К междукаскадным ЦС обычно не предъявляются особые требования по фильтрации. Исключение составляют выходные цепи умножителей частоты, которые должны подавлять субгармоники, т. е. гармоники, частота которых ниже выделяемой. Высокую фильтрацию должен обеспечить выходной каскад. Для передачи энергии часто используют коаксиальный кабель с волновым сопротивлением с = 50 Ом или с = 75Ом. Входное и выходное сопротивления кабеля одинаковы и равны с. С помощью ЦС кабель согласуется с обеих сторон с соответствующими нагрузками. Идеальное согласование осуществимо только на одной фиксированной волне; в диапазоне частот лишь с определенной степенью приближения.

Рассогласование сопровождается уменьшением мощности в нагрузке, перегрузкой транзисторов, ухудшением фильтрации и формы АЧХ. Наибольшее рассогласование возникает в диапазонных усилителях при смене волны, когда усилитель расстроен. В этом случае мощные транзисторы выходного каскада, особенно чувствительные к рассогласованию, могут выйти из строя из-за перегрузки. Перегрузку можно объяснить с помощью уравнения баланса мощностей. При расстройке подводимая к транзистору мощность почти не изменяется, а отсасываемая уменьшается, следовательно, возрастает мощность потерь. Поэтому настройку производят при пониженной 25%-ной мощности и применяют схемы защиты транзисторов от перегрузки.

Различают два вида согласования в четырехполюсниках: на максимум передачи активной мощности от генератора к нагрузке и на минимум отраженной волны от нагрузки и генератора. В дальнейшем рассматривается только первый вид.

2.6.1 Узкополосные схемы согласования

Элементы согласования. Основными типами узкополосных ЦС и являются ФНЧ, трансформатор, контур, а в диапазонах УКВ и СВЧ четвертьволновая линия. Потери энергии в ЦС зависят от коэффициента трансформаций n. При n порядка единиц потери незначительны, при n порядка сотен их необходимо учитывать. Наибольшее распространение получил П-образный однозвенный фильтр нижних частот (ФНЧ).

Трансформирующие свойства ФНЧ характеризуются величиной максимального затухания в полосе пропускания, а фильтрующая способность--минимальным затуханием вне этой полосы. С помощью различных типов ФНЧ удобно согласовать нагрузки с низким импедансом. ФНЧ совмещает функции трансформатора сопротивлений и фильтра. Однако расчет такого ФНЧ сложный, поэтому часто прибегают к разделению функций трансформации и фильтрации между различными цепями. Фильтрацию гармоник удобнее осуществлять с помощью фильтров, включаемых в антенно-фидерном тракте, оставив за электрической цепью генератора только функцию трансформации сопротивления нагрузки. Такое решение, кроме упрощения расчета, позволяет также расширить пределы согласования.

Использование ФНЧ позволяет компенсировать вредное действие паразитных реактивностей транзистора, так как последние вписываются в параметры ФНЧ. Трансформатор согласующий, элемент применяется на всех диапазонах. Однако с повышением частоты к. п. д. трансформатора падает, что и ограничивает его использо-вание на УКВ. С увеличением коэффициента трансформации частотные свойства ухудшаются. Возможны два основных вида нагрузки на трансформатор: активная и комплексная с емкостной составляющей. Первая относится к выходному каскаду при настроенной в резонанс антенне, вторая - к промежуточным усилителям, когда нагрузкой служит входное сопротивление преследующего каскада.

1. Основной недостаток трансформаторного усилителя высокий уровень гармоник. Параллельный контур находит ограниченное применение из-за необходимости его перестройки и разбивки на поддиапазоны.

2. Четвертьволновая линия является трансформатором сопротивлений лишь в том случае, когда в ней образуется стоячая или смешанная волна, т. е. линия не согласована. Если ее согласовать, т. е. нагрузить на сопротивление, равное волновому (с), то в ней установится бегущая волна и линия превращается в фидер, передающий энергию. Когда говорят о согласовании четвертьволновой линии с нагрузками, то имеют в виду выбор коэффициента трансформации, т. е. точек включения нагрузок к линии.

3. Сопротивление нагрузок должно быть равным сопротивлению линии в точках включения. На основе трансформирующих свойств линии построены многие ЦС. Большинство схем ЦС представляют собой многочисленные модификации ФНЧ.

