Генератор цифровых тестовых сигналов

2.2 Цифровая обработка сигналов

Медианные фильтры достаточно часто применяются на практике как средство предварительной обработки цифровых данных. Специфической особенностью фильтров является слабая реакция на отсчеты, резко выделяющиеся на фоне соседних. Это свойство позволяет применять медианную фильтрацию для устранения аномальных значений в массивах данных, уменьшения импульсных помех. Характерной особенностью медианного фильтра является его нелинейность. Во многих случаях применение медианного фильтра оказывается более эффективным по сравнению с линейными фильтрами, поскольку процедуры линейной обработки являются оптимальными при равномерном или гауссовом распределении помех, что в реальных сигналах может быть далеко не так. В случаях, когда перепады значений сигналов велики по сравнению с дисперсией аддитивного белого шума, медианный фильтр дает меньшее значение среднеквадратической ошибки по сравнению с оптимальными линейными фильтрами. Особенно эффективным медианный фильтр оказывается при очистке сигналов от импульсных шумов при обработке изображений, акустических сигналов, передаче кодовых сигналов и т.п. Однако детальные исследования свойств медианных фильтров как средства фильтрации сигналов различного типа являются довольно редкими.

2.2.1 Медианная фильтрация сигналов

Принцип фильтрации. Медианный фильтр представляет собой оконный фильтр, последовательно скользящий по массиву сигнала, и возвращающий на каждом шаге один из элементов, попавших в окно (апертуру) фильтра. Выходной сигнал y_k скользящего медианного фильтра шириной 2n+1 для текущего отсчета k формируется из входного временного ряда …, x_k-1, x_k, x_k+1,… в соответствии с формулой:

y_k = Me(x_k-n, x_k-n+1,…, x_k-1, x_k, x_k+1,…, x_k+n-1, x_k+n), (2.5)

где Me(x₁, …, x_m, …, x_2n+1) = x_n+1, x_m - элементы вариационного ряда, т.е. ранжированные в порядке возрастания значений x_m: x₁ = min(x₁, x₂,…, x_2n+1) ? x₍₂₎ ? x₍₃₎ ? … ? x_2n+1 = max(x₁, x₂,…, x_2n+1).

Одномерные фильтры. Медианная фильтрация реализуется в виде процедуры локальной обработки отсчетов в скользящем окне, которое включает определенное число отсчетов сигнала. Для каждого положения окна выделенные в нем отсчеты ранжируются по возрастанию или убыванию значений. Средний по своему положению отчет в ранжированном списке называется медианой рассматриваемой группы отсчетов. Этим отсчетом заменяется центральный отсчет в окне для обрабатываемого сигнала.

Алгоритм медианной фильтрации обладает явно выраженной избирательностью к элементам массива с немонотонной составляющей последовательности чисел в пределах апертуры и наиболее эффективно исключает из сигналов одиночные выбросы, отрицательные и положительные, попадающие на края ранжированного списка. С учетом ранжирования в списке медианные фильтры хорошо подавляют шумы и помехи, протяженность которых составляет менее половины окна. Монотонные составляющие сигналов медианный фильтр оставляет без изменений.

Благодаря этой особенности, медианные фильтры при оптимально выбранной апертуре могут сохранять без искажений резкие границы объектов, подавляя некоррелированные и слабо коррелированные помехи и малоразмерные детали. При аналогичных условиях алгоритмы линейной фильтрации неизбежно «смазывает» резкие границы и контуры объектов. На рис. 2.8 приведен пример обработки сигнала с импульсными шумами медианным и треугольным фильтрами с одинаковыми размерами окна N=3. Преимущество медианного фильтра очевидно.

Рис. 2.8.

Окно медианного фильтра, как правило, устанавливается нечетным. В общем случае окно может быть и четным, при этом медиана устанавливается, как среднее арифметическое двух средних отсчетов. В качестве начальных и конечных условий фильтрации обычно принимаются концевые значения сигналов, либо медиана находится только для тех точек, которые вписываются в пределы апертуры.

Рис. 2.9.

На рис. 2.9 приведен пример медианной фильтрации модельного сигнала a_k, составленного из детерминированного сигнала s_k в сумме со случайным сигналом q_k, имеющим равномерное распределение с одиночными импульсными выбросами. Окно фильтра равно 5. Результат фильтрации - отсчеты b_k.

