
Для визначення фронту використаємо останнє рівняння:
0,9Uж=; ;
Після логарифмування цього виразу отримаємо:
; ;
Тривалість імпульсу tім=t2-t0, визначається часом перезарядки конденсатора С1 через відкритий перехід транзистора VT1 і базовий резистор Rб2, оскільки саме напруга на цьому конденсаторі сформована до моменту часу t0 утримує транзистор VT2 у закритому стані.
Аналогічно можна показати, що процес розрядки конденсатора від заданого рівня напруги буде описуватись співвідношенням:
; С=2Uж;
(*)
;
В даному випадку процес перезарядки конденсатора С1 через базовий резистор Rб2 описується співвідношенням (*). Тривалість імпульсу визначається з умови, що UC1(t)>0, тоді можна записати:
, або
108
Симетрична схема генерує імпульсні рівні половині періоду релаксації схеми, тобто тривалість імпульсу дорівнює тривалості паузи. Такий сигнал називається меандром.
Відношення називають шпаруватістю імпульсу.
Мультивібратори виконуються в інтегральному вигляді або на основі цифрових інтегральних схем. Вони є основою задаючих тактових генераторів в усіх цифрових схемах, а також в імпульсних перетворювачах джерел живлення обчислювальної техніки.
4.4 Одновібратори
108
Схеми одно вібраторів є аналогічні схемам мультивібраторів, тільки в одному з плеч схеми замість зв'язку за змінною складовою використовується зв'язок по постійній складовій сигналу.
108
Таким чином схема володітиме тільки одним стійким станом. Для формування фронту генерованого імпульсу використовується прискорюючий конденсатор С1, ввімкнений паралельно до резистора Rб2 зворотного зв'язку.
Для надійного закривання транзистора VT2 використовується додаткове джерело від'ємного зміщення. В такій схемі при її ввімкненні до живлення, каскад на VT2 буде закритим, а на VT1 - відкритим. При поданні короткочасного керуючого імпульсу на базу VT2 ініціалізуються процеси відкривання VT2. конденсатор C2 починає розряджатися, що приводить до відкривання транзистора VT1 і відповідно перезарядки С2. після генерації імпульсу, що визначається тривалістю часу , схема повертається в початкове положення.
4.5 Генератори на операційних підсилювачах
Для реалізації схем генерування на основі ОП використовують одночасно ланки від'ємного і додатного зворотного зв'язку. В таких схемах одержують імпульсні послідовності прямокутної, трикутної або пилоподібної форми. В інвертуючий вхід вмикають RC коло, що забезпечує зворотний від'ємний зв'язок за змінною складовою сигналу.
108
Процес перезарядки конденсатора забезпечує виникнення коливань на інвертуючому вході ОП, а за рахунок великого коефіцієнта передачі підсилювача реалізується динамічний режим роботи з великим сигналом, що відображають епюри напруг на вході та виході каскаду.
108
В момент часу t0 вмикається живлення каскаду. Якщо напруга на неінвертуючому вході перевищує напругу інвертуючого входу, то одержаний сигнал підсилюється каскадом і вихідна напруга (графік 3) приймає максимальне додатне значення. За рахунок ланки додатного зворотного зв'язку на неінвертуючому вході встановлюється Uвх.н.
Конденсатор починає заряджатися і одержаний диференційований сигнал на вході .коли потенціал інвертуючого входу досягає значення , знак вхідного диференційованого сигналу змінюється на протилежний. За рахунок великого коефіцієнту підсилення, напруга на виході каскаду практично миттєво набуває значення Uвих.max(-). Ланка додатного зворотного зв'язку при цьому забезпечує встановлення на неінвертуючому вході від'ємного потенціалу, а конденсатор С починає перезаряджатися через резистор від'ємного зворотного зв'язку Rв.зв. Цей процес триває до моменту часу t2, коли знову виконається умова . Частота комутації визначається співвідношенням:
.
108
108
Таким чином вказаний каскад забезпечує генерацію імпульсу прямокутної форми на виході та неінвертуючому вході. Якщо потрібно змінити шпаруватість імпульсів, то в коло зворотного зв'язку застосовують ключові елементи, які забезпечують комутацію резисторів різної величини в різні півперіоди генерованого сигналу.
108
Для одержання імпульсів строго прямокутної форми, тобто лінійно зростаючі або лінійно спадаючі, що реалізуються в генераторах лінійно змінної напруги (ГЛЗН). В колах від'ємного зворотного зв'язку використовують транзисторні джерела постійного струму.
4.6 Тригерні схеми. Тригер Шмідта
В схемах, де реалізуються ланки додатного зворотного зв'язку тільки за постійною складовою сигналу, забезпечується реалізація бістабільних сигналів. Такі схеми володіють запам'ятовуючими властивостями і в електроніці використовуються в якості елементів статичної пам'яті.
