Модернизация и принятие в эксплуатацию новых средств спутниковой связи

Из графика определим отношение сигнала к шуму Ea/N0 для заданной вероятности ошибки Pош=10-5.

(2.13)

(2.14)

где г - коэффициент, учитывающий вид модуляции сигнала.



Таким образом для режима ОФМ отношение сигнала к шуму:

следовательно

Процедура нормирования качества на участках РЛСС зависит от способа ретрансляции сигналов и структуры радиолинии.

При прямой ретрансляции сигналов происходит непосредственное усиление и ретрансляция информационного сигнала и шумов. Для удовлетворения качества связи на линии спутниковой связи:

(2.15)

где h02* - требуемое отношение сигнала к шуму на линии;

h12* - требуемое отношение сигнала к шуму на участке от земной станции (ЗС) до БРТР, то есть на линии вверх;

h22* - требуемое отношение сигнала к шуму на участке от БРТР до ЗС, то есть на линии вниз.

Учитывая, что линия вверх (ЗС-БРТР) и линия вниз (БРТР-ЗС) неравнозначны в энергетическом отношении, для заданных требований по h02* на линии спутниковой связи на ее участках h12* и h22* должны быть больше на некоторую величину а и в соответственно.

Это обусловлено тем, что излучаемая мощность передатчиков PC и реальная чувствительность их приемников, как правило, превышают мощность передатчиков и чувствительность приемников БРТР.

 (2.16)

На графике (рисунок 2.9) представлена зависимость коэффициентов нормирования качества связи на участках РЛСС при прямой ретрансляции сигналов.

Выбираем b=1,1 тогда

(19,44 дБ) на участке ЗС-БРТР;

(9,44 дБ) на участке БРТР-ЗС.

Рисунок 2.9 - Коэффициенты нормирования качества на участках РЛСС

2.3.2 Расчет реальной чувствительности приемника абонентского терминала

Под реальной чувствительностью приемника понимается уровень сигнала на входе приемника, при котором обеспечивается заданное качество связи.

Реальная чувствительность зависит от отношения сигнала к шуму на линии, скорости принимаемого сигнала.

Для расчета необходимо определить спектральную мощность шумов на входе приемника:

(2.17)

где k - постоянная Больцмана: k=1,38·10-23 Вт/Гц;

TШУ - суммарная шумовая температура тракта приема.

Расчет для земной станции:

Из выражения, определяющего добротность приемной системы:

(2.18)

откуда

,

что соответствует 213,8°К.

Таким образом

Для ретранслятора аналогично:

, что соответствует 229°К, кроме того приемная антенна БРТР, направленная в сторону Земли, принимает шумы, создаваемые Землей и ее атмосферой. Эквивалентная температура шума за счет шумовых излучений Земли составляет порядка 300°К.

Таким образом:

, тогда

Реальная чувствительность приемника земной станции определяется из выражение:

(2.19)

для ретранслятора:

(2.20)

где (ф) - коэффициент потерь на техническую реализацию устройств обработки сигналов;

ф01(02) - длительность импульсов передаваемого сигнала.

Для удобства расчетов принято, что станции однотипные, работают в режиме прямой ретрансляции узкополосных сигналов, поэтому: ф01= ф02 и ж (ф01)= ж (ф02).

ж (ф)=1,5 дБ, что соответствует 1,4.

где B - скорость линейного сигнала.

На участке БРТР-ЗС h12*=8,8 раза,

На участке ЗС-БРТР h12*=88 раз,

2.2.3 Расчет номинальной величины уровня на входе приемного устройства абонентского терминала

В связи со значительными протяженностями интервалов от земной станции до ретранслятора сигнал претерпевает затухание в свободном пространстве порядка Wсв1,2=200 дБ.

Определим, будет ли при данных условиях обеспечено заданное качество связи. Для этого:

- определим мощности передающих устройств ЗС и БРТР

Pпрд зс=40 Вт, что соответствует уровню 16,02 дБ;

(2.21)

где PG - ЭИИМ ретранслятора, GA - коэффициент усиления передающей антенны БРТР, WФ - затухание фидерного тракта к передающей антенне БРТР.

этот уровень соответствует мощности Pпрд бртр=8,1 Вт.

Так как при VLXH мощность БРТР распределяется по всем станциям, работающим в сети, то парциальная мощность определяется как:

(2.22)

где Nст - количество станций работающих в стволе БРТР.

, что соответствует 0,054 дБ.

На входе приемника БРТР сигнал будет иметь уровень:

Pрч бртр=-139,7 дБ, значит на участке ЗС-БРТР заданное качество БРТР превышает его реальную чувствительность.

Определим уровень сигнала на входе приемника земной станции:

Pрч зс=-153,6 дБ, значит на участке БРТР-ЗС заданное качество так же обеспечивается, так как уровень сигнала на входе приемника ЗС превышает его реальную чувствительность.