Рис.2.13 Варианты схем межкаскадного согласования промежуточных усилителей передатчика при фиксированной частоте сигнала или узкой полосе: а- ФНЧ с емкостным делителем Х0, Х3, позволяющим расширить пределы согласования; б -ФНЧ с дополнительной индуктивностью XL2· служащей для компенсации выходной емкости транзистора, в - параллельный колебательный контур с неполным включением; г- ФНЧ, согласующий Rвх транзистора с с коаксиального кабеля

В схеме на рис.2.13, а - элементы Х1, ХL, Х2 образуют П-образный ФНЧ, а Х3, Х0 -- емкостный делитель для расширения пределов согласования. Символ R1 обозначает промежуточное значение пересчитанного сопротивления нагрузки. В цепи Х3ХL не должно быть последовательного резонанса на какой-либо из частот в полосе пропускания, так как при резонансе сопротивление Rопт без трансформации соединяется с нагрузкой, что входе и выходе схемы получаются близкими к гармоническим. В этом и заключаются фильтрующие свойства схемы. Реактивные составляющие сопротивлений нарушает согласование. При построении каскада следует учитывать, что от типа ЦС зависит форма токов и напряжений транзисторов. Так, при больших емкостях Х1 и Х2 напряжения на генератора и нагрузки считаются входящими в состав элементов связи Х0 и Х2. Другими словами, выходная емкость транзистора Т1 суммируется с Х0, а входная емкость Т2 с Х2- Полюса 5, 6 обозначают вход четырехполюсника, а 3, 4 -- его выход. Трансформирующие свойства ФНЧ упрощенно можно объяснить следующим образом. Напряжение на входных зажимах 5, 6 фильтра будет большим, чем на выходных 3, 4 из-за неравенства Ч0>Ч2;С0<С2. Произошла трансформация напряжений, при этом ток на выходе может быть больше, чем на входе.

В схеме на рис.2.13, б элементы Ч2, XL образуют ФНЧ, а Х0, X1--делитель напряжения. Индуктивность XL2 служит для частичной компенсации выходной емкости транзистора T2 некомпенсированная часть емкости входит в Х0. Между Ч1 и XL не должно быть последовательного резонанса в рабочем диапазоне.

В схеме на рис.2.13, в используется параллельный контур с неполным включением. Коэффициенты включения транзисторов различны: для T1 имеем контур III вида, а для Т2 -- II вида с точками включения 1, 2 и 3, 4 соответственно. Иногда нагрузка контура подключается к нему через емкостный делитель.

Схема на рис.2.13, г получается из схемы рис. 000, б путем исключений индуктивности ХL2; применяется для согласования с кабелем.

2.6.2 Широкополосные схемы согласования

Общие сведения. Широкополосный усилитель (ШПУ) позволяет отказаться от перестройки. Это существенно упрощает весь высокочастотный тракт передатчика, кроме антенного контура, который необходимо настраивать, если в нем не используется УРУ. Согласование в ШПУ может быть получено только приближенно. Причем существует жесткая связь между полосой пропускания, допуском на точность согласования и сопротивлением нагрузки. При заданных значениях полосы и нагрузки определяется допуск на рассогласование, который называется граничным, или предельным. Однако практически реализовать граничный допуск не удается, так как для этого требуется электрическая цепь с бесконечно большим количеством элементов. Поэтому ограничиваются числом элементов не более 4--6, получая при этом достаточно хорошее приближение к предельному случаю.

При смене рабочей волны изменяются: затухание и входное сопротивление ZBX четырехполюсника ЦС, степень рассогласования, нагрузка на генератор, его режим и мощность, поступающая в нагрузку. Только в одной точке диапазона, где ZBX = Rопт режим будет оптимальным, а в остальных точках недонапряженным, если |ZBX | < Rопт, либо перенапряженным при |ZBX | > Rопт; здесь |Zвх| - абсолютная величина (модуль) входного сопротивления ЦС. В недонапряженном режиме ток первой гармоники коллекторного тока Iк1 сравнительно слабо зависит от величины нагрузки и его можно считать неизменным (генератор тока). В перенапряженном режиме, наоборот, неизменным можно считать напряжение на выходе генератора Uкм (генератор напряжения). Строго говоря, при комплексном характере нагрузки определение напряженности режима работы генератора является более сложной задачей. Однако в первом приближении приведенные неравенства указывают на характер напряженности режима.

В ШПУ чаще, чем в узкополосных усилителях, прибегают к раз делению функций фильтрации и трансформации. Кроме того, предусматривают частотную коррекцию для выравнивания коэффициента усиления, уменьшающегося с увеличением частоты. Элементы согласования в ШПУ.

Основными типами широкополосных ЦС являются: П-образные ФНЧ, многозвенные ФНЧ и полосовые фильтры в сочетании с широкополосными трансформаторами и цепями коррекции. В диапазоне СВЧ применяется четвертьволновая линия, осуществляющая любую трансформацию активных сопротивлений.

Рис. 2.14 Многозвенные фильтры: а -- полосовой; б -- нижних частот

Многозвенные и полосовые фильтры используются только при очень широкой полосе (рис. 2.14). Расчет элементов производится на получение требуемой фильтрации. Если трансформирующие свойства фильтров окажутся недостаточными для согласования, то схему дополняют широкополосными трансформаторами.

