Исследование и разработка методов и технических средств и измерения для формирования статистических высококачественных моделей радиоэлементов

Методика измерений, широко используемая при идентификации коэф-фициентов S-матриц СВЧ устройств [4] предусматривает следующие действия. МП включают в согласованный СВЧ тракт, идеальный СВЧ тракт, в котором отсутствуют или практически несущественны, отражения волн от согласованных нагрузок и источников сигналов. Разделение волн на падающие и отраженные с целью определения их значений производится с помощью устройств типа направленных ответвителей энергии.

Эквивалентная схема измерительной цепи для случая без применения устройств разделения падающих и отраженных волн может быть сведена к схеме, показанному на рисунке 2.17. Сущность методика измерения коэффициентов S-матрицы вытекает из анализа развернутой формы матричного уравнения (2.49) относительно входов исследуемого многополюсника i и j

Так как для случая рисунка 2.17 все падающие волны aj (j^i) равны нулю ввиду того, что все волны bj (j=Јi) поглощаются нагрузочными резисторами, то уравнение (2.69) можно записать в виде

Из уравнения (2.67) непосредственно находим выражения для определения 8„ диагональных и Sjj недиагональных коэффициентов S-матрицы

Из уравнений (2.58) устанавливаем, что для определения коэффициентов S-матрицы достаточно знать только отношение значений падающих и отраженных волн, что является основным преимуществом метода.

На более низких, чем СВЧ, частотах применить устройства, позволяющие разделить падающие и отраженные волны, практически не представляется возможным. Поэтому имеется потребность модификации методики измерения.

Гибридные, а именно Н-параметры, также являются системными параметрами и могут быть рассчитаны по известным Y- или Z-матрицам. Наиболее широкое применение получили Н-параметры транзисторов, представляемых в виде четырехполюсников [5]. Коэффициенты Н-матрицы определяют при холостом ходе на его входе и коротком замыкании на его выходе.

2.5.2 Компонентные модели транзисторов

Компонентные модели транзисторов традиционно применяют в САПР электронных схем и при разработке самих транзисторов. В системе Picpis на частотах до 100 МГц применяют универсальные модели.

К ним относятся модели для случая "большого" сигнала: биполярных транзисторов (БТ), арсенид-галлиевых и МОП - транзисторы. Модели сепарабельные, то есть малосигнальную макромодель формируют на основе модели для большого сигнала.

К достоинствам таких моделей можно отнести:

возможность аттестации их параметров по справочным данным.

сепарабельность.

возможность построения ряда моделей для одного транзистора, отличающихся друг от друга уровнем сложности.

В основу модели БТ положены идеи, выдвинутые Эберсом и Моллом и развитые для случая передаточной модели Логаном [9,10] или зарядовой модели Гумме-лем - Пуном [13]. Полная встроенная модель представляется в виде адаптированной модели Гуммеля - Пуна, которая по сравнению с исходной моделью позволяет учесть эффекты, возникающие при больших смещениях на переходах. Эта модель автоматически упрощается до более простой модели Эберса - Молла в версии Лога-на, если опустить некоторые параметры. Эквивалентная схема модели транзистора согласно [8] приведена на рисунке 2.19.

Всего аттестуется 55 параметров из них для описания модели Эберса - Молла достаточно использовать 49 параметров, задав 10 параметров, необходимых для описания модели Гуммеля - Пуна по умолчанию.

Всего по умолчанию могут быть заданы 54 параметра, что представляет пользователю широкий манёвр при формировании рабочих моделей.

Модель позволяет производить учёт температурных зависимостей параметров, путём аттестации 10 температурных коэффициентов и задания их области определения (четыре значения температуры и отношений температур). В числе аттестуемых параметров 10 температурных коэффициентов, однако, в доступных пользователю моделях используется только один из них [8].

Рассмотрим модель по Эберсу - Моллу, эквивалентная схема которой представлена на рисунке 2.20. В этом случае в качестве основных токов используются токи, собираемые р-n переходами и моделируемые генераторами тока. Ток 1_П (прямой ток), который передаётся из эмиттера в базу и собирается коллектором, описывается выражением

Аналогично записывается выражение для тока Ij, который передаётся из коллектора через базу в эмиттер в инверсном режиме

Диффузионные ёмкости С_{э ди}ф эмиттерного и С_{к ДИ}ф коллекторного переходов, согласно рисунку 2.20 подключены параллельно переходам эмитер-база и коллектор-база и рассчитываются по формулам

Постоянные времени т_п и t_s характеризуют инерционность процессов передачи зарядов не основных носителей от одного перехода к другому. Барьерная ёмкость не линейно зависит от обратного напряжения перехода и приближённо описывается выражением

В ряде случаев модель Эберса - Молла учитывает сопротивление диффузионных областей и сопротивление утечки обратносмещённых р-n переходов, токовые и частотные зависимости коэффициентов по току, модуляцию ширины базы, лавинное умножение носителей в р-n переходе, влияние внешних воздействующих факторов (температуры, радиации и т.д.).

Сопротивление диффузионных областей и утечки включают в эквивалентную схему, а остальные эффекты учитывают с помощью аппроксимирующих зависимостей.

При работе транзистора в режиме "большого" сигнала имеет место сильная нелинейная зависимость коэффициентов р_п и pi от напряжений U₃ и U_K. Иногда для выражения зависимости этих коэффициентов от соответствующих напряжений используют степенной ряд [14]

А, = *о + ^аУэ + aJJ] + а_зи^э_{э ;} (2.75)

Д. = а₀ + a_lU_k + a₂U²_k + a₃U³_k. ₍₂.76)

Известны и более сложные формулы, чем выражения (2.75), (2.76). Однако в моделях пакета PSpice ограничились случаем [8]:

З_п = const ; (2.77)

p_t = const , (2.78)

то есть влияние напряжения Uk на ВАХ транзистора не учтено, что существенно ограничивает возможности модели.