Кроме того на линии спутниковой связи применяется сверточное кодирование, которое повышает помехоустойчивость и снижает требования к вероятности ошибки в канале.

Анализ видов модуляции и энергетический расчет радиолинии спутниковой связи показал, что удовлетворение требований к заданному качеству связи, простота схемной реализации модулятора достижима при применении модуляции ОФМ-2, когда речь идет о работе в режиме с прямой ретрансляцией узкополосных сигналов обладающих сравнительно низкой скоростью передачи.

Для уменьшения уровня внеполосных излучений необходимо линейное (главное) изменение фазы несущего колебания.

3. АНАЛИЗ СХЕМ ПОСТРОЕНИЯ И РАЗРАБОТКИ ФУНКЦИОНАЛЬНОЙ СХЕМЫ МОДУЛЯТОРА

3.1 Анализ схем построения модуляторов

В настоящее время в аппаратуре связи применяется большое разнообразие схем модуляторов, обеспечивающих режим ОФМ-2.

Рассмотрим наиболее распространенные из них.

3.1.1 Модулятор с использованием балансного перемножителя на диодах

Рассмотрим схему модулятора ОФМ с использованием перемножителя на диодах, изображенную на рисунке 3.1.

Схема работает следующим образом: колебания несущей частоты подаются на первичную обмотку трансформатора ТР1, а напряжение модулируемого колебания на средние точки обмоток ТР1 и ТР2. В крайние точки этих обмоток по мостовой схеме подключены VD1…VD4. При подаче на средние точки напряжения положительной полярности - VD2 и VD3. Сопротивление открытых диодов за бесконечное. При изменении полярности изменяется фаза несущего колебания. При ОФМ-2, при смене полярности в канал передается сигнал сдвинутый на определенный фазовый угол относительно фазы предыдущего сигнала.

Достоинством данного модулятора является возможность ограничивать спектр цифрового сигнала в основной полосе частот с помощью фильтра нижних частот (ФНЧ).



Рисунок 3.1 - Балансный модулятор ОФМ

3.1.2 Отражательный модулятор

Рассмотрим схему отражательного модулятора ОФМ-2, построенную по последовательной схеме (рисунок 3.2).

Сигнал СВЧ от задающего генератора (ЗГ) поступает на циркулятор (Ц1), к которому через p-i-n диод подключен отрезок четверть-волновой линии, где л - длина волны СВЧ сигнала. При открытом p-i-n диоде фаза сигнала на выходе циркулятора может быть принята за нулевую, сигнал, отраженный от отрезка линии, приобретает набег фазы (2р/n). Фаза сигнала изменяется под воздействием управляющих импульсов передаваемой цифровой последовательности, которые коммутируют p-i-n диод, подключая к циркулятору отрезок линии, соответствующий набегу фазы 180°.

Рисунок 3.2 - Отражательный модулятор ОФМ

3.1.3 Модулятор с дискретной схемой управления

Схема модулятора с дискретной схемой управления изображена на рисунке 3.3. В данной схеме ест кодирующее устройство, которое состоит из схемы «И» и триггера, включенного по счетному входу. Необходимо также наличие тактовых импульсов (ТИ), частота следования которых равна скорости модуляции. Колебания несущей частоты подаются на первичную обмотку ТР1, а напряжение модуляции Uмод на средние точки обмоток ТР1 и ТР2. В крайние точки этих обмоток по мостовой схеме подключены нелинейные элементы VD1…VD4. При поступлении на средние точки напряжения положительной мощности, открыты VD1 и VD4, а при поступлении напряжения отрицательной полярности VD2 и VD3. Сопротивление открытых диодов можно принять за равное нулю, а закрытых соответствует бесконечности. При изменении полярности, изменяется фаза несущего колебания. При ОФМ посылке каждой полярности соответствует передача в канал сигнала сдвинутого на определенный фазовый угол относительно фазы предыдущего сигнала. Итак, при передаче положительного импульса фаза сигнала остается без изменений, а при передаче отрицательного импульса фаза сигнала сдвигается относительно предыдущего на 180°.

3.1.4 Модулятор без разрыва фазы с использованием делителя частоты с применением деления

Рассмотренные выше схемы модуляторов ОФМ-2, формирующие сигнал с разрывом фазы имеют общий недостаток - высокий уровень внеполосных излучений, что не соответствует требованиям, предъявляемым к модулятору во втором разделе данного дипломного проекта.

Модуляторы, построенные по схеме с использованием делителя частоты с переменным коэффициентом деления (ДПКД), изображенной на рисунке 3.4, позволяют устранить данный недостаток.