Широкополосные трансформаторы (ШПТ). Для получения равномерной АЧХ в широком диапазоне используют ШПТ при условии, что он будет иметь минимальную емкость и индуктивность рассеяния. Выполнение этих требований достигается следующим образом. Используются два тороидальных сердечника. На одном из них наматывается первичная обмотка, а на другом вторичная. Тороиды разделяются электростатическим экраном (шайбой), чтобы уменьшить емкость между обмотками. Обмотки помещаются в замкнутый экран (корпус). В отверстиях тороидов размещается центральный стержень, соединяющийся с наружным экраном. Получился кольцевой замкнутый сердечник. Сильная электромагнитная связь между обмотками осуществляется за счет протекания тока по внутренней поверхности корпуса к центральному стержню. Эта цепь тока называют объемным витком. Для уменьшения междувитковой емкости используется толстый слой диэлектрика, но при этом увеличивается индуктивность рассеяния. Следовательно, требования к ШПТ противоречивы и разрешаются компромиссно.

В зависимости от конструкции различают трансформаторы тироидального, коакси-ального и распределенного типа. Последние называются также трансформаторами типа «длинной линии» (ТДЛ) или по имени их автора Рутрофа. ТДЛ включаются на входе и выходе схемы усилителя и обеспечивают наибольшую широкополосность.

В ТДЛ обмотки конструктивно выполняют так, чтобы междувитковые емкости Со и индуктивности рассеяния Lpac создавали однородную длинную линию, в которой обеспечивается постоянство волнового сопротивления

с

Если такую линию согласовать с нагрузкой Rп = с, то коэффициент передачи линии будет близким к единице (n =1) и неизменным в полосе частот от нуля до нескольких гигагерц. В ТДЛ обеспечива-ются сильная электрическая и магнитная связи между обмотками. При работе ТДЛ токи, протекающие по линиям (обмоткам), обязательно равны по величине и противофазны по направлению. ТДЛ представляет собой тороидальный ферритовый сердечник, на котором располагается одна или несколько линий передачи, выполненных в виде скрученных проводов или на основе коаксиальных и полосковых линий. При этом выбирается требуемая величина волнового сопротивления линии с и длина линии й из соотношения



й = лц/4

где лц -- нижняя длина волны с учетом укорочения ее в феррите. Широкополосность ТДЛ объясняется тем, что междувитковая емкость по существу нейтрализуется, так как она входит в величину с, в то время как в трансформаторе обычного типа эта емкость шунтирует трансформатор и обусловливает узкополосность. Полоса пропускания в ТДЛ существенно расширяется в сторону верхних частот. Сложность заключается в получении сильной связи между проводниками линии, что достигается путем их скручивания.

По своему устройству ТДЛ занимает промежуточное положение между системами сосредоточенного и распределенного типа. В области высоких частот ТДЛ характеризуется волновым сопротивлением с и фазовой скоростью распространения волны хц вдоль линии.

Величина хц в линии в 1,5--3 раза меньше скорости света.- Величины с и хц зависят от многих факторов и определяются экспериментально. В области низких частот ТДЛ характеризуется индуктивностью первичной обмотки. АЧХ во многом зависит от свойств тироидального сердечника. С повышением частоты активные потери в сердечнике возрастают, а магнитная проницаемость уменьшается. При повышении верхней частоты диапазона возрастают трудности по созданию ТДЛ.

Рис.2.15



Рис.2.16

В случае рис.2.16. Rн = Rвых = с , коэффициент трансформации сопротивлений ТДЛ равен единице (1:1), согласующие функции ТДЛ сужаются, но развязку нагрузки с генератором ТДЛ обеспечивает. Без развязки возможно самовозбуждение усилителя из-за связи через внутреннее сопротивление генератора. Автогенерация в трансформаторном усилителе может быть сорвана путем переключения обмоток трансформатора, т.е. нарушением баланса фаз автогенератора. На этом основана развязка цепей с помощью трансформатора.

Схема с двумя ТДЛ состоит из двух длинных линий, т.е.двух ТДЛ, соединённых последовательно по входу и параллельно по выходу. Рис.2.17.

Рис.2.17



Рис.2.18

Схема на четырёх ТДЛ строится по тому же принципу, что и на двух ТДЛ. Различие лишь в том, что здесь берется 4 длинных линий, соединенных последовательно по входу и параллельно по выходу. Рис 2.18.

2.6.3 Устройства согласования передатчика с антенной

Непосредственно к передатчику можно подключить только антенно-фидерное устройство, входное сопротивление которого обеспечивает его нормальную работу. Транзисторные усилители мощности могут не иметь органов регулировки согласования с антенной и требуют подключения к ним фидера с КСВ не более 1,1 ... 1,2.

Поэтому между антенно-фидерным устройством с большим КСВ и любым передат-чиком и между передатчиком, рассчитанным на работу с определенным согласованным фидером (на трансформируется до величины, равной выходному сопротивлению фильтров или с кабеля.