Температурная зависимость устанавливается для 16 параметров модели БТ [8]. В первую очередь для токов насыщения эмиттера, коллектора и подложки для прямого и инверсного режимов, максимального коэффициента усиления тока в схеме с общим эмиттером, объёмных сопротивлений эмиттера, базы и коллектора и др. Но в доступных пользователю моделях аттестован только температурный коэффи-циент для токов насыщения. Остальные устанавливаются по умолчанию. В других моделях [6] даже эти параметры не аттестуются. Мало того принято равенство из ранних работ Логана [9,10]

На практике в программе PSpice доступные пользователю модели существенно "усечены" за счёт исключения из базовой модели температурных коэффициентов. Всего в такой модели Эберса - Молла из 49 параметров, согласно [8] аттестовано 27. Потери информации при таких упрощениях модели БТ в литературе не обсуждаются. Линейная схема замещения БТ, сепарабельная схеме рисунка 2.20, приведена на рисунке 2.21. Здесь Кб, R₃, R_K - объемные сопротивления базы, эмиттера и коллекто-ра соответственно; О_бэ - проводимость перехода база-коллектор; Обк - проводимость перехода база-коллектор; G₀ - проводимость коллектор-эмиттер; С_бэ - емкость перехода база-эмиттер; С_эк- емкость перехода коллектор-эмиттер; С_бк- емкость перехода коллектор-база; В_г - максимальный коэффициент усиления в нормальном и инверсном режимах соответственно.

Сепарабельность линеализиованной модели заключается в том, что её параметры R, С_бэ, С_вх, С_бс рассчитываются по параметрам модели Эберса - Молла рисунка 2.20 после расчёта режима транзистора по постоянному току. При использовании модели рисунка 2.21 возможно определить тепловые шумы, вызванные флюктуационными токами, проходящими через сопротивления Rg, R₃ и R_K.

Обращаем внимание на тот факт, что в некоторых источниках вообще не рассматриваются статические модели БТ типа Гуммеля - Пуна и Эберса - Молла [9,10,13], отдавая предпочтение моделям, выраженным в виде ВАХ. С другой стороны, вместо сепарабельных малосигнальных моделей БТ предлагают использовать достаточно широкий круг моделей в виде эквивалентных схем, каждая из которых отражает особенности её применения БТ или удобство статистических моделей [25-35]. определения её параметров [5,7,11,14] или формальных или факторных моделей.

В библиотеке PSpice имеются также встроенные модели полевого канального транзистора (ПКТ), полевого арсенид-галлиевого транзистора (ПАГТ) и МОП-транзистора.

ПКТ описывается моделью Шихмана - Хоужеса [19-21], основанной на использовании идеализированных р-n переходов исток - затвор и сток - затвор. Модель идентифицируется 24--мя параметрами и четырьмя условиями для температурного режима, причём температурная зависимость определена для восьми параметров базовой модели. Для практического использования, также как и для модели БТ, предлагается упрощённая модель, идентифицируемая 10-ю параметрами из 24-х базовой модели. В этой модели температурные зависимости параметров исключены. Более подробное описание модели ПКТ приведено в [8].

ПАГТ описывается четырьмя разновидностями моделей, предложенными Куртисом [22-24] и другими [8]. Модель Куртиса даёт удовлетворительные результаты лишь при описании статического режима, в то время как остальные модели отражают и динамические характеристики ПАГТ. Модели 1-3 уровней идентифицированы 32-мя параметрами и 4-мя условиями в области температуры. Для расчёта модели 4-го уровня количество параметров расширяется до 54-х за счёт более полного описания статического режима. Учёт температурного режима определяют с помощью 5-ти коэффициентов расчета температурных зависимостей 10-ти параметров.

МОП-транзисторы описываются шестью разными системами уравнений, выбор которых осуществляют параметром LEVEL, принимающим значения от одного до шести.

Первый уровень (LEVEL 1) используют в тех случаях, когда не предъявляют высоких требований к точности моделирования ВАХ.

Модели второго и третьего уровней учитывают более тонкие физические процессы.

Параметры четвёртого-шестого уровней рассчитываются по справочным данным с помощью специальных программ и идентификаторов [24]. Все модели имеют одну и туже эквивалентную схему.

Практическая модель МОП-транзистора для третьего уровня содержит всего 18 параметров из 51-го.

Температурные зависимости определены через температурный потенциал ф_т для 13-ти параметров. Подробное описание модели МОП-транзистора приведено в [8].

Для каждой модели МОП-транзистора приведены также линейные сепарабельные схемы замещения.

Встроенные модели транзисторов удовлетворительно работают в диапазоне частот до 100 МГц.

Для описания СВЧ транзисторов используют макромодели на основе встроенных моделей, эквивалентных схем и формальные, выраженные через Y или S-параметры [8]. Эти модели разрабатываются пользователем и вводятся в библиотеку с помощью специального оператора subckt.

Нелинейную макромодель БТ, формируют на основе его встроенной модели. Для этого встроенная модель БТ дополняется пассивными LC-цепями (индуктивностями li, L₂, L₃ и ёмкостями d, €2, Сз выводов (рисунок 2.21).

Использование рассматриваемой макромодели позволяет расширить применение встроенной модели в области частот выше 100 МГц. Достаточно сложную проблему представляет собой аттестация индуктивностей выводов и паразитных ёмкостей.

2.5.3 Факторные модели

Многополюсные РК, на основе факторной статистической модели рисунок 2.22 содержат динамические параметры (ДП), или параметры переменного тока и статические параметры (СП), или параметры постоянного тока, вероятностные характеристики параметров (ВП), или статистических характеристики ДП и СП, параметры надежности (ПН).

Каждая из групп указанных параметров определена в конкретном факторном пространстве (ФП), определенном вектором факторов X, а каждый из факторов имеет границы согласно ТУ или реальными условиями применения.

Состав вектора X зависит от типа РК, аттестуемых параметров и границ факторного пространства (ГФП.).

ПН или регламентируют ГФП, или представляют собой функции ГПФ.

ДП многополюсника определяет множество п его входов по переменному току, а СП - множество m его входов по постоянному току. В общем случае СП выражают ВАХ многополюсника.

Динамические параметры удобно представить его Y матрицей

СП могут быть выражены в виде I вектора факторных зависимостей полюсных токов по множеству m входов

Так, в случае транзистора факторное пространство определяют параметры рабочей точки: ток коллектора I_k и напряжение коллектора U_k, частота и температура Т. При описании ВАХ частота из векторного пространства исключается.