Рисунок 3.3 - Модулятор с дискретной схемой управления

Отличительной особенностью формирования сигнала ОФМ-2 является то, что в момент появления фронта информационной посылки фаза сигнала изменяется на 180° не скачком, а плавно - в течение четверти длительности информационной посылки. Так как отсутствуют резкие изменения фазы сигнала, уменьшается уровень боковых составляющих спектра фазоманипулированного сигнала, то есть энергия сигнала сосредотачивается в пределах главного лепестка спектра, что обеспечивает улучшение качества приема информации по сравнению с существующими способами формирования ОФМ сигналов при одинаковом уровне сигнала на выходе приемника и способе его обработки.

Этот принцип изменения фазы сигнала на 180° в течение четверти длительности информационной посылки показан на рисунке 3.6.

Метод формирования сигналов ОФМ без разрыва фазы основан на изменении за некоторое время коэффициента делителя частоты с переменным коэффициентом деления. За счет этого происходит плавное (линейное) изменении фазы.

Рисунок 3.4 - Структурная схема модулятора ОФМ без разрыва фазы с использованием ДПКД

Рисунок 3.5 - Функциональная схема модулятора ОФМ-2

Определим сдвиг фазы за один период колебания для f=3,3 МГц относительно f=3,0 МГц.

.1)

Рисунок 3.6 - Принцип изменения фазы

где ДT - разница периодов колебаний 3,3 МГц и 3,0 МГц, T - период колебания 3,0 МГц, 2р - соответствует сдвигу 360°.

Таким образом:

Аналогично рассчитаем сдвиг фазы для f=2,7 МГц относительно f=3,0 МГц.

Получим .

Итак, для достижения требуемого набега фазы ±180° необходимо, несколько периодов колебаний частоты 3,3 МГц и 2,7 МГц, прежде чем ДПКД перестроится на средний коэффициент деления для получения частоты 3,0 МГц.

(3.2)

где k - необходимое число периодов колебаний для достижения набега фазы 180°.

Таким образом, за длительность 5 периодов произойдет линейное изменение фазы колебания 3,0 МГц на 180°. Управление коэффициентом деления производится синхронно с сигналом манипуляции.

3.2 Расчет принципиальной схемы устройства управления делителя с переменным коэффициентом деления

3.2.1 Расчет емкости счетчика импульсов схемы управления делителя с переменным коэффициентом деления

На рисунке 3.5 приведена функциональная схема модулятора на ДПКД. Сигнал источника опорных колебаний с частотой 30 МГц в ДПКД делится N раз. При появлении на входе схемы привязки фронтов импульсов (СПФИ) положительного фронта манипулирующего сигнала (+р), в момент появления на другом его входе положительного фронта импульса с ДПКД происходит опрокидывание коротким импульсом триггера Т. В результате опрокидывается ключ, запускается счетчик и переключается коэффициент деления ДПКД, который начинает делить частоту 30 МГц (N-m) раз. В момент заполнения счетчика импульсов происходит обратное опрокидывание триггера, ключ блокирует счетчик, а ДПКД возвращается в исходное положение и продолжает делить частоту f0 N раз. При появлении на входе СПФИ отрицательного фронта импульса (-р), в момент заполнения счетчика снова происходит опрокидывание триггера, ключ блокирует счетчик, а ДПКД приобретает коэффициент деления равный N раз.

Емкость счетчика выбирается таким образом, чтобы при прохождении импульсов частотой f0/(N+m) фаза сигнала изменялась на Дц, где Дц - требуемый сдвиг фазы, то есть:

(3.3)

Преобразуя это выражение получим требуемый сдвиг фазы:

(3.4)

который не зависит от входной частоты при выбранном соотношении mk/N.

Обозначить через B скорость передаваемой информации, а ф=ф0B - определенную длительность линейного изменения фазы по отношению к длительности элементарной посылки, получаем:

(3.5)

Проанализируем данные выражения с точки зрения выбора величины N, k, m, f0 при проектировании модулятора с линейным изменением фазы.

Если принять, что допустимые краевые искажения информации за счет СПФИ не должны превышать 5% от длительности элементарной посылки, то очевидно:

 (3.6)

Подставляя выражения (3.4) в (3.3) получим:

Если взять ф=0,25, что с точки зрения ограничения спектра достоверности принимаемой информации является оптимальным, то получим:

Тогда при Дц=±р и m=1:

для B=12 кБод.

Рассматриваемая схема поводит легко реализовать известный способ формирования ОФМ сигнал без разрыва фазы.

3.2.2 Разработка принципиальной схемы устройства управления делителя с переменным коэффициентом деления модулятора ОФМ-2

Наиболее быстродействующими и устойчивыми к воздействию помех являются микросхемы 531 серии, на которых и будет реализована разрабатываемая схема устройства управления ДПКД.

Здесь в качестве счетчика импульсов используется микросхема КР 531 ИЕ 18, которая представляет собой синхронный четырехразрядный двоичный счетчик с выходом переноса, параллельной хаписью начального кода и входом синхронного обнуления. Основной функцией микросхемы является подсчет импульсов входного сигнала, подаваемых на счетный вход.