Аналогічно, як і в схемі одно вібратора, в даній схемі в обидвох плечах використовується ланка RбС, що забезпечують зв'язок між каскадами за постійним струмом, а конденсатори формують фронти комутуючих імпульсів. При ввімкненні схеми, стан вихідних сигналів не має однозначного визначення і залежить від флуктуаційних струмів у базових колах транзисторів VT1, VT2. якщо потенціал бази VT1 є вищим, то і струм колектора VT1 також більший, а потенціал колектора VT1 починає наближатись до нуля. Таке зменшення потенціалу VT1 приводить до зменшення потенціалу бази VT2, а відповідно і до закривання VT2. в цьому випадку на виході VT1 сигнал приймає значення логічного нуля, а на виході Uвих2 на VT2 - логічної одиниці. Такий стан може зберігатись як завгодно довго, аж до виключення схеми. Для надійного закривання (роботи) можна використати джерело від'ємного зміщення - Uзм. Для переведення схеми в протилежний стан на базу VT2 через діод VD2 подається логічний сигнал високого рівня Uвх2, тоді транзистор VT2 відкривається, потенціал його колектора зменшується до нуля, що приводить до закривання транзистора VT1. відповідно одержимо, що сигнал на Uвих1 рівний логічній одиниці, а сигнал на Uвих2 рівний логічному нулю. В цифровій техніці вихід 1 позначається Q, а вихід 2 - , вхід 1 - R, вхід 2 - S. Такий тригер називається RS- тригером. S - вхід установки, R - вхід обнулення, Q - прямий вихід, - інверсний вихід. Умовно можна використати умовне позначення.
108
Якщо на вхід падають імпульсні сигнали, а не фіксовані потенціали, то об'єднавши RC входи можна одержати лічильний тригер, що змінює вихідний стан на протилежний за кожним вхідним імпульсом і має здатність таким чином при каскадуванні підраховувати кількість вхідних імпульсів. В потенційних тригерах, що керуються фіксованим значенням потенціалів а не перепадів сигналів, одночасна передача на S і R входи логічної одиниці є забороненою.
Тригер Шмідта
108
В тригері Шмідта використовуються гістерезисні властивості комутуючих кіл, що приводить до неоднозначності напруги перемикання в прямому і зворотному напрямку при подачі вхідних сигналів.
108
За рахунок загального зворотного зв'язку, що охоплює обидва каскади схеми, перемикання в прямому і зворотному напрямку схеми відбувається при різних значеннях вхідної напруги. Це дозволяє одержати на виході схеми прямокутний сигнал, при подачі на вхід - сигнал довільної форми.
5. Цифрова електроніка
5.1 Фізичні основи формування цифрових інформаційних сигналів
Цифрові сигнали формуються електронними схемами, що називаються електронними ключами. В якості електронних ключів використовують в основному напівпровідникові елементи, що володіють нелінійною характеристикою, а саме: діоди, транзистори, тиристори, фотоелектронні пристрої на основі діодних та транзисторних структур. Особливістю роботи цих елементів в колах цифрової обробки сигналів є режим великого вхідного сигналу. В цьому випадку керуючі струми та напруги приймають максимальне значення.
Будь-який електронний ключ може по-різному вмикатись відносно навантаження, тому схема комутації ключів виконується в одному з трьох варіантів:
1) послідовна
2) паралельна
3) послідовно-паралельна
В цілому ключова схема обов'язково включає 3 компоненти:
1) джерело інформаційного сигналу
2) електронний ключ (нелінійний елемент)
3) навантаження
108
При послідовному ввімкненні всі ці елементи вмикаються в коло один за одним. При паралельному - електронний ключ обов'язково ввімкнений паралельно до навантаження. При послідовно-паралельному - використовуються два електронні ключі, один з яких вмикається паралельно до навантаження, а другий - послідовно паралельної ланки. Найбільшими властивостями володіє третя схема, в якій застосування довільних законів почергової чи одночасної комутації ключів можна досягти довільного перетворення інформаційного сигналу.
5.2 Діодні ключові схеми
108
Особливістю діодних ключів (вентелів) є те, що функції керуючого сигналу, які забезпечують закон комутації ключа, виконує сам інформаційний сигнал.
108
В ідеальному випадку, характеристика діодного вентеля повинна володіти нульовим опором (статичним) про прямому ввімкненні, і безмежним статичним опором - при зворотному ввімкненні. Такими параметрами володіють тільки механічні ключі. Реальні p-n- переходи можна змоделювати характеристикою 2, яка має певне порогове значення ввімкнення при прямому ввімкненні (прямій напрузі) і певний диференційний опір, що визначається нахилом прямої ВАХ ~ rдиф.пр=, що еквівалентний tg кута нахилу цієї характеристики. Аналогічно в зворотному напрямку ґ визначає зворотний диференційний опір вентеля ґ = rдиф.зв. для детиктуючих - rдиф.зв. коефіцієнт передачі такого ключа визначається відношенням напруги на навантаженні до величини сигналу на вході Евх - амплітуда e(t).