При моделировании операционного усилителя естественными компонентами вектора X являются частота /, напряжения источников ^и и-п и " "*", постоянная составляющая напряжения вых _и температура.

Статистические зависимости параметров модели выражаются посредством факторных зависимостей стандартных отклонений динамических параметров, объединенных в матрицу вектор факторных зависимостей стандартных отклонений статических параметров и соответствующие матрица и вектор факторных уравнений автокорреляционных функций (АКФ)

г* =[',(*)], (2.84)

г^х=[г„(х)], (2.85)

Учет взаимнокорреляционных связей параметров модели можно осуществить, сгруппировав сильно коррелированные между собой параметры в группы (плеяды) [16]. Информацию о таких связях можно выразить в виде упорядоченного массива используемых для описания модели.

Каждый из вещественных параметров представляется в виде уравнения, отвечающего полиноминальной факторной модели первого рода:

или мультипликативной факторной модели второго рода

где К_ь К₂- постоянные факторного уравнения (ПФУ) первого и второго рода соответственно;

Тип структуры факторного уравнения (2.87) или (2.88) определяется в процессе обработки данных эксперимента. Структура ЭФФ ^mij определяется с учетом табличных значений этой функции полученных экспериментально н статической оценки значимостей уровней функции по Стьюденту [37].

Факторные уравнения стандартных отклонений (2.82) и (2.83) выражаются в виде:

Так как погрешности определения стандартных отклонений параметров являются ошибками второго порядка по отношению к математическим ожиданиям параметров, то на данном этапе развития модели принято, что при условиях статистической значимости дисперсий табличных значений функции, аппроксимация факторных уравнений осуществляется прямой (т= 1). Расчет коэффициентов уравнений (2.87, 2.88) и их математической формы производится при обработке экспериментальных данных на ЭВМ.

АКФ, соответствующие каждой из функций g , рассчитываются по формуле:

Используя ФСМ, можно сформировать любую из рассмотренных выше моделей РК. Успешное решение этой задачи зависит в первую очередь от выбора факторного пространства, то есть области определения каждого из факторов. Важным условием является также применение достаточно эффективных с точки зрения получения статистической информации методов измерения статических и динамических параметров РК.

3 Измерительные устройства

3.1 Измерительные задачи

Содержание измерительных задач, от решения которых зависит адекватное описание моделей РК, обуславливает требования к моделям РК, приведённым в разделе 2.

Чтобы удовлетворить эти требования в составе САПР электронных схем должна функционировать система измерения параметров РК ориентированная на:

контроль качества известных РК на соответствие электрических параметров, по которым идентифицируется модель согласно паспортным данным;

измерение известных РК для формирования их моделей в областях определения параметров, выходящих за рамки паспортных данных для определения возможности расширения области их применения;

- измерение параметров и идентификация моделей новых РК. Согласно анализу, приведённому в разделе 2, каждый из реальных РК может быть описан несколькими способами. Например, в виде эквивалентной схемы, физико-топологическим способом, формально в виде п - полюсника, который определяет связи внешних по отношению к нему электрических параметров, представленных в виде полюсных токов и напряжений.

В самом общем случае модель РК может быть глобальной, в которой учтены все нелинейные и динамические эффекты, локальной (или условно линейной), у которой определены статические и динамические параметры в ограниченной области факторного пространства, и точечной, параметры которой определены в дискретной точке факторного пространства.

Глобальной модели отвечает, например, модель транзистора по Эберсу-Моллу или Гуммелю-Пунну, локальной - факторные модели, например, в ограниченном частотном диапазоне; точечной - параметры в отдельной точке плана ФЭ.

Большое разнообразие моделей РК приводит к необходимости использования разнообразных способов и технических средств для измерения их параметров. Как правило, статические и динамические параметры РК измеряют на разных технологических установках.

Методы построения средств измерения для идентификации моделей РК могут быть сведены к следующим принципам, учитывающим особенности подключения РК и сигналов, подлежащих обработке [4, 5, 11, 14, 18, 36, 44]:

разделение напряжения и тока (для двухполюсников);

сравнение двухполюсника с образцовым в мостовых схемах;

сравнение двухполюсника или многополюсника с комплектом образцовых двухполюсников;

разделение падающих и отражённых волн для РК СВЧ диапазона;

определение резонансной частоты, Q - метры;

анализ картины стоячей волны, измерительные линии СВЧ диапазона.

Особое значение имеет задача по объединению операций измерения статических и динамических параметров на одной технологической установке, если цепи электропитания РК по постоянному и переменному току не разделены.

Удачное решение этой задачи для транзистора приведено в работе [67]. Данный способ электропитания РК может быть распространён на другие РК, например, операционные усилители.

Отечественная и зарубежная промышленность выпускает достаточно широкую номенклатуру измерительных приборов, чтобы решить поставленные выше задачи. Особенно эффективны приборы фирмы Hewlett Packard, ориентированные на комплексную автоматизацию измерительного процесса. Однако обращаем внимание на следующие факты:

Применение узкоспециализированных измерительных приборов приводит к резкому увеличению затрат, так как эти приборы дороги.

В случае измерения активных РК практически в каждом конкретном случае приходится решать задачи электропитания по постоянному и переменному току.

Разнообразие номенклатуры и типоразмеров РК, подлежащих измерению, выдвигает на одно из первых мест задачу подключения объекта измерения к измерительной схеме, особенно в случае определения динамических параметров.

В этой связи возникает проблема разработки нестандартных способов и средств измерения, позволяющих при использовании стандартных универсальных измерительных приборов ограниченного состава производить автоматизированное измерение параметров широкой номенклатуры РК в ограниченное время. Решение этих задач отражено в работах [25-70], выполненных в ВГТУ в 70-х - 90-х годах, будет рассмотрено в данном разделе.

3.2 Устройства для измерения двухполюсников

3.2.1 Измерение статических параметров

Статические параметры определяют в виде ВАХ или моделью Эберса-Молла (полупроводниковые диоды).

Для определения ВАХ определенное преимущество имеет зависимость в виде U(l), когда ток через ДПР поступает от источника тока, и регистрируют напряжение на его электродах.

При обратном смещении, когда сопротивление перехода весьма велико, электропитание производится от источника напряжения.