Двумерные фильтры. Основную информацию в изображениях несут контуры объектов. При фильтрации зашумленных изображений степень сглаживания контуров объектов напрямую зависит от размеров апертуры фильтра. При малых размерах апертуры лучше сохраняются контрастные детали изображения, но в меньшей степени подавляется импульсные шумы. При больших размерах апертуры наблюдается обратная картина. Это противоречие в некоторой степени сглаживается при применении фильтров с адаптацией размеров апертуры под характер изображения. В адаптивных фильтрах большие апертуры используются в монотонных областях обрабатываемого сигнала (лучшее подавление шумов), а малые - вблизи неоднородностей, сохраняя их.

Кроме размеров окна эффективность фильтра в зависимости от характера изображения и параметров статистики шумов существенно зависит от формы маски выборки отсчетов. Примеры формы масок с минимальной апертурой приведены на рис. 2.10. Оптимальный выбор формы сглаживающей апертуры зависит от специфики решаемой задачи и формы объектов.

Рис. 2.10.

Достоинство медианных фильтров.

· Простая структура фильтра как для аппаратной, так и для программной реализации.

· Фильтр не изменяет ступенчатые и пилообразные функции.

· Фильтр хорошо подавляет одиночные импульсные помехи и случайные шумовые выбросы отсчетов.

· Медианный фильтр легко реализуется на два измерения с двухмерным окном любой формы (прямоугольное, крестообразное, кольцевое, круговое).

Недостатки медианных фильтров.

· Медианная фильтрация нелинейна, так как медиана суммы двух произвольных последовательностей не равна сумме их медиан, что в ряде случаев может усложнять математический анализ сигналов.

· Фильтр вызывает уплощение вершин треугольных функций.

· Подавление белого и гауссового шума менее эффективно, чем у линейных фильтров. Слабая эффективность наблюдается также при фильтрации флюктуационного шума.

· Двумерная обработка приводит к более существенному ослаблению сигнала. При увеличении размера окна происходит также размытие контуров изображений.

Недостатки метода можно уменьшить, если применять медианную фильтрацию с адаптивным изменением размера окна фильтра в зависимости от динамики сигнала и характера шумов (адаптивная медианная фильтрация). В качестве критерия размера окна можно использовать, например, величину отклонения значений соседних отсчетов относительно яркости центрального ранжированного отсчета /1i/. При уменьшении этой величины ниже определенного порога размер окна увеличивается цифровая обработка сигналов

2.3 Модуляция и управление информационными параметрами сигналов

Модуляция сигналов позволяет выполнить преобразование сигналов с целью повышения эффективности и помехоустойчивости процесса передачи информации. В большинстве случаев методы модуляции основываются на управлении параметрами сигналов в соответствии с информационным сообщением. При модуляции сигналов изменяется их форма и спектральные характеристики. Особенности формирования спектров сигналов имеют важное значение для систем связи и телекоммуникаций.

2.3.1 Классификация сигналов и методов модуляции

Сообщения передаются при помощи сигналов. В простейшем случае сообщение может, заключатся в наличии (отсутствии) принятого сигнала. При этом требуется решать задачу обнаружения сигнала. Во многих случаях вид передаваемых сигналов заранее известен и прием сообщения состоит в том, чтобы определить, какой из возможных сигналов был передан. Тогда задача состоит в различении сигналов. Если сигналы отличаются значениями их параметров, которые считаются постоянными в течение некоторого интервала, то необходимо получать оценки параметров сигнала. Сообщение может содержаться в измерениях параметров, т. е. в их мгновенных (локальных) значениях. Тогда для получения сообщения нужно выполнить фильтрацию параметров сигнала. Задача фильтрации, как правило, является более сложной, чем оценивание параметров.

Управление информационным параметром сигнала в соответствии с передаваемым сообщением называют модуляцией.

Информационный сигнал (сообщение) обозначим и(х), сигнал-переносчик, параметр которого изменяется в соответствии с сообщением, обозначим s(х). При модуляции выполняется преобразование этих двух сигналов в один модулированный сигнал о(х) в соответствии с уравнением

о(х) = М{ s(х), и(х)}, (2.6)

где М{.} - оператор, определяемый видом модуляции. Для выделения сообщения и(х) на приемной стороне необходимо выполнить обратное преобразование (демодуляцию), т. е.

(2.7)

В зависимости от вида, функциональной формы и числа параметров сигнала-переносчика s(х) и информационного сигнала и(х) варьируются свойства различных методов модуляции, а именно, вид и ширина спектра сигнала о(х), устойчивость к воздействию помех и т. д.

Если информационный параметр сигнала-переносчика изменяется непрерывно, то методы модуляции являются непрерывными (распространены, например, методы амплитудной, фазовой и частотной непрерывной модуляции гармонического сигнала-переносчика).