108
Тому можна представити як:
Використовуючи додаткові джерела зміщення, які вмикаються послідовно або паралельно до навантаження, можна змінювати напруги комутації ключа.
5.3 Транзисторні ключі
108
На відміну від діодних ключів, в транзисторних схемах сигнал керування і інформаційний сигнал є розділеними на фізичному рівні.
108
При паралельному ввімкненні, в транзисторних, так як і в діодних схемах використовується баластний опір Rб, що забезпечує додатковий спад напруги при комутації (ввімкненні ключа).
Вихідні характеристики.
108
Транзисторний ключ характеризується режимом роботи при якому основними його станами є режим відсічки або режим насичення. Активний режим присутній тільки при перекомутації ключа з одного стану в інший. Реально значення напруг відсічки та насичення відрізняється від ідеальних значень, при яких Uвідс=Uж, а Uнасич > 0, крім того, як видно з лінії статичного навантаження, режим насичення в граничному випадку вже досягається при певних струмах бази, коли різниця потенціалів Uкб =0. Подальший перехід від точки Тн.гр до точки Тн вказує про так зване глибоке насичення транзистора.
Коефіцієнт насичення ; в оптимальних випадках лінію статичного навантаження вибирають так, щоб q=1.5-2.
Лінія статичного навантаження визначається напругою живлення ключа і опору навантаження.
В стані відсічки при нульовому потенціалі на базі в схемі з загальним емітером можливе протікання зворотного струму колекторного переходу Iк0, що може створити додатковий спад напруги на емітерному переході, тому в цьому стані вихідний струм також є відмінним від нуля, а відповідно це так само як і в режимі насичення позначається на швидкодії ключа. В загальному випадку процеси перемикання визначаються двома способами:
1. часом розтікання носіїв заряду з базової області;
2. часом перезарядки бар'єрної ємності p-n-переходу.
5.4 Режими комутації ключів
108
108
Швидкодія ключових елементів визначається процесами накопичення неосновних носіїв заряду в базі ключового елементу при ввімкненні прямого напрямку ключа і процесами розтіканні цих носіїв - при закриванні ключового елементу, і тому час перемикання включає як час розтікання носіїв чи їх накопичення, так і час формування заданого рівня напруги. Епюри напруг відображають вказані процеси і зміну сигналів на вході, тобто в базовому колі, і на виході.
Розгортка сигналів при прямому ввімкненні біполярних транзисторів.
108
108
При вмиканні транзистора керуюча напруга ек, що подається у базове коло, змінює полярність і амплітуду від Uк.закр до Uк.нас в момент часу t0. Це приводить до початку зростання колекторного струму Iк. Різниця потенціалів Uбе може миттєво зменшитись до нуля, оскільки визначається величиною заряду бар'єрної ємності керуючого переходу транзистора. За певний проміжок часу величина цього заряду зменшиться до нуля, а потім ємність перезаряджається, тобто переполяризовується, в результаті чого на переході база - емітер встановлюється різниця потенціалів Uбе порогове, при якому транзистор вже можна вважати відкритим. Цей процес відбувається за рахунок інжекції носіїв зараду з емітерної в базову область, він триває протягом часу tз, протягом якого Uке практично не змінюється. Починаючи з моменту часу t1, транзистор починає входити в область насичення, тобто Uке експоненційно спадає і струм колектора досягає максимального значення в момент часу t2. Інтервал t2 - t1 називається часом формування фронту вмикаючого імпульсу; tз і tф разом складають ввімкнення транзистора. Момент часу t2, в залежності від вимог до ключової схеми, приймають таким, коли максимальне значення струму колектора або мінімальне значення Uке досягають рівня 0,5 - 0,7 від свого критичного значення.
Подальший інтервал часу tустановки визначає процеси глибокого насичення транзистора. Для швидкодіючих схем стараються зменшити tнас і реалізують схеми, де електронні ключі працюють без режиму глибокого навантаження. Одним з методів реалізації такого режиму є ввімкнення діода Шоткі між базою і колектором транзистора.
108
Оскільки пряма напруга на діоді Шоткі складає приблизно 0,7-0,8 В для кремнієвих структур, то відповідно різниця потенціалів між базою і колектором транзистора не перевищує цього значення. При перемиканні в закритий стан транзистора, керуюча напруга ек знову інвертується (2 діаграма), але протягом певного часу tрозтікання струм в колекторному колі залишається практично постійним, оскільки опір бази буде мати мінімальне значення до моменту часу t1, поки неосновні носії заряду не перейдуть в колекторну чи емітерну область. Після цього напруга Uке між відповідними електродами транзистора починає зростати до максимального значення, що дорівнює ек. Відповідно струм колектора зменшиться до нуля. При Iк=0,1*Iк.нас, транзистор вже вважається закритим. Тривалість вимикання складається з часу розтікання і часу формування спаду імпульсу.