ВАХ при прямом смещении по Эберсу-Моллу определяют по уравнению

Из изложенного следует, что определение ВАХ не представляет сложности. Принятый способ измерения динамических параметров позволяет производить определение статических и динамических параметров ДПР на одной технологической установке.

3.2.2 Y-устройства для измерения ДП

Первое (базовое) измерительное устройство, показанное на рисунке 3.1, предназначено для измерения линейных ДПР. По структуре оно соответствует устройству по а.с. № 1580282 СССР при применении ручных операций калибровки параметров L_k и Х₀. Устройство содержит генератор 1 для электропитания измерительных цепей по переменному току, векторный вольтметр (ВВ) 2 для регистрации модуля и разности фаз переменных напряжений, элемент Z_r для моделирования внутреннего сопротивления генератора 1, если это необходимо, контакт! для подключения измеряемого ДПР с полным сопротивлением Z. В качестве элемента Z_r в первом приближении применяют резистор с учетом его паразитных параметров.

В процессе калибровки по напряжениям °, ^и*, ' и ^изопределяем параметры эквивалентной схемы по формулам (2.43), (2.47) рассчитываем индуктивности L_k, lq, если значение индуктивности L₀ будет для аттестации вектора образцовых нагрузок uq.

Y = l/W + j/<₉ (3.4)

где W - параметр, вычисляемый по формуле (2.37).

При измерении нелинейных ДПР в схему рис. 3.1 добавляем источник тока (напряжения) для смещения рабочей точки и цепочку R₍ , С_} , С₂ развязки цепей электропитания по переменному и постоянному току (рисунок 3.2).

При измерении полупроводниковых диодов источник 3 работает в режиме источника тока. ВАХ определяют по зависимости U_C(I_C), где U_c , I_c -постоянные составляющие тока и напряжения на измеряемом диоде.

Динамические параметры в виде проводимости Y определяют по формуле (3.4).

В случае обратного включения диода источник 3 переключают в режим источника напряжения. По значению напряжения U на выходе Г регистрируют полную проводимость в зависимости от напряжения обратного смещения U_c (рисунок 3.2). Полную проводимость Y рассчитывают по формуле (3.4), а значение С_бар барьерной емкости по формуле

C_6ap=Y/co, (3.5)

где со - угловая частота.

При измерении мощных нелинейных ДПР возникает проблема электропитания по постоянному току из-за большого уровня мощности, которая рассеивается на резисторе rj (рисунок 3.2). Для устранения этого эффекта предлагается использовать схему рисунок 3.3, в которой в отличии от схемы рисунок 3.2 резистор R] шунтирован катушкой индуктивности lj.

Измерение параметров ДПР производится также как в случае применения устройства на рисунке 3.2. При этом постоянная составляющая тока проходит через катушку li без падения напряжения на ней. Внутреннее сопротивление генератора 1 составляет включенные в параллель по переменному току сопротивления Z_r , ri и coL]. Сопротивление toL] в рабочем диапазоне частот выбирается из уровня

Оптимальный режим при измерении динамических параметров достигается при условиях [51]

3.3 Устройства для измерения МП

В качестве базового для первого из рассматриваемых устройств выбрано устройство по А.с. 1084709 СССР, МКИ G 01 R 31/26 [1]. Развитие устройства произведено с учётом способа измерения по А.с. 1317370 СССР, МКИ G 01 R 27/32 [2]. Структурная схема первого устройства приведена на рисунке 3.4.

Устройство содержит: генератор синусоидального напряжения (ГСН), выход которого соединён с опорным выходом векторного вольтметра (ВВ) и первыми выходами К1 и К2, вторые выходы которых соединены с общей шиной; программатор (П), выводы которого соединены с управляющими входами переключателей ю, К2 и КЗ; входы переключателя КЗ соединены с базовым и коллекторным контактами держателя транзистора (ДТ), а его выход с измерительным входом ВВ.

Выход переключателя К\ через цепочку С2, R2 соединены с базовым входом ДТ, а выход переключателя К2 через цепочку СЗ, R3 соединён с коллекторным входом ДТ. выход усилителя (У) через резистор R\ соединён с базовым входом ДТ для электропитания базы транзистора по постоянному току, а выход источника тока (ИТ) через резистор R5 соединён с коллекторным входом VTI по постоянному току. Делитель на резисторах R4, R6 предназначен для деления напряжения U_t. Его выход соединён с входом У. Источник опорного напряжения (ИН). Через резистор R6 соединён с входом У. Конденсаторы С2 и СЗ служат для разделения цепей постоянного и переменного тока, а конденсаторы С1, СЗ, С 4 и С5 для развязки указанных цепей. Блок питания (БП) предназначен для электропитания по постоянному току блоков П и У.

Применение устройства по рисунку 3.4 позволяет стабилизировать рабочую точку (РТ) со стороны коллектора независимо от типа или структуры транзистора. Рассмотрим процесс стабилизации РТ на примере биполярного транзистора п-р-п структуры.

напряжение U_k рассчитывают по формуле

На практике коэффициент K_Q выбирают в интервале 0,1-0,5. Таким образом, РТ транзистора VTI определяют ток I_k на выходе ИТ и напряжение U₀ на выходе ИН. При использовании программируемых ИТ и ИН процесс установления РТ можно автоматизировать, управляя источниками от ПК.

Для измерения Y - параметров устройство на рисунке 3.4 в отличие от устройства [1] было приспособлено для измерения в режиме определённом способом [2]. Для этого предварительно измерительную схему калибруют в режиме холостого хода с помощью образцовых мер Z_OI и Z₀₂ и измеряют матрицу С/₀ полюсных напряжений холостого хода, а в рабочем (при подключенном транзисторе) режиме измеряют матрицу U₉ элементами которой служат полюсные напряжения при прямом и обратном включении транзистора.

Управление режимом измерения производится программатором П с помощью ключей Kl-КЗ. Соответствующие напряжения регистрируют с помощью ВВ подключённого к выходу ключа КЗ.

Для калибровки устройства в режиме холостого хода первую образцовую меру Z₀₁ подключают между 1 и 3 контактами ДТ и при нормальном положении Kl-КЗ измеряют напряжение С/₀, на базовом контакте ДТ. Далее переключатели Kl-КЗ приводят в рабочее состояние. Вторую образцовую меру Z₀₂ подключают к контактам 2 и 3 ДТ и измеряют напряжение t/₀₂ на коллекторном контакте ДТ. Напряжения С7₀₁ и С/₀₂ составляют вектор калибровочных напряжений U_k.