Наличие выхода переноса позволяет создавать блок из микросхем с коэффициентом пересчета N=(16)k, где k - число микросхем. Наличие режима параллельной записи информации начального кода и входа синхронного обнуления позволяет использовать данную микросхему в качестве счетчика с любым коэффициентом пересчета. ТБ16б содержит 521 интегральный элемент, пластмассовый корпус типа 201.16-16.

Дешифратор ДШ-1 включает в себя элементы DD5.1, DD5.2. Дешифратор ДШ-2 включает DD4.1, DD4.2, DD4.3. Дешифратор ДШ-3 включает DD6.1, DD6.2, DD6.3, DD6.4. Остальные элементы в совокупности представляют собой схему управления ДПКД.

В схемах дешифраторов и схеме управления используются интегральные микросхемы КР 531 ЛА 3, представляющие собой четыре логических элемента И-НЕ, содержащие 76 интегральных элементов с корпусом типа 201.14-1, и КР 531 ЛЕ 1, представляющих собой четыре двухвходовые элемента ИЛИ-НЕ, содержащая 96 интегральных элемента в корпусе типа 201.14-1.

На вход схемы управления (информационный) поступают манипулирующие импульсы с частотой 12 кГц, длительность импульсов ф=8,33·10-5. Пусть на вход схемы управления поступает импульс с уровнем логической единицы, счетчик подсчитает импульсы, вырабатываемые генератором опорной частоты (fm).

На выходе счетчика формируется параллельный двоичный код, соответствующий порядковому номеру импульса на счетном входе. При приходе на вход счетчика положительного фронта девятого импульса, на выходе счетчика формируется параллельный двоичный код 1001, при этом дешифратор ДШ 1 вырабатывает импульс, который через элемент DD5.2 и DD1.2 поступает на вход К счетчика, в результате чего счетчик обнуляется. Таким образом, коэффициент деления равен «9». Такой режим работы ДПКД поддерживается до момента появления на входе схемы управления Uмод уровня логического нуля, что не разрешает обнуления счетчика, при появлении на его входе девятого импульса. Счетчик продолжает подсчет импульсов. В момент смены фазы ДПКД имеет коэффициент деления 10, предназначенный для того, чтобы изменение фазы происходило именно без разрыва фазы и когда фазы выравниваются, переключается на коэффициент деления 11. С выхода схемы импульсы с частотой 3±0,3 МГц подаются на полосовой фильтр с полосой пропускания 60 кГц, который преобразует прямоугольные импульсы в гармонические колебания, используя два преобразования частоты. На выходе модулятора получаем сигнал с частотой f=70±0,3 МГц.

3.2.3 Работа фазового модулятора

В режиме формирования фазоманипулированных радиосигналов (режим ОФМ, ФМ) для скорости 12 кБод на ДПКД поступает колебание частотой 30 МГц, получаемое из сигнала 10 МГц. на скорости передачи линейного сигнала B=12 кБод средний коэффициент деления ДПКД устанавливается равным N0=10.

При этом на выходе ДПКД формируется фазоманипулированный радиосигнал на частоте 3 МГц. Последовательность импульсов с информационного входа поступает на устройство управления, которое синфазно с ней вырабатывает управляющие импульсы (команда управления фазой). Таким образом, что в начале очередной информационной посылки (например, единичной) коэффициент деления ДПКД уменьшается на 1. Спустя приблизительно ј длительности информационного символа коэффициент деления восстанавливается. За указанное время фаза опорной последовательности при выбранном параметре изменяется на р и после восстановления коэффициента деления уже не изменяется, то есть на ѕ длительности информационной посылки поддерживается неизменной. При поступлении на схему управления нулевой посылки коэффициент счета увеличивается на 1 за время ј длительности информационной посылки, после чего восстанавливается его прежнее значение, но за указанное время фаза опорной последовательности претерпевает изменение на минус р.

Рассмотрим более подробно работу схемы управления ДПКД. Она содержит: схему привязки фронтов импульсов (СПФИ), триггерs? Которые формируют короткие управляющие импульсы, а также счетчик импульсов на 5 (50 и 100 в зависимости от скорости), ключ (Кл).

При поступлении положительных импульсов соответствующих изменению фазы на +р и положительного импульса с ДПКД (работающего с коэффициентом деления равным N0=10) на входе 2, CGAB формирует короткий импульс, опрокидывающий триггер, который в свою очередь запускает ДПКД и он начинает работать с коэффициентом деления (Nраз-m) равным 9, при этом на выходе ДПКД будет выделено гармоническое колебание 3,3 МГц. кроме того, на втором выходе триггера формируется импульс, опрокидывающий ключ Кл, который запускает счетчик импульсов. Емкость счетчика изменяется по командам ПАУ???. Как только счетчик заполнился, на его выходе формируется управляющий импульс, подаваемый на вход S триггера. Последний срабатывает: переключает коэффициент деления ДПКД, который начинает работать с коэффициентом деления равным N0=10; закрывает ключ Кл, который в свою очередь отключает счетчик импульсов.