Застосування діода Шоткі в цьому випадку дозволяє зменшити інтервал розтікання tр, а відповідно і підвищити швидкодію ключа на біполярному транзисторі.
Для корекції величини напруги насичення ключа з бар'єром Шоткі використовують додатково джерела зміщення в колах зворотного зв'язку.
В найпростішому випадку можна використати додаткові резистивні елементи Rб , які при протіканні керуючого струму Iб задають додаткове зміщення Uзм=Iб*Rб, що додається до вальєрної різниці потенціалів на діоді Шоткі, однак в цьому випадку тривалість розтікання носіїв при комутації буде зменшуватись за рахунок зростання постійної часу резистивно - ємнісного кола розрядки, що включає бар'єрну ємність переходу і додатковий опір Rб.
Особливості ключів на польових транзисторах
108
При комутації польових транзисторів, особливо з вбудованим каналом слід звернути увагу на лінійність передаточної характеристики транзистора, що може працювати як в режимі збудження так і збагачення каналу провідності основними носіями заряду. В цьому випадку при малих рівнях сигналів зберігається лінійна залежність вихідного струму від керуючої напруги, яка має місце в досить широкому інтервалі напруг живлення. Відповідно час накопичення і розтікання носіїв повинен тут відігравати меншу роль порівняно з біполярним транзистором, що має сприяти підвищенню їх швидкодії. Однак, передача керуючого сигналу тут задається через вхідну ємність, а це зменшує швидкодію транзистора. Крім того, при лінійній залежності вихідного струму від керуючого сигналу, основним елементом, який задає і час комутації і амплітуду вихідного сигналу стає опір навантаження Rс.
108
Тому при оптимізації схеми потрібно узгоджувати два заперечуючи один одного фактори, а саме: для підвищення швидкодії ключа Rс потрібно зменшувати, а для забезпечення надійної комутації, тобто більшої різниці сигналу між ввімкненим та вимкненим станом Rс потрібно збільшувати. Для вирішення цих проблем використовують в М-Д-М ключах опір навантаження у вигляді нульового транзистора, ввімкненого в якості джерела постійного струму. Проте найкращі результати одержані при використанні комплементарної пари транзисторів, тобто транзисторів з однаковими параметрами але протилежними типами провідності. Крім того, що вхідний сигнал в даному випадку одночасно є відкриваючим для одного типу транзисторів і закриваючим - для іншого, такий транзистор досить зручно реалізувати в інтегральному виконанні, тому останнім часом найбільш широкого застосування знайшли біполярні транзистори з діодом Шоткі і комплементарна М-Д-М логіка (ТТЛШ, КМДМ).
5.5 Схемотехніка логічних елементів
В цифровій електроніці, як для логічної, так і для арифметичної обробки сигналів використовують три базові функції: І, АБО, НЕ.
|
x1 |
x2 |
y |
|
|
0 |
0 |
0 |
|
|
1 |
0 |
0 |
|
|
0 |
1 |
0 |
|
|
1 |
1 |
1 |
|
|
x1 |
x2 |
y |
|
|
0 |
0 |
0 |
|
|
1 |
0 |
1 |
|
|
0 |
1 |
1 |
|
|
1 |
1 |
1 |
108
108
На фізичному рівні ці функції реалізуються з допомогою аналогічних логічних елементів: кон'юнкції та диз'юнкції АБО та інверсії НЕ. Логіка роботи кон'юнктора полягає в наступному: сигнал на виході логічного елемента приймає значення логічної одиниці тоді і тільки тоді, коли на всіх його виходах присутні сигнали високого логічного рівня. Для диз'юнктора, тобто схеми АБО, логіку роботи можна сформулювати наступним чином: сигнал на виході диз'юнктора прийме значення логічної одиниці, якщо хоч на одному його вході буде присутній сигнал високого рівня. Логіка роботи інвертора - сигнал на виході завжди приймає значення інверсне (протилежне) до вхідного сигналу. Стани логічних елементів описуються таблчками істинності.
|
x |
y |
|
|
0 |
1 |
|
|
1 |
0 |
108
На фізичному рівні найпростіше реалізувати інвертор. Таку функцію виконує транзисторний ключ реалізований за схемою з загальним емітером. При високому вхідному сигналі опір транзистора є набагато меншим за опір колекторного навантаження і тому потенціал колектора наближається до нуля, що відповідає і логічному нулю. Коли транзистор закритий, тобто 0 на вході, тоді його опір значно більший за Rк і потенціал колектора наближається до напруги живлення, що відповідає логічній одиниці на виході. Для реалізації кон'юнктора можна використати два транзисторні ключі, ввімкнені за схемою з загальним колектором, зкомутовані послідовно один за одним.