Питание большинства антенн, применяемых в настоящее время радиолюбителями, осуществляется с помощью коаксиального кабеля с КСВ, близким к 1 (обычно не более 2).

Имеющиеся в выходных каскадах ламповых усилителей мощности устройства связи с антенной обеспечивают возможность согласования с такими антенно-фидерными устройствами, т. е. передачу максимальной выходной мощности в антенну.

Для контроля настройки устройства согласования между передатчиком и входом антенны включают измеритель КСВ, как это показано на рис. 2.19.

Рис.2.19 Подключение к передатчику устройства согласования антенны

При этом КСВ-метр должен работать при полной выходной мощности передатчика.

В практике радиолюбителей-коротковолновиков согласование антенны с фидером достигается включением его в точки питания антенны, сопротивление между которыми близко к волновому сопротивлению фидера или использованием простейших трансформаторов сопротивлений между антенной и фидером. А в некоторых типах радиолюбительских антенн применяются фидеры, рассогласованные с антенной, такие сооружения радиолюбители называют антеннами с питанием стоячей волной. При применении в этих антеннах фидерных линий с малыми потерями (например, воздушных двухпроводных симметричных линий) КПД антенно-фидерного устройства, как было показано выше, сохраняется достаточно высоким.

Согласующее устройство, трансформирующее входное сопротивление антенны в активное сопротивление, близкое к 75 Ом, оказывается полезным и при приеме. Оно обеспечивает оптимальное согласование входной цепи приемника (обычно рассчитанной на подключение коаксиального кабеля с волновым сопротивлением 50 ... 75 Ом) и, следовательно, реализацию полной чувствительности приемника.

2.7 Антенно-фидерные устройства

Антенно-фидерное устройство важный элемент радиостанции. Его эффективность является определяющим фактором в проведении дальней радиосвязи. Случайный кусок провода, используемый в качестве антенны, обычно имеет КПД преобразования выходной мощности передатчика в излучаемую в нужном направлении энергию электромагнитного поля не более 10 %. А хорошо сконструированная радиолюбительская KB антенна может иметь коэффициент усиления больше 10, так что переход от заменителя антенны к специально построенной дает эквивалентный выигрыш по мощности передатчика в сотни раз.

Если малоэффективную антенну подключить к высокочувствительному приемнику, то при хорошем прохождении радиоволн можно услышать работу многих любительских радиостанций, даже находящихся на больших расстояниях. Но использовать такую антенну для передающей' радиостанции нельзя. Неравнозначность качества антенн приемных и передающих радиостанций объясняется следующим. Когда прием ведется на малоэффективную (обычно просто короткую или низкую) антенну, то сигналы всех корреспондентов и помехи будут одинаково слабы; увеличив усиление приемника, можно принять большую часть сигналов. Большинство любительских радиостанций оборудовано высокоэффективными антеннами, поэтому сигнал передатчика, работающего на очень неэффективную антенну, потеряется на фоне сигналов других радиостанций.

2.7.1 Характеристики антенно-фидерных устройств

Передающая антенна преобразовывает энергию переменного электрического тока в энергию электромагнитноного поля, распространяющегося от антенны в окружающее пространство.

Приемная антенна конструктивно не отличается от передающей, но выполняет обратную задачу. Характеристики передающих и приемных антенн одинаковы, поэтому, рассмотрев характеристики передающих антенн, мы можем использовать их и для· приемных.

Коэффициент полезного действия антенно-фидерного устройства - это отношение мощности, подводимой к фидеру от передатчика, к мощности, излучаемой антенной. Он равен произведению КПД фидера на КПД самой антенны. У хороших коротковолновых антенно-фидерных устройств общий КПД достигает 70 ...90 %. Плохой КПД безусловно снижает эффективность антенны, но и хороший КПД не гарантирует ее высокую эффективность. Определяющим фактором здесь является диаграмма направленности антенны. Различают диаграммы направленности антенны в вертикальной и горизонтальной плоскостях.

Диаграмма направленности антенны в вертикальной плоскости это зависимость плотности потока излучаемой мощности от угла к горизонту. Для обеспечения связи с дальними корреспондентами антенна должна хорошо излучать под малыми углами к горизонту и не излучать в направлениях, близких к вертикали. Хорошо сконструированная KB антенна может сосредоточить все излучения в пределах углов до 10 ... 20° к горизонту.

Диаграмма направленности антенны у горизонтальной плоскости это зависимость плотности потока излучаемой мощности от азимутального направления. Ненаправленная антенна излучает одинаково во все направления. Такая антенна удобна для работы в условиях, когда желательна радиосвязь с любым корреспондентом (иногда это важно в соревнованиях). Для связи же с корреспондентом, находящимся на определенном азимуте, необходимо сосредоточить излучение именно в этом направлении.

Направленные свойства антенн характеризуются ее коэффициентом направленного действия.