В качестве сигнала-переносчика часто используют периодическую последовательность импульсов, тогда модуляцию называют импульсной (например, при изменении амплитуды или частоты импульсов по закону и(х) имеет место амплитудно-импульсная или частотно-импульсная модуляция соответственно).

Информационный параметр может принимать счетное число значений, при этом модуляцию называют дискретной. К дискретным видам модуляции относятся, например, амплитудная, частотная, и фазовая манипуляции. Если значения параметра закодированы и передаются в цифровой форме, то соответствующие виды модуляции носят название цифровой модуляции. Наиболее распространенным видом цифровой модуляции является импульсно-кодовая модуляция, когда значение сигналов в дискретных точках кодируют в цифровой форме.

При создании систем передачи сигналов основными задачами являются разработка методов и математических моделей, определяющих оптимальные режимы модуляции-демодуляции с точки зрения повышения скорости, достоверности и помехозащищенности передачи информации.

При классификации видов модуляции принимают в расчет вид, характер информационного сигнала и сигнала-переносчика: детерминированный процесс, случайный стационарный процесс, нестационарный процесс и т. д. Детерминированные сигналы определяются их амплитудами и фазовыми спектрами на основе свойств рядов Фурье и преобразования Фурье. В теории информации и передачи сигналов особое место занимают стохастические сигналы, являющиеся реализациями случайных процессов с заданными характеристиками - корреляционными функциями и спектральными плотностями.

Если вид информационного сигнала, сигнала-переносчика и характеристики линии связи заданы, то основной задачей является оптимальный прием сигналов. Задача оптимального приема, как правило, сводится к задаче различения сигналов по заданному критерию в условиях помех (задача обнаружения рассматривается как различение смеси сигнала и помехи, когда сигнал отсутствует).

Задача приема сообщений подразделяют на два класса - когерентный и некогерентный прием, соответственно при наличии и отсутствии синхронизации в канале передачи информации. Методы когерентного (синхронного) приема, как правило, более просты и надежны. Методы некогерентного (асинхронного) приема обеспечивают более высокое быстродействие, однако более сложны в реализации.

2.3.2 Методы амплитудной, фазовой и частотной модуляции

Амплитудная, фазовая и частотная модуляция гармонических сигналов-переносчиков получили наиболее широкое распространение в радиовещании и системах связи.

Амплитудная модуляция:

Амплитудно-модулированный (АМ) сигнал в общем случае определяется выражением:

(2.8)

где и(х) ? информационный (модулирующий) сигнал, s(х) ? сигнал-переносчик, m - коэффициент модуляции.

Спектр сигнала можно найти с использованием свойств преобразования Фурье в форме:

(2.9)

Формирование спектра иллюстрируется на рис. 2.11. и 2.12.

При гармоническом модулирующем сигнале (рис. 1) его спектр, как и спектр сигнала-переносчика, представляет собой две дельта-функции. Свертка спектров S(u) и И(u) приводит к переносу спектра И(u) на более высокую (так называемую несущую) частоту .

Если модулирующий сигнал имеет сложную форму и, следовательно, протяженный спектр (рис. 2.12), образованный множеством пар дельта функций с различными положениями на частотной оси, то в результате переноса спектра на несущую частоту образуются соответствующие спектральные порядки. В силу свойств частотной симметрии преобразования Фурье можно показать, что вся полезная информация содержится в спектральном порядке в окрестности частоты .

Демодуляцию АМ сигнала осуществляют путем выделения огибающей сигнала-переносчика при его детектировании и фильтрации нижних частот на выходе детектора. Ширина полосы пропускания фильтра должна соответствовать ширине спектра И(u) (рис. 2.12), чтобы обеспечить минимальные спектральные искажения восстановленного сигнала.

Рис. 2.11. Спектр АМ сигнала с гармонической модуляцией

Рис. 2.12. Спектр сложного АМ сигнала

Фазовая модуляция:

Фазомодулированный (ФМ) сигнал имеет постоянную амплитуду, фаза сигнала изменяется пропорционально информационному сигналу, а именно:

(2.10)

где uо - несущая частота, m - индекс фазовой модуляции.

Пусть модулирующий сигнал является гармоническим, и индекс модуляции m << 1. При этом выражение можно переписать в виде:

(2.11)

учитывая, что при После преобразования второго слагаемого в получим:

(2.12)

Спектр ФМ сигнала с малым индексом модуляции показан на рис. 3.