Для реалізації логічного диз'юнктора ключові елементи мають бути ввімкнені паралельно один з одним, тоді вмикання хоча б одного з них приведе до протікання струму через навантаження і появи сигналу високого рівня на виході.
Більш універсальними є комбіновані елементи, функції І-НЕ (штрих Шеффера) та АБО-НЕ (стрілка Пірса).
В найпростішому випадку - це послідовно ввімкнені два базових елементи.
5.5.1 Основні характеристики логічних елементів і їх класифікація
Логічні елементи класифікуються за кількома ознаками. В першу чергу розглядають схемотехнічне виконання базових елементів. При цьому в основу класифікації покладено подвійну назву, що вказує на тип вхідного і вихідного каскадів. Елементарний транзисторний ключ став основою перших елементів, які об'єднано було в клас транзисторної логіки з безпосередніми зв'язками (БЗТЛ).
108
Для покращення завадостійкості такого ключа у вхідних колах було ввімкнено резистор. Така схема стала називатись резистивно-транзисторною логікою. Щоб покращити частотні характеристики, тобто зменшити тривалість фронту та спад імпульсу, паралельно до Rб включається конденсатор. Такі схеми називаються резистивно-ємнісна транзисторна логіка (РЄТЛ). Однак вони не набули широкого вжитку через низьку технологічність. Першими серійними елементами стали ключі з вхідними діодними структурами (ДТЛ).
108
Найбільшим досягненням стала розробка багатоемітерних транзисторів, що дозволило створити елементи транзисторно-транзисторної логіки (ТТЛ).
108
У швидкодіючих елементах ТТЛШ (транзисторно-транзисторної логіки з діодами Шоткі) всі транзисторні ключі реалізовані із зворотними зв'язками на діодах Шоткі. Це дозволило значно підвищити швидкодію схем і є зараз основою надвеликих інтегральних схем, які в свою чергу є базою всієї комп'ютерної електроніки.
Окрім цього використовуються елементи емітерно-зв'язної логіки (ЕЗЛ) (на основі диференційних каскадів струмових ключів), n-, p- МОН логіка (на польових транзисторах) та комплементарна КМДМ - логіка (КМОН).
Завдяки пошуку оптимальних рішень для зменшення енергоспоживання логічних елементів розроблено структури так званої інтегрально-інжекційної логіки ().
Основні параметри і характеристики
До характеристик відносять: вхідну, вихідну та передаточну характеристики логічних елементів, відповідно залежності: Iвх=f(Uвх) Iвих=f(Uвих) Uвих=f(Uвх)
Параметри:
1. Коефіцієнт розгалуження з виходом - кількість елементів, які можна підключити до виходу даного логічного елемента. Для підвищення навантажувальної здатності (збільшення цього параметру N) вихідні каскади елементів виконують у вигляді схем емітерних повторювачів або потужних підсилювачів.
2. Коефіцієнт об'єднання за входом (М) - визначає скільки виходів можна підключити до входу логічного елементу.
3. Статична завадостійкість показує величину напруги зовнішньої статичної завади, при якій логічний елемент забезпечує правильне працювання.
4. Споживана потужність - це середнє значення потужності, що споживається схемою в перебування схеми в режимі статичного нуля і статичної одиниці. За цим параметром логічні елементи поділяють на: потужні (Рсп=25 - 250 мВт); середньої потужності (Рсп=3 - 25 мВт); низької потужності (Рсп=0,3 - 3 мВт); малопотужні (Рсп=1 - 300 мкВт); нановатні (Рсп<1 мкВт).
5. Швидкодія - час перемикання стану з логічного нуля в логічну одиницю і навпаки. За даним параметром розрізняють інтегральні схеми: низької швидкодії (tс>100 нс); середньої швидкодії (tс=10 - 100 нс); швидкодіючі (tс=2,5 - 10 нс); надшвидкодіючі (t<2,5 нс).
5.5.2 Базові логічні елементи транзисторно-транзисторної логіки
108
В ТТЛ елементах можна виділити 3 каскади: вхідний каскад на основі багатоемітерного транзистора, транзисторний ключ (як правило з стабілізованим джерелом струму) і вхідний каскад. У вихідному каскаді для стабілізації нульових значень вхідних значень напруги (логічний 0) використовуються додаткові опорні діоди VД1, VДn.
Цим обумовлюється рівень напруги нуля ? 0,4 В (для кремнієвих інтегральних схем), або не більше 0,8 В. Живлення основного ключа на VT2 забезпечується джерелом стабільного струму на транзисторі VT3. Одночасно цей ключ є фазоінвертуючим каскадом для вихідного підсилювача потужності на транзисторах VT4, VT5.