При поступлении отрицательного импульса (команда на изменение фазы -р) соответствующего символу «0» линейного сигнала на вход 1 схемы CGAB и импульса с ДПКД на вход 2, происходит запуск триггера, который изменяет коэффициент деления ДПКД на (N0+m) и он становится равным 11. С выхода ДПКД вырабатывается гармоническое колебание с частотой 2,7 МГц.

Запускается счетчик импульсов и после того, как он отсчитает 5 импульсов, формирует команду (импульс), переключающий триггер, а тот в свою очередь изменяет коэффициент деления ДПКД и он становится равным N0=10.

Сформированный фазоманипулированный сигнал фильтруется и поступает на смеситель 7 МГц. далее, пройдя через полосовой фильтр ПФ2, сигнал на частоте 10±р МГц смешивается с опорным колебанием 60 МГц, полученным умножением частоты 30 МГц на два. Таким образом, фазоманипулированный сигнал с частотой 70±р МГц через усилитель поступает на выход модулятора.

3.2.4 Анализ времени задержки элементов схемы устройства управления делителя с переменным коэффициентом деления модулятора

ДПКД будет работать без сбоев в том случае, если время действия импульса на вход R счетчика больше длительности импульса fm и меньше периода тактовой частоты.

С целью выяснения выполнения этих требований рассмотрим схему и ее временные задержки.

Для КР 531 ИЕ 18 время задержки выключения tзад выкл=10 мс. Для КР 531 ЛА 3 tзад=5 мс, для КР 531 ЛЕ 1 tзад=5,5 мс. Время задержки импульса на выходе дешифратора равно сумме времени задержки элементов DD5.1 и DD5.2 tзад вых деш=15+5+5=25 мс.

Время задержки импульса на выход R источника равно

Длительность импульса на входе R равно сумме времени задержек выключения счетчика, времени задержек четырех элементов И-НЕ и времени задержки элемента ИЛИ-НЕ.

Время действия импульса обнуления на входе R счетчика равно:

Отсюда время действия импульса обнуления на входе R счетчика определяет период опорного колебания T=101 мс.

Таким образом видно, что при обнаружении обнуления, счетчик готов к работе до прихода положительного фронта очередного импульса от опорного генератора. Следовательно схема полностью работоспособна при условии, что длительность импульсов опорного колебания фоп?76 мс.

Выводы по разделу

В результате проведенных расчетов по разработке принципиальной схемы ДПКД модулятора ОФМ, который предназначен для использования в абонентском терминале спутниковой связи пришли к выводу, что данная схема обеспечивает управление схемой ДПКД с учетом особенностей формирования сигналов ОФМ, причем формирование происходит без разрыва фазы. В качестве элементной базы схемы используются интегральные микросхемы серии КР 531. Главным достоинством схемы является то, что она обеспечивает модуляцию сигналов со скоростями от 1,5 до 12 кБод, что вполне удовлетворяет требованиям, предъявляемым к абонентскому терминалу спутниковой связи ОТЗУ.

Другими достоинствами данной схемы являются:

- малая зависимость величины сдвига фазы от температурных колебаний окружающей среды;

- низкие массогабаритные показатели, что является немаловажным показателем для абонентского терминала наряду с остальными достоинствами.

4. ОЦЕНКА ВОЕННО-ЭКОНОМИЧЕСКОЙ ЭФФЕКТИВНОСТИ ПРОЕКТИРУЕМОГО ДЕЛИТЕЛЯ С ПЕРЕМЕННЫМ КОЭФФИЦИЕНТОМ ДЕЛЕНИЯ МОДУЛЯТОРА АБОНЕНТСКОГО ТЕРМИНАЛА СПУТНИКОВОЙ СВЯЗИ

4.1 Оценка военной эффективности делителя с переменным коэффициентом деления

Эффективность применения абонентского терминала спутниковой связи обуславливается эффективностью применения системы связи, элементом которой она является. Использование проектируемой станции в режиме прямой ретрансляции узкополосного сигнала при частотном разделении сигналов корреспондентов на борту космического аппарата позволит организовать спутниковую связь через ретрансляторы связи общего пользования.

Это позволит увеличить количество одновременно работающих станций через один космический аппарат. При этом нет необходимости в дополнительных капиталовложениях на реорганизацию космического сегмента, так как координирующая станция будет работать с космическим аппаратом двойного назначения «Ямал-100».