Рис. 2.13. Спектр и векторная диаграмма для ФМ сигнала при m << 1

Величины спектральных составляющих идентичны величинам спектральных составляющих сигнала с синусоидальной АМ, однако фазовые соотношения между несущей и боковыми составляющими различны. Эти фазовые соотношения более детально показаны графически на векторной диаграмме в правой части рис. 2.13. Меньшие векторы медленно вращаются в противоположных направлениях вокруг быстро вращающегося большого вектора, а о(х) представляет собой проекцию суммы векторов на горизонтальную ось. Однако в отличие от случая АМ сигнала сумма меньших векторов всегда перпендикулярна большему вектору. При этом, если векторы боковых составляющих малы (m << 1), длина суммарного вектора близка по величине амплитуде несущей А, но результирующий вектор вращается с переменной скоростью.

Фазовые соотношения в данной векторной диаграмме указывают простой способ генерирования ФМ сигналов с малым индексом модуляции (рис. 2.14) при произвольном модулирующем сигнале и(х).

Рис. 2.14. Структурная схема ФМ модулятора при m << 1

Частотная модуляция.

При частотной модуляции изменяется мгновенная (локальная) частота u(х) сигнала-переносчика s(х) в соответствии с информационным сигналом и(х), а именно:

(2.13)

Где

(2.14)

При синусоидальной ЧМ модулирующий сигнал имеет вид:

(2.15)

откуда:

(2.16)

Сравнение (6) и (8) с учетом (11) показывает идентичность ФМ ЧМ при синусоидальной модулирующей функции и индексе модуляции

Значение а представляет собой максимальную девиацию мгновенной угловой частоты относительно несущей угловой частоты 2р uо.

Простейший модулятор для ЧМ сигналов или частотный дискриминатор представляет собой резонансный контур, настроенный, например, ниже несущей частоты (рис. 2.15). Изменения мгновенной частоты во входном модулированном сигнале преобразуются в изменения амплитуды сигнала на выходе резонансного контура. Эти амплитудные изменения нетрудно выделить при помощи обычного детектора огибающей. Ограниченный диапазон линейности такого дискриминатора можно расширить, применив пару контуров, один из которых настроен соответственно выше, а другой ниже частоты несущей. Выходные сигналы на выходе этих контуров раздельно детектируются и после этого вычитаются, образуя полную характеристику дискриминатора, показанную на рис. 2.16. Выходной сигнал в дискриминаторах такого типа изменяется по амплитуде при вариациях как частоты, так и амплитуды входного сигнала.

В реальных системах неконтролируемые изменения амплитуды в ЧМ сигнале вызываются шумами, помехами, "замираниями" радиоволн и другими факторами. В связи с этим на входе дискриминаторов необходимо включать ограничитель, который представляет собой нелинейное устройство с характеристикой, показанной на рис. 2.17. Ограничитель совместно с включенным на его выходе резонансным усилителем практически устраняет амплитудные изменения огибающей узкополосного сигнала, сохраняя при этом фазовые изменения.

Рис. 2.15. Преобразование изменений частоты в изменении амплитуды при помощи резонансной цепи

Рис. 2.16. Характеристика дискриминатора, полученная с помощью пары резонансных контуров

Рис. 2.17. Совместная работа ограничителя и резонансного усилителя

На рис. 2.18 показана полная структурная схема типового ЧМ приемника.

Усилитель высокой частоты (УВЧ) усиливает принятый сигнал, внутренний гетеродин (генератор) вырабатывает гармонический "опорный" сигнал, который перемножается в смесителе с принятым сигналом. В результате формируется сигнал на промежуточной частоте, которая является постоянной при синхронной перестройке частот настройки УВЧ и гетеродина. Усилитель промежуточной частоты УПЧ обеспечивает высокий коэффициент усиления сигнала. Усиленный сигнал после ограничителя поступает на второй УПЧ, выполняющий функции резонансного усилителя в схеме рис. 2.17. Частотный дискриминатор выделяет изменения частоты сигнала, которые в форме низкочастотного сигнала поступают на вход усилителя низкой частоты УНЧ.

Рис. 2.18. Функциональная схема ЧМ приемника

2.3.3 Цифровые методы модуляции

Цифровые виды модуляции используются для передачи кодированных сообщений дискретными методами. Сущность цифровой модуляции заключается в том, что передаваемый непрерывный сигнал дискретизируется во времени, квантуется по уровню и полученные отчеты, следующие в дискретные моменты времени, преобразуются в кодовые комбинации. Полученной последовательностью кодовых видеосигналов модулируется высокочастотный сигнал-переносчик.

Следовательно, цифровые методы модуляции основаны на трех необходимых преобразованиях полезных непрерывных сигналов: дискретизации, квантовании, и кодировании.