108
108
Для покращення характеристик ТТЛ схем розроблено кілька схемотехнічних варіантів їх виконання:
1. ТТЛ елементи з відкритим колектором, призначені для узгодження вихідних каскадів з зовнішнім навантаженням. В цьому випадку вихідний ключ виконується за схемою з від'єднаним колектором, що дозволяє визначити тип і рівень навантаження схеми з допомогою додаткових навісних елементів (серія К133).
2. Каскади з підвищувальною навантажувальною здатністю (серія К531).
В цьому випадку вихідні ключі виконують у вигляді складених транзисторних каскадів з підвищувальною навантажувальною здатністю.
108
3. ТТЛ схеми із z-станом (з високоімпедансним станом) призначені для роботи в цифрових схемах, що комутують інформаційні сигнали на спільну шину. В цьому випадку у вхідних колах передбачають додатковий вхід багатоемітерного транзистора, при подачі на який керуючого сигналу, виходи логічного елемента переходять у стан високого опору, тобто відключаються від загальної шини. Для формування керуючого сигналу передбачено додатковий вхід z і кілька транзисторів керування.
5.5.3 Базові логічні елементи емітерно - зв'язної логіки (ЕЗЛ)
108
ЕЗЛ є надшвидкодіючою, оскільки конструктивне виконання диференційних струмових ключів передбачає роботу транзисторів в ненасиченому режимі. Це забезпечує джерела опорної напруги із зменшенням значення напруги логічних рівнів, хоч в цьому випадку комутуючі напруги мають від'ємну полярність, однак логічна 1 відповідає більшому значенню потенціалу.
ТТЛ:
лог. 0 - 0,4, не більше 0,8 В.
лог. 1 - 2,4, не менше 2 В.
ЕЗЛ:
лог 0 - (-0,8 - 0,9В)
лог 1 - (-1,6 - (-1,7)В)
108
КМОН:
лог 0 ~ 0 (0,2 - 0,3 В)
лог 1 ~ 15 В, 9В, 5В
:
лог 0 - 0,6 - 0,8В
лог 1 - 1,2 - 1,3В
108
До інтегральних схем ЕЗЛ логіки відносяться мікросхеми серій К500, К1500. Базові елементи ЕЗЛ логіки передбачають можливість виконання одночасно функцій АБО та АБО НЕ, що зумовлено застосуванням струмових ключів у вхідному каскаді. При цьому допускається ввімкнення за паралельною схемою кількох виходів схеми одночасно, що є недопустимим в елементах ТТЛ і КМОН логіки. В найпростіших випадках це є запаралелення вихідних каскадів на спільне навантаження.
Для підвищення швидкодії ЕЗЛ каскадів використовується 2 методи:
1) Побудова двоярусних токових ключів, що забезпечують розгалуження виходів схеми.
2) Застосування додаткових вхідних кіл відносно нейтрального проводу, коли вхідний сигнал подається на схему відносно нуля.
Застосування на виході схем емітерних повторювачів зменшує вихідний опір логічних елементів, що підвищує загальну завадостійкість схеми.
5.5.4 Базові логічні елементи МДН логіки
Для реалізації логічних функцій в базисі МДН логіки застосовують структурні елементи на n- або p- канальних польових транзисторах. Функціонально вони практично не відрізняються, оскільки керуючі потенціали подаються через діалектрик на вхід ключа, змінюється тільки полярність керуючої напруги, оскільки в основному застосовуються транзистори з індуктивним каналом. Як і біполярних схемах для реалізації функцій І застосовується послідовне ввімкнення ключем, а функція АБО реалізується при паралельному їх ввімкненні.
108
108
108
Недоліком МДН структур є залежність струму насичення ключів від напруги живлення вихідного кола, при цьому, щоб одержати зменшення вихідного струму в режимі насичення необхідно збільшувати напругу стоку, що приводить до втрат на перемиканні ключа, тому більш оптимальними є ключі на комплементарних парах транзисторів, при цьому вхідні і вихідні кола реалізують з допомогою обмежуючих діодів. Вхідні та вихідні кола на основі діодів забезпечують надійну комутацію ключів за рівнем напруги і обмежують напругу на вході ключа в діапазоні (-0,7) - (0,7) В відносно напруги живлення каскаду. Базові логічні елементи КМОН типу створюють на парних ключах, тобто для кожного входу використовується окрема комплементарна пара транзисторів, при цьому, якщо в елементах І-НЕ вхідними ключами є транзистори n- типу провідності, а навантажувальними - p- типу, то в схемах з виключенням інверсії ці ключі просто міняються місцями. З МДН логікою виконано інтегральні схеми серії К561, К176, К564 (планарна). Завадостійкість таких елементів складає до 40% напруги живлення.
5.6 Інтегрально-інжекційна логіка
Схеми інтегрально-інжекційної логіки характеризуються наступними особливостями:
1. В них відсутні резистивні елементи.