Для определения матрицы Y сначала рассчитывают матрицы передачи К₀ - холостого хода и К нагруженного режима по формулам

При определении У - матрицы транзистора по формулам (3.7) - (3.11) принципиально исключаются систематические погрешности, вносимые паразитными индуктивностями и ёмкостями измерительных цепей, а также входной цепи ВВ. Также исключаются мультипликативные погрешности, возникающие при измерении модулей комплексных напряжений и аддитивные при измерении разностей их фаз, так как в расчётных формулах используются отношения этих напряжений. Однако возникают определённые сложности при аттестации сопротивления Z_n, что вызывает дополнительные погрешности. Эти погрешности можно исключить при применении второго измерительного устройства, структурная схема которого показана на рисунке 3.5.

Устройство на рисунке 3.5 получаем из устройства на рисунке 3.4 путём исключения переключателя КЗ и введения второго ВВ. В этом случае первый ВВ1 и второй ВВ2 векторные вольтметры постоянно подключены к базовой и коллекторной цепям. Поэтому сопротивление Z_n каждого из них постоянно входит в состав измерительных цепей и в его аттестации нет необходимости.

Режимы работы первого и второго устройств по постоянному и переменному току полностью идентичны, но во втором устройстве отсутствуют коммутации ВВ. Расчёт Y - матрицы транзистора производят по формулам, полученным из формул (3.7) - (3.11) при Z_n -> со.

Тогда коэффициенты матриц К_(] и К производят по формулам

Существенный недостаток рассмотренных выше устройств заключается в том, что при измерениях транзисторов средней и большой мощности возникают сложности их электропитания по постоянному току из-за разогрева этих резисторов, особенно коллекторного резистора R5.

Эти недостатки можно исключить путём шунтирования резисторов Ш и 5 катушками индуктивности, как это показано на рисунке 3.6.

Третье измерительное устройство разработано на базе второго. В этом случае резисторы R1 и R5 шунтированы катушками индуктивности II и L2 соответственно. Так как напряжение U_k и напряжение на выходе ИТ равны,

то делитель R4, R6 представилось возможным подключить к выходу ИТ. Тем самым исключено шунтирующее влияние делителя Д4, R6 на коллекторную цепь. Назначение остальных элементов такое же, как и на схемах на рисунках 3.4 и 3.5. Статический режим устанавливается таким же образом как в схемах на рисунках 3.4 и 3.5. Динамические тесты по определению матриц U_Q9 U и вектора U_k производятся аналогично тестам устройства на рисунке 3.5. Для расчёта Y - матриц используются формулы (3.7) - (3.13). Индуктивности LI и L2 рассчитывают по формулам

Устройства на рисунках 3.4 - 3.6 позволяют путём реализации активного факторного эксперимента получить информацию для описания ВАХ транзистора в пространстве системы

Анализ схемы рис.3 показывает, что путём её преобразования и при упрощении структуры можно реализовать режим измерения ВАХ в пространстве системы

U_s=U_e(l_e,U_k). (3.16)

В результате получаем четвёртую измерительную схему (рисунокЗ.7). Назначение элементов схемы на рисунке 3.7 кроме источников ИН1, ИН2 и резистора R4 такое же, как и на схеме рисунка 3.5. В процессе работы схемы напряжение на выходе источника ИН2 определяет напряжение u_k, источника ИН1 и резисторы R1₉ R4 вырабатывают ток базы 1₆. Чтобы схема генерирования тока 1_б соответствовала условию источника тока, выбор резистора R4 должен отвечать условию

(R4 + R6)> 100(Д2 R₆), (3.17)

где R₆ - сопротивление базы по постоянному току.

При выполнении условия (3.17) ток базы будет прямо пропорционален напряжению на выходе ИН1. Таким образом, рабочую точку (ток 1_б и напряжение U_k) транзистора будет определять напряжения на выходах ИН1 и ИН2.

Динамические тесты по определению матриц t/₀, U и вектора U_k и расчёт Y - матрицы производятся аналогично тестам и расчётам в случае схемы на рисунке 3.6.

В схемах на рисунках 3.4 - 3.7 выделена часть, обозначенная ИГ, представляет собой измерительную головку, которую предлагается конструировать в виде сменного модуля. Принципиальные схемы ИГ в рассмотренных случаях практически одинаковы. Различия будут связаны с конструктивными (типоразмер корпуса, конструкция выводов) и электрическими (мощность, входные и выходные сопротивления) параметрами измеряемых транзисторов, которые будут определять конструкции и номинальные значения элементов ИГ.

Определив часть схемы, кроме ИГ, как базовую получаем возможность широкого маневра, измерительным процессом используя для измерения транзисторов "магазин" ИГ.

Таким образом, в результате анализа структурных схем (рисунки 3.4 -3.7) показано что, во-первых, есть возможность измерения статических и динамических параметров транзистора на одной технологической установке, во-вторых, имеется возможность использования различных вариантов измерительных устройств, в-третьих, целесообразность выделения части измерительной схемы в виде PIT.

Отличительное свойство рассмотренных устройств состоит в том, что они могут быть эффективно использованы в автоматизированных информационно-измерительных системах для измерения параметров моделей, ориентированных на применение в информационных базах данных САПР и диагностику качества радиокомпонентов.

Важным достоинством этих устройств является отсутствие принципиальных ограничений на диапазон частот. Не представляет сложности осуществить измерения на частотах до сотен МГц.

3.4 Структурная схема рабочего места

Структурная схема рабочего места приведена на рисунке 3.8.

Рабочее место состоит из: генератора ВЧ сигнала Г4-116, универсального цифрового вольтметра В7-18, векторного вольтметра ФК2-12, блоков питания (БП) и непосредственно измерительно-контрольного устройства (ИКУ), к которому подключается головка измерительная (ИГ) и плата стабилизации рабочей точки, подключаемая при измерении транзисторов.