Диаграмму направленности характеризуют и отношением потока излучаемой мощности в нужном направлении к потоку мощности в противоположном направлении (отношение вперед-назад) и в перпендикулярном направлении (отношение вперед - вбок). У любительских коротковолновых направленных антенн отношение вперед-назад достигает 20 ... 30 дБ, а отношение вперед вбок может достигать 60 дБ.

Общий выигрыш по мощности благодаря направленным свойствам антенны - коэффициент усиления - равен произведению коэффициента направленного действия на КПД. Радиолюбителям удается создавать KB антенны с коэффициентом усиления до 20 дБ.

По направлению вектора электрической составляющей излучаемого электромагнитного поля антенны делятся на антенны с горизонтальной и вертикальной поляризациями. Коротковолновые антенны с излучающими элементами (обычно проводами или металличес-кими трубками), расположенными параллельно горизонту, являются антеннами с горизонтальной поляризацией, а антенны, излучающие элементы которых перпендикулярны горизонту, антеннами с вертикальной поляризацией. При радиосвязи на KB с использованием отражения радиоволн от ионосферы поляризация антенн не имеет существенного значения.

Входное сопротивление Антенно-фидерное устройства это отношение напряжения на выходе передатчика к поступающему в фидер току. Обычно любительские передатчики рассчитаны для работы на нагрузку с чисто активным сопротивлением, равным 50 ... 100 Ом, и входное сопротивление антенно-фидерное устройства желательно иметь близким к этому значению.

2.7.2 Фидерные линии и КПД фидерных линий

В редких случаях антенна может быть связана с KB радиостанцией без применения фидерной линии, которая обеспечивает соединение точек питания антенны с выходом антенно-фидерного устройства они приводят и к искажениям диаграммы передатчика (входом приемника). Основное требование к фидерной линии - минимальные потери энергии. На высоких частотах они определяются излучением фидера, потерями из-за активного сопротивления его проводов и диэлектрическими потерями из-за не идеальности изоляции. Особенно нежелательны потери на излучение, так как кроме снижения КПД направленности и могут быть причиной помех, создаваемых устройствам, вблизи которых проходит фидер. Поэтому радиолюбители-коротковолновики практически не используют излучающие фидерные линии типа одиночного неэкранированного провода. Наиболее распространенными фидерными линиями, применяемыми для питания антенн, являются коаксиальные кабели и (реже) двухпроводные симметричные линии.

Важной характеристикой фидерной линии - является ее волновое сопротивление, Если фидер нагружен на активное сопротивление, равное волновому сопротивлению линии, амплитуды напряжений между проводниками линии и протекающих по ним токов постоянны по всей ее длине. Отношение этих амплитуд равно волновому сопротивлению фидерной линии. При рассогласовании волнового сопротивления линии с нагрузкой в фидере появляются стоячие волны: амплитуда напряжения в одной из точек линии достигает максимума, а ток минимума («пучность» напряжения и «узел» тока), в другой точке линии наоборот - напряжение минимально («узел» напряжения), а ток максимален («пучность» тока). Отношение напряжений или токов в «пучности» и «узле» - это коэффициент стоячей волны (КСВ) в фидерной линии. Поскольку омические потери в фидере пропорциональны квадрату амплитуды тока а диэлектрические - квадрату амплитуды напряжения, увеличение потерь в «пучностях» не компенсируется их уменьшением в «узлах» и наличие стоячих волн приводит к снижению КПД фидерной линии.

приемник сигнал транзисторный усилитель



3. Расчет фидерного устройства приемного тракта приемника

Как уже было установлено ранее, проектируемый приемник должен иметь два преобразования частоты, поэтому его структурная схема будет строиться согласно типовой схеме супергетеродинного радиоприемника с двумя преобразованиями.

Коэффициент диапазона

Так как , то можно применить неперестраиваемые избирательные цепи, а перестройку в диапазоне частот можно осуществлять перестройкой первого гетеродина. С учетом требований к современной элементной базе управление перестройкой гетеродина целесообразно осуществлять при помощи синтезатора сетки частот. В соответствии с техническим заданием шаг сетки должен быть равен 50 кГц, а перестройка должна производится в диапазоне 330-340 МГц.

Поскольку первая и вторая ПЧ неизменны, то частота второго гетеродина фиксирован

Избирательность по зеркальному каналу осуществляется одновременно входной (ВЦ) цепью, выполненной на одиночном колебательном контуре, и фильтром радиочастоты (ФРЧ), являющимся нагрузкой МШУ РЧ. Принимая во внимание рабочие частоты, фильтром радиочастоты разумно выбрать фильтр на поверхностных акустических волнах. В настоящее время существуют ПАВ-фильтры, обладающие необходимой полосой пропускания и достаточной избирательностью. Кроме избирательности при выборе ФРЧ следует учитывать потери сигнала в его полосе пропускания. Они не должны быть очень большими, чтобы увеличить уровень шумов в первых каскадах и тем самым не ухудшить чувствительность.