108
2. В них суміщені області кристалу, які відносяться до різних ключових (транзисторних) елементів схеми.
3. Живлення цих каскадів реалізовано за струмовим принципом, що дозволяє зменшити рівні сигналів і споживану потужність.
108
Транзистор VT2 виконує функції інвертування сигналу, VT1 є інжектором носіїв заряду в базу VT2, при цьому VT1 виконаний за горизонтальною технологією, VT2 - за вертикальною, що забезпечує підвищений коефіцієнт інжекції VT2, а відповідно і більший коефіцієнт струму.
Принцип дії такої логіки наступний. Нехай вхідний сигнал x0 на базі VT2 - відсутній, це відповідає стану логічної одиниці на вході, тоді струм інжектора, тобто колекторний струм VT1 забезпечує насичення бази VT2, що приводить до виходу на насичення колекторного струму VT2, а відповідно до появи на виході VT2 сигналу логічного нуля. Для інтегрально-інжекційної логіки стану логічного нуля відповідає напруга U0=0.1 - 0.2 V; стану логічної одиниці - U1=0.6 - 0.7 V. Таким чином перепад логічних рівнів складає порядка 0,4 - 0,6 V. За рахунок зменшення розмірів активних областей в кристалі підвищується швидкодія схеми, при струмі 0,1 мА, час затримки не перевищує 10 нс. Однак через низьку завадостійкість, такі елементи використовуються виключно в складі великих і надвеликих інтегральних схем, тобто в складі мікропроцесорів.
6.Функціональні вузли цифрової електроніки
В якості функціональних вузлів цифрової електроніки використовують пристрої формування прямокутних імпульсів, генератори тактових сигналів, перетворювачі рівнів сигналів на основі базових логічних елементів.
6.1 Автогенератори на базових логічних елементах
108
Автогенеруючими властивостями володіють схеми, охоплені додатнім зворотнім зв'язком за змінною складовою сигналу, в найпростішому випадку, в якості базових структур можна використовувати ТТЛ інвертори, в яких інвертування вихідного сигналу одного каскаду через конденсатор замикається на вхід іншого елемента.
108
108
В таких схемах сигнали на виходах є інверсними один відносно одного. В зображеній схемі реалізуються умови балансу фаз і балансу амплітуд в широкому діапазоні частот. Якщо уявити, що в ідеальному випадку на конденсаторах немає зсуву фаз складає , то загальний зсув сигналу при проходженні двох каскадів буде , тобто виконується умова балансу фаз. Оскільки ідеальний інвертор працює в ключовому режимі, то його коефіцієнт підсилення >>1. Це підтверджує умову балансу амплітуд. Автогенераторний режим забезпечується зворотнім зв'язком. Нехай на одному виході в певний момент часу напруга приймає максимальне значення, тобто логічну 1, на іншому -логічний 0. Тоді за рахунок заряду конденсатора, що з'єднаний з високим потенціалом виходу через резистор, протікатиме струм зарядки. Це приводить до зміни потенціалу на вході іншого каскаду і до інвертування вихідної напруги на обидвох каскадах. Тривалість перехідного процесу визначається постійною часу RC-кіл, тобто t=RC. Якщо параметри RC- кіл підібрати симетричними, то шпаруватість імпульсів складатиме q = 2. При реалізації автогенераторної схеми на елементах КМОН логіки потрібно врахувати, що вхідний струм такої схеми, тобто КМОН елемента > 0, оскільки вхідний опір практично безмежний, тоді для забезпечення протікання струмів перезарядки конденсаторів навантажувальні резистори на вході логічного елемента шунтують додатковими діод ними ключами, які забезпечують протікання струмів переполяризації конденсаторів і їх роботу в біполярному режимі. Різновидністю схеми автогенератора є каскад з однією часозадаючою RC-ланкою.
ДД - цифрова інтегральна мікросхема;
ДА - аналогова мікросхема
Пояснити роботу такої схеми найлегше, використовуючи КМОН логіку. Оскільки вхідний опір КМОН елементів >, то при нульовому значенні напруги на вході першого і виході другого логічного елемента, струм, що протікає від виходу першого елемента, буде заряджати конденсатор. При досягненні порогової напруги на конденсаторі, на вході першого елемента досягається рівень потенціалу, що забезпечує його перекомутацію, тобто на вході першого і виході другого елемента реалізується стан логічної одиниці, а в точці з'єднання логічних елементів - стан логічного нуля. Таким чином конденсатор, який зарядився за перший півперіод виявляється перекомутованим, зліва він буде підключений до точки низького потенціалу, справа - до точки з високим потенціалом. Це забезпечує його розряд і пере поляризацію протягом наступного півперіоду. Далі релаксаційний процес продовжується.