Генератором формируется высокочастотный сигнал, который подается через разъем Х2 на плату ИКУ, а оттуда через XI - на ИГ. В7-18 подключен к Х5 и служит для измерения режима работы по постоянному току и преобразования показаний векторного вольтметра ФК2-12. На вход ФК2-12 подается сигнал с Г4-116 и измеряемый сигнал с ИГ. Преобразованные в постоянные напряжения величины сдвига фазы и модуля переменной составляющей передаются на ИКУ, откуда они могут быть скоммутированы на цифровой вольтметр В7-18. Блоки питания обеспечивают схему стабилизированными напряжениями и токами.

Блок измерительно-контрольного устройства предназначен для коммутации сигналов и питания и выполняет роль устройства управления. Для измерения параметров транзисторов к ИКУ подключается плата стабилизации рабочей точки. PIT выполнены сменными и обеспечивают возможность измерения радиоэлементов различной номенклатуры с разнообразной формой и расположением выводов.

3.5 Электрические схемы рабочего места

3.5.1 Измерительно-контрольное устройство (ИКУ)

Электрическая схема ИКУ приведена на рисунке 3.9. ИКУ содержит:

розетку разъема XI для подключения измерительной головки (ИГ);

розетку разъема Х2 для подключения генератора ВЧ сигнала;

розетку разъема ХЗ для подключения платы стабилизатора рабочей точки при измерении транзисторов;

клеммник Х4 для подключения источников питания;

клеммник Х5 для подключения универсального цифрового вольтметра;

розетки разъемов Х6 и Х7 для подключения выходов векторного вольтметра;

переключатели S1.. .S7 для установки режимов измерений;

согласующее устройство на R1...R5 для согласования генератора с измеряемым радиоэлементом;

конденсаторы Cl, C2 для развязки цепи генератора по постоянному току;

резисторы R6, R7, которые задают режим измеряемого радиоэлемента по постоянному току и служат для измерения тока.

Положения переключателей S1...S7 и соответствующие им режимы измерений приведены в таблице 3.1. При этом "0^м в соответствующей ячейке обозначает, что переключатель находится в нормальном положении ("отжат"), а единица- переключатель "нажат".

Таблица 3.1 - Состояния переключателей

Измеряемый параметр	SI	S2	S3	S4	S5	S6	S7	Примечание
иб	-	-	0	0	0	1	-
UK(U)	-	-	1	0	0	1	-
Id	-	-	0	1	1	1	-
Ш)	-	-	1	1	1	1	-
|UU|	1	0	-	-	0	0	0
|U12		0	0	-	-	0	0	0
|U21		1	1	-	-	0	0	0
|U22		0	1	-	-	0	0	0
Афн	1	0	-	-	0	0	1
АФ12	0	0	-	-	0	0	1
АФ21	1	1	-	-	0	0	1
Аф22	0	1	-	-	0	0	1

3.5.2 Стабилизатор рабочей точки (СРТ)

Электрическая схема СРТ приведена на рисунке 3.10. СРТ содержит:

вилку разъема X1 для подключения к ИКУ;

операционный усилитель DA1, обеспечивающий точность задания режима транзистора по постоянному току;

усилительный каскад на транзисторе VT1 (R7, R9, С4), обеспечивающий необходимый выходной ток;

- интегрирующую цепь R4, R5, С2 для фильтрации ВЧ-составляющей; - цепочки стабилизации напряжения питания Rl, Cl, VD1 и R6, СЗ, VD2 для питания операционного усилителя.

3.5.3 Головки измерительные (ИГ)

ИГ предназначены для подключения РЭ к ИКУ. При конструировании ИГ были приняты во внимание принципы конструирования ВЧ устройств с тем, чтобы предельно уменьшить влияние паразитных параметров соединительных проводников.

Особую проблему представляла собой конструкция контактов для подключения измеряемых устройств из-за большого разнообразия конструкций выводов однотипных РЭ (транзисторов, диодов и т.д.) и типоразмеров корпусов для аналоговых ИС, поэтому ИГ проектируются под типоразмер измеряемого элемента. Электрические схемы двух типовых ИГ приведены на рисунках 3.11 и 3.12. Измерительные головки в общем случае содержат:

-- розетку разъема XI для подключения входа векторного вольтметра;

- клеммник разъема Х2 для подключения измеряемого радиоэлемента;

вилку разъема ХЗ для подключения к ИКУ;

блокировочные RC-цепочки;

элементы коммутации (реле К1 на рис. 6.5) для переключения входа векторного вольтметра.

3.6 Обоснование элементной базы

В разработанном комплексе применены широко распространенные радиоэлементы:

в качестве операционного усилителя выбран дешевый прецизионный ОУ К140УД1208 с малым температурным и временным дрейфами нуля, высоким входным сопротивлением и коэффициентом ослабления синфазного сигнала;

блокировочные конденсаторы применены типа 0805 Y5V как наиболее соответствующие требованиям к ВЧ-устройствам;

резисторы выбраны из тех же соображений, типа 1206 с допуском ± 5%; резистор в токозадающей цепи МЛТ-0,25 с допуском ±10% для обеспечения рассеивания подводимой мощности; подстроенные резисторы типа СПЗ-19аЗ-05 с допуском ±5% - как наиболее подходящие по массогабаритным показателям;

транзистор типа КТ818 как наиболее дешёвый и удовлетворяющий требованиям в данной ситуации.

3.7 Конструкция ИКУ

Конструкторская проработка ИКУ отражена в АПСР687253.001 и АПСР468364.001. Применение функционально-блочного метода конструирования открывает перспективу развития конструкции, что особенно выгодно на этапе моделирования, повышает унифицированность и ремонтопригодность устройства. Внешний вид блока ИКУ показан на рисунке 3.13.

ИКУ выполнено в виде отдельного настольного блока. Все измерительные приборы подключаются к разъемам, которые установлены на задней стенке корпуса.

На верхней (лицевой) панели расположены переключатели S1... S7, для удобства переключения режимов.

Гнезда разъёмов для подключения ИГ и СРТ расположены на боковых стенках блока, что обеспечивает удобство их смены.

Модули ИГ и СРТ в конструктивном исполнении представляют собой двухсторонние печатные платы, устанавливаемые в соответствующие разъёмы ИКУ.

При конструировании всех модулей были приняты во внимание принципы ВЧ монтажа.