Расчет радиолинии спутниковой связи показал, что станция в данном режиме работы обеспечивает требуемое качество связи при заданной вероятности ошибки, причем остается энергетический запас и применение сверточного кодирования, которые используются для борьбы с помехами, в том числе и преднамеренными помехами противника. Исходя из этого, работа станции осуществляется при минимальных мощностях передатчиков, что значительно снижает массогабаритные показатели станции и количество потребляемой энергии, а также значительно снижается шумовая температура приемного тракта, следовательно, упрощается приемник станции.

Модулятор проектируемой станции спутниковой связи выполнен на сравнительно простой элементной базе, технология изготовления которой в какой-то степени проста и известна.

Исходя из вышесказанного, можно сделать вывод, что применение проектируемого абонентского терминала спутниковой связи в режиме прямой ретрансляции узкополосного сигнала на борту ретранслятора связи актуально в настоящее время. Так как проектируемая станция обладает хорошей помехоустойчивостью и количество одновременно работающих станций в стволе ретранслятора значительно выше, по сравнению с известными образцами.

4.2 Оценка надежности проектируемого устройства

Наиболее удобным для оценки надежности модулятора являются временные критерии. Исходя из случайного характера временных критериев надежности, для их вычисления используется математический аппарат теории вероятностей.

Расчет надежности устройства заключается в следующем:

а) отказы элементов являются независимыми;

б) отказ одного элемента ведет к отказу всего устройства;

в) однотипные элементы являются равнонадежными;

г) интенсивность отказов элементов от времени не зависит;

д) все элементы функционируют в типовых номинальных режимах.

Подсчитывается количество групп однотипных элементов и количество элементов в каждой группе.

Необходимыми величинами для оценки надежности являются:

а) Tво - среднее время восстановления устройства;

б) T0 - наработка на отказ аппаратуры;

в) лi - интенсивность отказов элементов i-той группы;

г) N - количество типов элементов;

д) ni - количество элементов i-той группы;

е) Л - интенсивность отказов узла в общем;

ж) Kr - коэффициент готовности:

(4.1)

з) P(t) - вероятность безотказной работы.

С учетом требований, предъявляемым к средствам спутниковой связи, ДПКД должен безотказно работать с вероятностью P(t)=0,95. Тогда требования по наработке на отказ устройства будет определено:

или (4.2)

где t - количество часов работы, в течение которого устройство должно обеспечивать вероятность безотказной работы P(t).

Поэтому:

, тогда

часов.

Исходя из принципиальной схемы ДПКД, определим количество элементов каждого типа. Затем с помощью заданной интенсивности отказов элементов (таблица 4.1) определим интенсивность отказа всего проектируемого устройства.

Таблица 4.1 - Интенсивность отказов элементов

№ п/п	Наименование элементов	Интенсивность отказов элементов	Количество элементов
1	531 ИЕ 18	1,26·10-6	1
2	531 ЛА 3	1,31·10-6	4
3	531 ЛЕ 1	1,29·10-6	1

Итак, для проектируемого ДПКД абонентского терминала спутниковой связи интенсивность отказов равна:

(4.3)

Л=1,26·10-6+4·1,31·10-6+1,29·10-6=7,79·10-6.

Следовательно, наработка на отказ: T0ф

(часов)

.

Как видно, рассчитанная вероятность безотказной работы P(t)=0,99, что выше требуемой вероятности P(t)=0,95, то есть надежность проектируемого устройства удовлетворяет современным требованиям по надежности.

Таким образом, полученные характеристики надежности проектируемого ДПКД абонентского терминала спутниковой связи удовлетворяют требованиям, предъявляемым к устройству, исходя из условий его эксплуатации и места использования.

4.3 Оценка ремонтопригодности устройства

Надежность системы связи в основном определяется технической надежностью, применяемой в ней военной техники связи, возможностями ремонтных органов по восстановлению и ремонту, уровнем подготовки личного состава, эксплуатирующего военную технику связи.

Под ремонтопригодностью понимается свойство военной техники связи, заключающееся в приспособленности к предупреждению и обнаружению причин возникновения отказов, повреждений и поддержанию (восстановлению) работоспособного состояния путем проведения технического обслуживания и ремонта.

К показателям ремонтопригодности относят:

- вероятность восстановления работоспособного состояния, представляющую возможность того, что время восстановления работоспособного состояния военной техники связи не превышает заданного;

- среднее время восстановления работоспособного состояния математическое ожидание времени восстановления работоспособного состояния.

Область вопросов ремонтопригодности не может существовать сама по себе, она является дополнительной технической областью по отношению к безотказности. Так как эти области влияют на поддержание аппаратуры в работоспособном состоянии, должен быть определен новый, охватывающий эти свойства, показатель. Таким показателем является коэффициент готовности Кг.

По опыту эксплуатации и ремонта среднее время восстановления устройства составляет:

часа, и тогда имеем:

.

4.4 Расчет капитальных вложений

Проведем ориентировочную оценку затрат на производство проектируемого ДПКД абонентского терминала спутниковой связи.