Генератори з часозадаючим конденсатором
108
В таких схемах в якості часозадаючих елементів використовують конденсатор і ТТЛ інвертор, при цьому, конденсатор працює в уніполярному режимі, тобто напруга на його обкладках не міняє знаку, а тільки змінюється від мінімального до максимального значення.
108
108
108
В якості баластного (газозадаючого) елементу тут використовується вхідний опір ТТЛ інвертора. В схемах з підвищеною швидкодією застосовують схеми генерування, в яких часозадаючими елементами виступають перехідні ємності та опори самих логічних елементів. Тоді тривалість сигналів визначається тільки сумарною тривалістю фронту і спаду імпульсу самих ключових елементів.
Недоліком таких схем є значний розкид технологічних параметрів елементів, що відповідно приводить до нестабільності генерованих коливань. В комп'ютерній техніці, для забезпечення надійної роботи цифрових схем, частоту синхронізації потрібно підтримувати з точністю до 1/1000. Для забезпечення такої точності в аналогових схемах застосовують спеціальні схеми термостабілізації і захисту від зовнішніх завад. В цифрових схемах найпростіше реалізувати задану стабільність частоти з допомогою кварцових резонаторів у колах зворотного зв'язку.
Одновібратори
108
108
108
На відміну від схеми мультивібраторів, в одновібраторних схемах додатково використовують коло живлення і коло запускаючого імпульсу на вході однієї з логічних схем. Таким чином для реалізації одно вібратора потрібно використати як мінімум двовходові логічні комірки. За рахунок розділення входу керування і входу зворотного зв'язку C1R в схемі реалізується квазістабільний стан при наявності запускаю чого імпульсу Uкерування. При цьому умовою релаксаційного процесу є співвідношення: фк<фі?RC.
Подобные документы
Фізичні властивості електроніки. Електрофізичні властивості напівпровідників. Пасивні елементи електроніки, коливальні контури, їх використання. Кремнієві стабілітрони: будова, принцип дії, галузі використання. Напівпровідникові діоди, схеми з’єднання.
учебное пособие [7,5 M], добавлен 16.10.2009Властивості, характеристики та параметри сучасних електронних приладів. Принципи побудови найпростіших електронних пристроїв. Властивості та способи розрахунку схем. Вольтамперні характеристики напівпровідникових діодів, біполярних та польових транзисторі
контрольная работа [282,4 K], добавлен 27.04.2011Розрахунок каскаду попереднього підсилення на біполярному транзисторі. Характеристика роботи підсилювальних каскадів на операційних підсилювачах. Схемотехніка підсилювачів потужностей звукових частот. Знаходження величини допустимого струму колектора.
контрольная работа [393,2 K], добавлен 24.10.2014Динамічний діапазон сигналу - обмеження, що не дозволяє реалізувати розраховану мінімальну потужність на вході фотодетектора. Вимоги до підсилювачів фотострумів. Структурна та еквівалентна схема підсилювача, його амплітудно-частотні характеристики.
контрольная работа [193,0 K], добавлен 06.01.2011Загальні питання схемотехніки лінійних підсилювачів. Вибір типу підсилювальних приладів, розрахунок режиму їх роботи для заданого підсилювача. Параметри елементів принципової схеми та якісні показники найпростішого трикаскадного лінійного підсилювача.
курсовая работа [1,1 M], добавлен 15.09.2014Розрахунки двоканального підсилювача електричних сигналів, звукового каналу, диференційного підсилювача та фільтра, теоретичні основи роботи підсилювачів. Розробка структурної схеми, вибір елементної бази. Функціональні вузли та принципова схема.
курсовая работа [169,8 K], добавлен 28.09.2011Визначення та класифікація конденсаторів. Позначення за нормативними документами в Україні. Будова і принцип дії підстроєчних конденсаторів. Характеристики, параметри, області застосування. Сучасні досягнення і перспективи розвитку конденсаторів.
реферат [47,7 K], добавлен 26.03.2015Визначення виду та типу генераторних та підсилювальних пристроїв, функціональної схеми радіопередавальних пристроїв та їх елементів. Види нестабільності частоти, гармонійні та негармонійні регулярні відхилення. Схема канального підсилювача потужності.
реферат [25,3 K], добавлен 02.11.2010Комп'ютерна мережа - об'єднання деякої кількості комп'ютерів до єдиного каналу передачі даних за допомогою фізичного з'єднання. Опис топологій локальних мереж. Розробка простої комп'ютерної мережі зі стандартом 10Base-2 та перевірка її працездатності.
курсовая работа [880,9 K], добавлен 14.09.2012Призначення, принцип дії, основі параметри і умови використання мультимедійного підсилювача для домашнього комп'ютера. Формування критеріїв відмов та критеріїв граничних станів. Нормування показників надійності та довговічності електронних пристроїв.
курсовая работа [575,2 K], добавлен 20.01.2014