Качественными характеристиками на частотах, близких к первой промежуточной, обладают монолитные кварцевые фильтры. Часто они способны одновременно осуществить избирательность и по второму зеркальному, и по соседнему дополнительным каналам приема. Поэтому кварцевый фильтр в качестве ФПЧ1 станет рациональным выбором.

Избирательность по соседнему каналу осуществляется одновременно фильтрами первой (ФПЧ1) и второй (ФПЧ2-1, ФПЧ2-2) промежуточных частот. На вторую промежуточную частоту обычно выбираются недорогие керамические фильтры со сравнительно невысокой избирательностью, поскольку большую часть задачи подавления соседнего канала решается кварцевым ФПЧ1.

Для устранения паразитной амплитудной модуляции сигнала при детектировании ЧМ-сигналов перед частотным детектором (ЧД) ставится усилитель-ограничитель (УО).

Описанная структурная схема изображена на рис.1.



3.1 Расчет входной цепи

Входная цепь приемника предназначена для передачи принимаемого сигнала из антенны в последующие каскады. Она содержит избирательный элемент (контур или фильтр), который ослабляет помехи побочных каналов и сильные внешние помехи, уменьшая при этом такие нелинейные эффекты, как перекрестная модуляция, интермодуляция.

Часто в качестве избирательного элемента используется одиночный колебательный контур. Поскольку в проектируемом приемнике входная цепь (ВЦ) является не перестраиваемой, и предполагается работа с настроенной антенной, то реализуем цепь в виде обыкновенного колебательного контура с двойной автотрансформаторной связью (Рис.3.2).

Рис.3.2 Схема входной цепи

Эквивалентная схема входной цепи с двойным автотрансформаторным включением изображена на (Рис.3.3).



Рис.3. Эквивалентная схема входной цепи

Исходные данные:

- резонансная частота ;

- рабочий частотный диапазон , ;

- проводимость антенны ; ;

- входная проводимость следующего каскада (см. расчет УРЧ).

Максимальный коэффициент передачи достигается при согласовании контура входной цепи с антенной или входной проводимостью следующего каскада. Однако обеспечить одновременное оптимальное согласование контура и со стороны антенны, и со стороны входа следующего каскада - невозможно. Поэтому так как , то обеспечим оптимальное согласование с антенной, задавшись значением , и рассчитаем значение .

Определим параметры контура, для чего зададимся величиной емкости контура.



Рассчитаем значение индуктивности контура

.

Избирательность входной цепи определяется эквивалентной добротностью , которая зависит от коэффициентов включения и .

где при , при , .

С другой стороны

, отсюда

Характеристическое сопротивление контура

Проводимость ненагруженного контура

.

Зададимся коэффициентом включения .

Рассчитаем коэффициент включения :



.

Рассчитаю избирательность по зеркальному каналу.

Обобщенная расстройка

3.2 Расчет усилителя радиочастоты

Входная цепь не обеспечивает должной избирательности по зеркальному каналу, поэтому следует применить УРЧ с резонансной нагрузкой, которой может служить контур, аналогичный контуру входной цепи. Помимо требуемой избирательности усилитель радиочастоты должен обладать также достаточно высоким усилением по мощности, а также малым коэффициентом шума. Исходя из этих условий, выберу в качестве усилителя РЧ схему с ОЭ на СВЧ n-p-n биполярном транзисторе 2Т3120А. Схема каскада приведена на рис.4.4.



Рис.3.4 Реализация УРЧ по схеме с ОЭ

В качестве активного элемента выберем СВЧ БТ n-p-n транзистор 2Т3120А, имеющий следующие параметры:

- статический коэффициент передачи тока биполярного транзистора в режиме малого сигнала в схеме с общим эмиттером

- обратный ток коллектора

- граничная частота коэффициента передачи тока

- емкость коллекторного перехода

- емкость эмиттерного перехода

- коэффициент шума БТ на частоте

- постоянная времени цепи обратной связи

- диапазон рабочих температур

-

-

Выберу по выходным характеристикам транзистора режим с и при .

Учитывая высокую рабочую частоту усилителя, выберу и . Разделительный конденсатор выберу из условия его малого сопротивления на рабочей частоте .

Рассчитаю сопротивления делителя R1, R2. Зададимся коэффициентом нестабильности .

Рассчитаем коэффициент усиления данного каскада.

Найдём коэффициент включения нагрузочного контура.

Пусть , тогда

Полученное значение превышает предельно устойчивое, поэтому уменьшим усиление до приемлемого уровня путем снижения m более, чем в раза, выберем 3. В этом случае , а .