Из опыта экономических оценок в машиностроении известно, что на стоимость изготовления влияет массогабаритные показатели, требования к техническим характеристикам, особенно по точности геометрических форм, технические решения (схемно-конструктивные) и техническо-экономический уровень конкретного производства.

В качестве основы для определения затрат на изготовление нового устройства принимается заводская стоимость устройства (Сз), руб:

где М - стоимость основных материалов, расходуемых на изготовление нового устройства;

Rзав - общезаводские расходы в расчете на одно устройство;

Rцех - цеховые расходы в расчете на одно устройство;

S - общая сумма затрат по заработной плате производственных рабочих.

Расчет стоимости основных материалов М, расходуемых на изготовление одного устройства, представлен в таблице 4.2.

Таблица 4.2 - Стоимость материалов

№ п/п	Наименование материала	Нормы расхода	Цена за единицу	Сумма, руб.
1	531 ИЕ 18	1	72	72
2	531 ЛА 3	4	15	60
3	531 ЛЕ 1	1	23	23
4	РПС 1-37Ш	1	21	21
5	ОМЛТ 0,125 75 кОм±10%	1	6	6
Итого	182

Вычислим общую сумму затрат по заработной плате производственных рабочих S:

где Kд - коэффициент дополнительной затраты производственных рабочих;

Кос - коэффициент отчислений органам социального страхования.

В настоящее время S0 - средняя заработная плата производственных рабочих составляет примерно 3,5 тысяч рублей.

В радиоэлектронной промышленности принято:

Следовательно, S=3500(1+0,06)(1+0,06)=3933 руб.

Принято, что Rзад=150 руб, Rцех=120 руб.

Таким образом:

Сз=182+150+120+3933=4385 руб.

Полная себестоимость устройства:

Сп=Сз+Rвр,

где Rвр - производственные расходы в себестоимости одного устройства, связанные со сбытом продукции (обычно составляет 6%, то есть 263 руб.).

с учетом этого:

Сп=4385+263=4943 руб.

Проведем расчет капитальных затрат Ка (руб.):

Ка=Кр+Кконс+Кпи+Ки,

где Кр - затраты на разработку и конструирование нового устройства;

Кконс - затраты на изготовление устройства;

Кпи - затраты на патентное исследование (обычно 0,06 Кр)

Кр=SчрTр(1+Коср)(1+Кдрр),

Кконс=Sч консTконс(1+Кос конс)(1+Кдр конс),

где Sч конс и Sчр - средняя часовая оплата разработчика и консультанта соответственно (15 руб./ч, 22 руб/ч);

Тр - и Тконс - время разработки устройства и время консультации соответственно (4704, 254).

Кдрр и Кдр конс - коэффициент отчислений органом социального страхования разработчика и консультанта соответственно.

Принято, что Кдр=Кдр конс=Коср=Кос конс=0,06.

Следовательно получим:

Кр=7921 руб.

Кконс=618 руб.

Кпи=0,06·7921=475 руб.

где Сп - полная себестоимость устройства;

Rпр =15% - процентное отношение планируемой прибыли для изделия данного типа к полной себестоимости устройства.

Ки=4648·1,15=5345,2.

Таким образом, зная все составляющие, капитальные затраты на проектируемое устройство будут следующими:

Ка=7921+618+475+5345,2=14359,2 руб.

4.5 Оценка ценности проектируемого устройства

Ценность разработанного устройства определяется на основании косвенных оценок, полученных экспертным путем.

Э=Q·P0,

где Э - ценность объекта (руб.);

Q - оценка ценности разработанного устройства, нормативный коэффициент, определяемый статическим путем (принято Q=3000 руб./балл);

P0 - общий коэффициент приоритетности работы:

где Pi - количество составляющих, косвенно влияющих на ценность работы (балл).

Общий коэффициент приоритетности включает следующие составляющие:

P1=2 - коэффициент научной приоритетности, балл;

P2=1 - коэффициент приоритетности по виду работ, балл;

P3=2 - коэффициент приоритетности по среде использования результатов, балл;

P4=3 - коэффициент приоритетности работы по уровню удовлетворения требований, балл.

Таким образом, P0=8, а ценность разработанного устройства:

Э=3000·8=24000 руб.

4.6 Итоговая оценка эффективности затрат проектируемого устройства

Оценка производится следующим образом:

где е - ценность разработанного устройства в рублях на рубль затрат при его разработке.

(руб./руб.).

затраты считаются эффективными, если е>е0, где е0=1,5 руб./руб. - нормативный коэффициент эффективности затрат.

Разработанное устройство имеет эффективность затрат на разработку, осуществленную в рамках дипломного проекта, равную 1,67 руб./руб.

Таким образом, разработанное устройство является эффективным, так как условие выполняется.