4 Расчетная часть

4.1 Расчет площади и габаритов платы ИКУ

Плата ИКУ является основой конструкции рабочего места для измерения параметров РЭ. Ее размер определяет габариты конструкции в целом, поэтому именно для нее проведем расчет площади и габаритов. Размеры платы РЖУ в основном определяются размерами управляющих элементов (переключателей) и их расположением. Кроме того, необходимо обеспечить возможность расположения всех разъемов и клеммников.

Для расчета площади платы измерительно-контрольного устройства необходимо определить площадь, которую занимают ЭРЭ расположенные на ней непосредственно и места подключения разъемов.

При этом для удобства монтажа и обеспечения требований по тепловому режиму площадь платы должна быть больше площади, занимаемой элементами. Это учитывается коэффициентом заполнения платы по площади (К₃п). Тогда площадь платы можно определить по формуле

Sn=-jf--t^S., (4-1)

^Л 3/7 * = 1

где Sj - площадь каждого ЭРЭ .

Исходные данные для расчета площади платы ИКУ приведены в таблице 4.1.

Суммарная площадь, которую занимают ЭРЭ 919 мм . Коэффициент заполнения платы по площади примем равным 0,3. Определим площадь платы ИКУ по формуле (4.1)

S_n= 919 /0,3 -3063 мм².

По ширине плата ИКУ ограничена размерами разъемов СНП37-24. Для удобства использования устройства переключатели установлены в один ряд, что ограничивает размер платы по длине. В связи с этим выбираем размеры платы 120x80 мм. При этом площадь платы составит 9600 мм , что больше расчетной и, значит, коэффициент заполнения платы по площади не больше заданного.

Таблица 4.1 - Исходные данные для расчёта площади платы измерительно-контрольного устройства.

Тип ЭРЭ	Количество, шт	Размеры, мм.	Площадь, мм2
Резистор 1206	7	3,048x1,254	32,52
Конденсатор 0805	2	2,032x1,27	5,16
Переключатель В i 70G	7		393,75
Разъем СНП37-24	2		487,50
Всего	919

4.2 Расчёт теплового режима блока

Расчет теплового режима блока проведём на ЭВМ с помощью программы приведённой в [12].

Исходными данными для расчета являются:

мощность потребляемая блоком, Вт;

размеры блока (L1,L2,L3), м;

коэффициент заполнения блока по объёму;

площадь перфорационного отверстия (м ) и их количество (шт.);

давление окружающей среды, МПа;

температура окружающей среды, °С.

Рассчитаем коэффициент заполнения блока по объёму по формуле

К₃ = У_э / V, (4.2)

где Уэ - суммарный объём элементов установленных в блоке, м ;

V - объём блока, м . Исходные данные для расчета:

- мощность потребляемая блоком Р = 5 Вт;

размеры блока Ll= 0,12 м., L2 = 0,08 м., L3 = 0,032 м.;

рассчитаем коэффициент заполнения блока по объёму по формуле

(5.2)

К₃ = 1,55-10° / 2,88-10-" - 0,054;

давление окружающей среды Р = 0,1 МПа;

температура окружающей среды Т = 20 °С;

площадь перфорационного отверстия S = 0,0096 м .

Результаты расчета теплового режима блока:

температура корпуса блока Т_к = 20,25 °С;

температура нагретой зоны Т₃ = 20,74 °С;

средняя температура воздуха в блоке Т_в = 20,42 С.

4.3 Расчёт надёжности блока

Расчет надежности проведём на ЭВМ с помощью программы приведённой в [12] и данных содержащихся в [13].

Исходные данные для расчета приведены в таблице 4.2.

Таблица 4.2.- Исходные данные для расчёта надёжности

Тип ЭРЭ	Количество, шт	Интенсивность отказов, 1/чхКГ6	Коэффициент нагрузки
1 Конденсаторы	2	0,035	0,5
2 Резисторы	7	0,02	0,6
3 Разъемы	7	0,3	0,8
4 Переключатели	7	0,15	0,6
5 Провод	14	0,015	0,5
6 Пайка	70	0,05	0,5
7 Плата печатная	4	0,56	0,8

В ходе выполнения расчёта были получены следующие результаты:

интенсивность отказа блока: 6,076-10~⁶ 1/ч;

время наработки на отказ: 56179 ч;

- вероятность безотказной работы блока при наработке на отказ указанной в ТЗ (10000 ч): 0,94.

Результаты расчета зависимости вероятности безотказной работы блока от времени его работы приведены на рисунке 4.1.

5 Экспериментальная часть

5.1 Условия эксперимента

Экспериментальная часть содержит сведения об испытании некоторых устройств в области измерения параметров моделей ДП на высоких частотах с целью показа работоспособности разработанного рабочего места. Были испытаны первое и второе устройства для измерения ДП (рисунки 3.1 - 3.2)

С помощью первого устройства частотные характеристики пленочного резистора параметров модели показанная на рисунке 2.56 в диапазоне частот от 10 до 90 Мгц.

Второе устройство, предназначенное для исследования нелинейных элементов, было использовано для определения частотных характеристик параметров диода типа КД521А в диапазоне частот от 10 до 100 Мгц, Оба выбранных элемента предназначены для работы в области высоких частот. Рабочая точка диода КД521А в аналоговом режиме согласно справочным данным должна быть смещена не более на 50 мА.

5.2 Частотные характеристики испытуемых резисторов номиналом 51 Ом

Были определены статистические характеристики параметров плёночного резистора типа ... в диапазоне от 10 до 90 мГц. Объем партии 10 штук. Гистограммы основного параметра R и пара дозитного параметра lct, приведенные на рисунках 5.1 и 5.2. Листинги статистической обработки приведены в приложении А.

Результаты статистического исследования основного параметра резистора МЛТ-0,125-51 Ом

Рисунок 5.1 Гистограммы основного R параметра пленочного резистора:

а) 10 МГц; б) 50 МГц; с) 90 МГц.