Так как УРЧ нагружен на контур, аналогичный входной цепи, то и избирательность, им обеспечиваемая, будет такая же. В этом случае суммарная избирательность по зеркальному каналу приема , чего явно недостаточно для выполнения предъявленного условия в 60дБ. Для обеспечения более высокой избирательности следует заменить нагрузку УРЧ с колебательного контура на высокоизбирательный фильтр, которым при заданных рабочих частотах может являться фильтр на ПАВ.

3.5 Оценка реальной чувствительности приемника

Поскольку влияние на чувствительность всего приемника оказывают лишь его первые каскады, и, так как ранее были предъявлены требования к коэффициенту шума приемника, будем считать, что если шум первых каскадов не превысит рассчитанного значения, то приемник будет обладать заявленной в задании чувствительностью.

Примем шумы контура входной цепи равными нулю и рассчитаем коэффициент шума каскадов от УРЧ до 1-го смесителя включительно.

, поэтому чувствительность удовлетворяет заданному требованию.

Поскольку УРЧ был выбран в интегральном исполнении, то, учитывая изменившееся входное сопротивление первого усилительного каскада, необходимо пересмотреть входную цепь. Входное сопротивление интегрированного МШУ равно 50 Ом и, соответственно, равно волновому сопротивлению антенно-фидерного тракта. В этом случае согласование антенны с УРЧ посредством двойной автотрансформаторной связи не требуется, достаточно использовать простой параллельный колебательный контур. Выбор L и C, осуществленный при расчете входной цепи, остается в силе. Помимо этого не меняется и избирательность, меняется лишь требование к добротности контура .

Общая избирательность по зеркальному каналу складывается из соответствующих избирательностей входной цепи и ФРЧ и составляет при заданной избирательности 60дБ.

Селективность по второму зеркальному каналу, реализуемая в тракте ПЧ1 кварцевым фильтром ФП2П4-590 при заданной 60 дБ.

Избирательность по соседнему каналу, отстоящему от основного на 50кГц, складывается из избирательностей ФПЧ1 и двух керамических фильтров ПЧ2. , что значительно превышает требование в 60 дБ.

Пересчитаю заданную чувствительность на входе микросхемы в единицы мощности.

или

Для нормальной работы приемника сигнал на входе микросхемы MC13150FTA должен быть выше чувствительности, т.е. выше -100 дБм. Следовательно, каскады, предшествующие данной микросхеме, должны обеспечить суммарное усиление, большее . Рассчитаем это суммарное усиление, приняв потери, вносимые входной цепью, равными нулю.

Результат показывает, что есть некоторый запас по чувствительности, и если при максимальном входном сигнале возникнет перегрузка каскадов, рассчитанное суммарное усиление можно уменьшить, изменив коэффициент усиления УПЧ с АРУ.

Рассмотрим работу приемника в режиме максимального входного сигнала, то есть проверим, не перегружаются ли каскады приемника при этом сигнале. При этом в качестве критерия перегрузки каскада возьмем сигнал в точке компрессии 1 дБ.

Поскольку заданный динамический диапазон равен 70 дБ, то на входе приемника, т.е. на входе УРЧ, имеем сигнал . В этом случае сигнал на входе MC13150FTA достигает величины , что превышает .

Уменьшим коэффициент усиления регулируемого УПЧ1 на 15 дБ, тогда он составит величину , а суммарный КУ первых каскадов до ИМС MC13150FTA составит , что больше порогового уровня по чувствительности. В то же время сигнал на входе MC13150FTA изменится до величины , что уже соответствует требованию.

Так как значение -20,5 дБм меньше любого из значений, то перегрузки каскадов до МС MC13150FTA тем более не происходит, соответственно, останавливаемся на усилении .

При выполнении условий линейности всех усилительных и преобразовательных узлов приемного тракта нелинейные искажения можно считать малыми и удовлетворяющими требованию .

Выберу напряжение источника питания , поскольку все из выбранных микросхем способны работать при таком напряжении.

Поскольку практическая схема, приведенная в документации разработчиком микросхемы MC13142D, рассчитана на частоту 975,5 МГц, то реактивности контура ГУН'а, а также другие реактивности, через которые протекает ВЧ ток, должны быть пересчитаны на частоту 375,5 МГц (330+45,5) при условии равенства реактивных сопротивлений. Это элементы C1, C4, C5, C8, L2, С9.

Аналогично , , , , .

Конденсаторы С10, С11 синтезатора частоты выбираются аналогично, но первоначальная . , .

Цепочка R1, C2 на выходе синтезатора выбирается из условия качественной фильтрации постоянного напряжения, поэтому выберем , .

Выходное сопротивление смесителя 1 - 800 Ом, но он нагружен на линию 50 Ом, следовательно, требуется согласовать линию по максимально передаваемой мощности. Так как коэффициент полоса пропускания относительно узка в этом месте тракта, то произведем согласование посредством согласующего Г-звена (на схеме С13 и L3). Реактивные сопротивления элементов в этом случае определяются по формулам

и

где и , соответственно, выходное сопротивление предыдущего и входное сопротивление следующего каскадов. , .