Оценивая проектируемый ДПКД с экономической точки зрения, необходимо отметить, что его стоимость рассчитана по ценам 2006 года. С учетом инфляции она будет выше. Для вычисления реальной стоимости разработанного устройства, полученное значение необходимо умножить на коэффициент инфляции. Зная коэффициент инфляции, можно вычислить стоимость устройства и при дальнейшем изменении рубля.

ЗАКЛЮЧЕНИЕ

В дипломном проекте в ходе оперативно-тактического обоснования требований к абонентскому терминалу спутниковой связи ОТЗУ предъявлены требования к абонентскому терминалу спутниковой связи.

На основе анализа основных методов модуляции цифровых сигналов был выбран наиболее оптимальный вид для использования в военных системах спутниковой связи и предъявлены требования к модулятору абонентского терминала спутниковой связи.

Разработана функциональная схема модулятора и принципиальная схема управления модулятором для абонентского терминала спутниковой связи ОТЗУ на основе применения микросхем нового поколения имеющих большую степень интеграции и быстродействия. Улучшение эффективности существующих модуляторов на основе использования новых схематических решений для создания абонентского терминала спутниковой связи с целью размещения его в непосредственной близости от рабочего места должностного лица пункта управления.

Кроме того произведена оценка военно-экономической эффективности проектируемого устройства и ориентировочные затраты на его реализацию.

СПИСОК ИСПОЛЬЗУЕМЫХ СОКРАЩЕНИЙ

АСУ - автоматизированные систем управления;

АТС - автоматическая телефонная станция;

ВС РФ - Вооруженные Силы Российской Федерации;

ДАПФ - дискретная автоматическая подстройка фазы;

ЕССС-2 - единая система спутниковой связи второго поколения (второго этапа развития);

ЛБВ - лампа бегущей волны;

МС РФ - министерство связи Российской Федерации;

ОТЗУ - оперативно-тактическое звено управления;

ОУС - опорный узел связи;

ПУ - пункт управления;

СВЧ - сверхвысокие частоты;

СПС - специальные сигналы;

СХОС - схема организации связи;

УС - узел связи;

ФПС - фельдъегерско-почтовая служба;

ЦБУ - центральное боевое управление;

ЭВМ - электронная вычислительная машина;

ЭИИМ - эквивалентная изотропная излучаемая мощность.

СПИСОК ИСПОЛЬЗУЕМОЙ ЛИТЕРАТУРЫ

1. Снежко В. К. Военные системы радиорелейной, тропосферной и космической связи, их боевое применение и эксплуатация. - С-Пб.: ВАС, 1968.

2. Радиорелейный и спутниковые системы передачи./ Под ред. Немировского А. С. - М.: Радио и Связь, 1986.

3. Радимов А. П. Военные системы космической связи. - С-Пб.: ВАС, 1986.

4. Спилкер Дж. Цифровая спутниковая связь. - М.: Связь, 1979.

5. Справочник по спутниковой связи и вещанию./ Под ред. Кантора Л. Я. - М.: Радио и Связь, 1987.

6. Феер А. Беспроводная связь. Методы манипуляции и расширения спектра. - М.: Радио и Связь, 2000.

7. Лагутенко О. И. Модемы. Справочник пользователя. - С-Пб.: Лань, 2001.

8. Персональная спутниковая связь./ Под ред. Смирнова А. В.. - М.: Эко-Трендз, 1998.

9. Горностаев Ю. М., Соколов В. В., Невдяев Л. М. Перспективные спутниковые системы связи. - М.: Горячая линия-Телеком, 2000.

10. Громаков Ю. А. Современные технологии подвижной связи. - М.: Эко-Трендз, 1997.

11. Григорьев В. А., Григорьев С. В. Зарубежная сязь: учебное пособие./ Под ред. В. А. Григорьева. - С-Пб.: ВАС, 2004.

12. Григорье В. А., Лагутенко О. И., Распаев Ю. А. Сети и системы радиодоступа. - М.: Эко-Трендз, 2005.

13. Волков Л. Н., Немировский М. С., Шимаков Ю. С. Системы цифровой радиосвязи:базовые методы и характеристики: учебное пособие. - М.: Эко-Трендз, 2005.

14. Попов В. И. Основы сотовой связи стандарта GSM. - М.: Эко-Трендз, 2005.

15. Раков А. И. Надежность радиорелейных и спутниковых линий передачи. - М.: Радио и Связь, 1981.

16. Васильев М. Г., Волков Е. А. Обоснование основных технических параметров перспективной техники многоканальной радиосвязи. - С-Пб.: ВАС, 1991.

17. Дормидонтов А. В., Рожкова О. В., Рябинов Е. А., Тетерко В. В., Тимонин С. О., Фалин В. С., Филистович В. П. Выпускные квалификационные работы. Учебно-методическое пособие по выполнению и оформлению дипломных проектов и работ. - Ульяновск: УВВИУС, 2006.

Размещено на Allbest.ru