Результаты статистического исследования паразитного параметра резистора МЛТ-ОЛ25-51Ом

с) Рисунок 5.2 Гистограммы паразитного L параметра плёночного резистора

а) на частоте 10 МГц; б) на частоте 50 МГц; с) на частоте 90 МГц;

Основной параметр резистора в выбранном диапазоне частот имеет разброс в пределах допуска - менее ± 10 %. Качественно гистограммы отвечают нормальному закону распределения, так как очевидна группировка элементов выборок к центрам группировок. Это подтверждается количественной оценкой исследования по критерию Пирсона. Для статических исследований закономерно примение нормального закона распределения. Из частотных характеристик выборочных средней, приведенных на рисунке 5.3, следует, что основной параметр, мало зависят от частоты, расхождения в заданном диапазоне составляют в 3-м знаке. Отдельные реализации основных параметров (рисунок 5.3) практически параллельны друг другу, что свидетельствует о существовании высокой разрешающей способности измерительного устройства.

Паразитный параметр изменяется более существенно, от 5 до 18 нГн (отклонение от среднего значения « 15%). Его значении реактивная составляющая на f = 10 МГц равна 0,3 Ом и увеличивается на частоте 90 МГц до 5,0 Ом. Поэтому если на частоте 10 Мгц можно пренебречь, то на частоте больших 90 МГц влия-ние этой индуктивности будет заметно проявляться.

Отдельные реализации частотных характеристик паразитного параметра, приведенных на (рис. 5.46), показывают, что они практически параллельный друг другу , что также наблюдается высокая устойчивость измерений. Наблюдаемый индуктивный характер полного сопротивления исследуемого резистора полно-стью соответствует литературным данным, наблюдается при R<200 Ом [3]. Факт малого изменения активной составляющей сопротивления можно использовать для применения плёночных резисторов в качестве образцовой меры при аттеста-ции реактивной составляющей этой меры способом, применённым в устройстве по а.с.№ 1580282 СССР

Результаты статистического исследования паразитного параметра резистора МЛТ-0,125-51 Ом

реализациях для: а) среднее значение параметра; б) его отдельной реализации при токе смещения 25 мА, в диапазоне частот от 10 до 90 мГц, объем партии 10 штук.

5.3 Частотные параметры диода

Были исследованы частотные характеристики диодов КД521А. Гистограммы активной и реактивной составляющих полного сопротивления диода КД521А показаны на рисунках 5.5 и 5.6.

Рисунок 5.5 Гистограммы зависимости дифференциального сопротивления от частоты диода КД521А (при прямом токе 25 мА): а) на частоте 10 МГц; б) на частоте 50 МГц; с) на частоте 90 МГц.

Листинги расчетов приведены в приложении Б.

Из гистограмм видно, что качественно они соответствуют нормальному закону распределения (группировка в центре распределения). На этот факт также указывают количественные данные по критерию Пирсана, по этому, в данном случае можно применять классический анализ статических характеристик.

Результаты статистического исследования основного параметра диода КД521А

Рисунок 5.7 Частотные характеристики основного параметра диода КД521А (при прямом токе 25 мА): а) усредненные; б) отдельных реализациях.

Из рисунка 5.7 следует, что активная часть полного сопротивления диода существенно зависит от частоты, увеличивается с 3,5 Ом (10 Мгц) до 10 Ом (90Мгц). Отдельные реализации рисунка 5.76 практически параллельны друг другу, что свидетельствует об устойчивости процесса измерений.

Вопреки обще принятым моделям оказалось, что на высоких и ультравысоких частотах реактивная составляющая полного сопротивления диода имеет не ёмкостной, а индуктивный характер в области смещения рабочей точки, в область активного режима.

Изменение значения индуктивной составляющей полного сопротивления диода в выбранном диапазоне частот менее существенно, чем для активной составляющей, и представляет собой отклонения в пределах 10 % от среднего значения линии регрессии. Отдельные реализации также различны (рисунок.5,8Б) Результаты статистического исследования паразитного параметра диода КД521А

Экстремальность этих характеристик (вогнутость вниз) объяснить затруднительно этот эффект требует дополнительных исследований.

Индуктивный характер полного сопротивления показывает корректировки модели диода при его работе на высоких частотах. Обращая внимание на тот факт, что базовый переход транзистора работает также при смещении в прямом направлении, в этой связи этот переход транзистора также может иметь индуктивный характер, поэтому необходимо детально изучить его характеристики этого перехода на высоких частотах. В общем можно считать, что разработанное рабочее место может быть применено при измерениях и анализа свойств двухполюсных РК. При этом можно идентифицировать паразитные параметры РК. Характер измерений устойчивый.

5.4 Корректированная модель полупроводникового диода

Корректировка общепринятой модели связана с выявленным индуктивным характером полного сопротивления реального диода при его работе на высоких частотах. При этом необходимо объяснение этого явления и разработка рекомендаций по применению диодов работающих в ВЧ и СВЧ диапазонах.

В этой связи были выполнены исследования для определения зависимостей полного сопротивления диода от положения рабочей точки при её смещении в положительном направлении. Результаты измерения составляющей полного сопротивления диода КД 512А приведены на рисунке 5.9, а его В АХ на рисунке 5.10.

Из рисунка 5.10 видно, что В АХ диода имеет обычный экспоненциальный характер, близкий к классическому.

Активная Rn составляющая полного сопротивления диода, которое имеет монотонно убывающий характер, уменьшаясь при увеличении положительного смещения. Из рисунка 5.9 следует, что реактивные компоненты полного сопротивления имеют сложные зависимости как от смещения рабочей точки, так и частоты. По своему характеру в каждой частотной точке реактивная составляющая полного сопротивления в области перехода ВАХ из района отсечки в активный режим меняет свой характер с емкостного на индуктивный. По характеру кривых 1, 2, 3 (рисунок 5.9) можно сделать заключение, что в их формировании участвует явление последовательного резонанса, которое особенно проявляется при снижении частоты. Как это известно из теории электрических цепей до резонансной частоты входное сопротивление последовательного контура имеет емкостной а после - индуктивный.

Другое явление заключается в том, что на более высоких частотах точка резонанса наблюдается при меньших смещениях. Это можно объяснить влиянием индуктивностей выводов диода. В самом деле, если на частоте 10 МГц (резонанс наблюдается в точке U]) то при увеличении частоты до 50 МГц частота резонанса будет наблюдаться в точке U₂ т.к. при предположении, что сопротивление выводов L_B = const резонанс должен наблюдаться при более низком напряжении смещения.