Для управления усилением УПС RF3330 вводим переменный резистор R5 номиналом 1кОм.

Необходимо пересчитать параметры элементов контура второго гетеродина на частоту . В документации параметры приведены на частоту . Коэффициент пересчета .

, , .

Резистор R9=560кОм, подключенный к детектору микросхемы MC13150FTA, обеспечивает необходимый управляющий ток, реализующий полосу детектирования 26кГц.

Фильтр низких частот, образованный RC-цепочкой, включенной между детектором и УНЧ, должен быть рассчитан на верхнюю частоту спектра речевого сигнала, т.е. на 3,4кГц.

Пусть , тогда

Блокировочные конденсаторы в цепях питания выберу следующим образом:

- для схем РЧ, ПЧ1 - по 1 мкФ;

- для ПЧ2 - 10 мкФ;

- для УНЧ - 100 мкФ.

Выбор остальных элементов можно осуществить, пользуясь типовыми схемами включения, поскольку во всех оставшихся цепях частоты совпадают с типовыми.



Заключение

В ходе выполнения курсовой работы были углублены знания в области построения, принципов работы радиопередающих устройств, и был произведен расчет линии:

Также в результате выполнения курсовой работы изучены требования к блокам входящим в состав радиопередающих устройств.

Проделанная работа закрепила полученные на лекциях знания в области проектирования и анализа работы радиопередающих устройств.



Список использованной литературы

1. Абилов А.В. Сети связи и системы коммутации. ИжГТУ 2009.-352с.:ил.

2. Слепов Н.Н. Современные технологии цифровых оптоволоконных сетей связи. Москва: Радио и Связь, 2010. 468с.:ил.

3. Гордиенко В.Н., Ксенофонтов С.Н., Кунегин С.В., Цыбулин М.К. Современные высокоскоростные цифровые телекоммуникационные системы. Ч. 3. Группообразование в синхронной цифровой иерархии: Учебное пособиеМТУСИ. - М., 2009. - 76 с.:ил.

4. Гольдштейн Б. С. Системы коммутации - СПб.: БХВ - Санкт-Петербург, 2003.- 318 с.: ил.

5. Цифровая коммутационная система Si 2000: Справочник по эксплуатации.- Iskratel, 2004.

6. Универсальный мультиплексор FOX. Руководство пользователя. Блоки шины PBus. 2-е издание. - ABB Power Automatic AG, 2000.

7. Универсальный мультиплексор FOX. Руководство пользователя. Блоки шины UBus. 2-е издание. - ABB Power Automatic AG, 2000.

8. Универсальный мультиплексор FOX. Руководство пользователя. Блоки управления. 2-е издание. - ABB Power Automatic AG, 2000.

9. Универсальный мультиплексор FOX. Руководство пользователя. Блоки питания. 2-е издание. - ABB Power Automatic AG, 2000.

10. Денисьева О. М., Мирошников Д. Г. Средства связи для «последней мили». - М.: Эко-Трендз, 2000.

11. Алиев И. И. Кабельные изделия: Справочник.- М.: ИП РадиоСофт, 2001.

12. Гроднев И. И. Волоконно-оптические линии связи./Учебное пособие для высших учебных заведений. - М.: Радио и связь, 1990.

13. Верник С. М., Гитин В. Я., Иванов В. С. Оптические кабели связи. - М.: Радио и связь, 1988.

14. Берлин Б. З., Брискер А. С., Иванов В. С. Волоконно-оптические системы связи на ГТС/Справочник. - М.: Радио и связь, 1994.

15. Руководство по прокладке, монтажу и сдаче в эксплуатацию волоконно-оптических линий связи ГТС. - М.: ССКТБ, 1987.

16. Инструкция по проектированию линейно-кабельных сооружений связи. ВСН 116-87. - М.: Гипросвязь, 1987.

17. Фриман Р. Волоконно-оптические системы связи. 2-е дополненное издание. М.: Техносфера, 2004. - 496 с.

18. Гроднев И. И., Верник С. М. Линии связи/Учебник для ВУЗов. - М.: Радио и связь, 1989.

19. Птицын Г. А. Живучесть сетей связи: Ж. Электросвязь. М., №2, 2001.

20. Казаринов И. А. Проектирование электропитающих установок предприятий проводной связи.- М.: Связь, 1974.

21. Китаев В. Е., Бокуняев А. А., Колканов М. Ф. Электропитание устройств связи / Учебник для вузов. - М.: Связь, 1975.

22. Князевский Б. А., Долин П. А., Марусова Т. П. и др. Охрана труда: Учебник для студентов вузов/ Под ред. Б. А. Князевского. 2-е изд., перераб. и доп. - М.: Высш. Школа, 1982.

Размещено на Allbest.ru