Достоинствами цифровых методов модуляции является:

· Слабое влияние не идеальности и нестабильности характеристик аппаратуры на качество передачи информации;

· Высокая помехоустойчивость даже при использовании каналов с нестабильными характеристиками и большим уровнем шумов;

· Возможность регенерации (восстановления) сигналов в узлах связи сетей, что значительно ослабляет эффект накопления искажений сигналов при передаче информации по линиям большой протяженности;

· Универсальная форма представления сигналов для различных сообщений (речь, телевизионное изображение);

· Низкая чувствительность к нелинейным искажениям в групповом тракте многоканальных систем;

· Относительно простое согласование этих систем с компьютерами и электронными автоматическими телефонными станциями, что играет важную роль для построения сетей связи;

· Возможность автоматизации передачи и обработки сигналов с помощью компьютеров.

Основными недостатками систем с цифровыми способами передачи сигналов являются: значительное расширение занимаемой полосы частот каналов, необходимость обеспечения точной синхронизации сигналов и построения аппаратуры для регенерации сигналов на линиях большой протяженности.

В настоящее время наибольшее распространение получили системы с импульсной кодовой модуляцией (ИКМ), в которых значение сигналов в дискретные моменты времени преобразуется в двоичные цифровые коды.

На рис. 2.19 показаны временные диаграммы сигналов в системе с ИКМ. На рис. 2.19,а представлены исходный непрерывный сигнал с ограниченным спектром и дискретизированный сигнал с интервалом дискретизации Т<1/2uм, где uм - верхняя частота спектра сигнала. На рис.2.19,б показана полученная в результате квантования и кодирования последовательность двоичных видеоимпульсов. Из-за искажений сигналов и шумов в канале принятая видеопоследовательность (рис. 2.19,в) отличается от переданной. Выбирается пороговый уровень sо, его превышение в моменты отсчета (стробирования) значения сигнала означает наличие импульса, а непревышение - отсутствие импульса. С помощью формирующих устройств из принятой видеопоследовательности создается "очищенная" последовательность, которая поступает па декодер. С выхода декодера импульсы, площади которых равна соответствующим импульсным отсчетам исходного сигнала (рис. 2.19,д), поступают на демодулятор, в простейшем случае на вход фильтра нижних частот, на выходе которого восстанавливается копия исходного непрерывного сигнала рис. 2.19,д.

Для получения регенерированной кодовой последовательности отсчеты принимаемого сигнала берутся в середине каждого тактового интервала длительностью L (рис. 2.19,б и в). Это делается для того, чтобы исключить влияние на работу демодулятора запаздывания и фазовых искажений сигналов в канале связи. В результате регенерируемая последовательность "задержана" на L/2 относительно переданной (рис. 2.19,б и г). Правильное декодирование сигналов требует также, чтобы были приняты все разряды кодовой комбинации. Из-за этого принятые отсчеты оказываются дополнительно задержанными относительно передаваемых на интервал дискретизации Т (рис. 2.19,а и д).

Метод пороговой селекции сигналов на фоне помех часто не обеспечивает требуемой помехоустойчивости и достоверности при приеме кодовых сигналов. Значительно более высокую помехоустойчивость обеспечивает применение метода согласованной фильтрации импульсных сигналов.

Проведем сравнительный анализ характеристик методов цифровой амплитудно-кодовой и фазоимпульсной модуляции при использовании согласованных фильтров.

Рис. 2.19. диаграммы сигналов в 4-разрядной системе ИКМ

2.4 Методика измерения характеристики преобразования АЦП

В настоящее время известно много способов контроля качества серийно выпускаемых АЦП. Однако когда дело касается только что разработанного в лаборатории изготовленного для испытаний кристалла, зачастую требуется гораздо более тщательный подход к проведению измерений. При этом возникает много проблем, связанных с тем, чтобы, с одной стороны, обеспечить требования по точности и стабильности измерительных устройств, с другой - добиться, возможно, большей скорости измерений.

Наиболее распространенным способом, использующимся в большинстве методик, стало применение ПК и сопрягающих его с АЦП периферийных устройств.

Весь измерительный комплекс состоит, как правило, из следующих частей: внешнее устройство, работающее в соответствии с данной методикой, к которому и подключается используемый АЦП; адаптер ввода-вывода для сопряжения с ПК; программа, содержащая протоколы обмена с портом в/в и обеспечивающая обработку данных по этой методике. Скорость обработки данных обычно зависит от мощности ПК, использующихся протоколов обмена и способов вычисления конечного результата.

Основные статические параметры АЦП, представляющие интерес, это: характеристика преобразования (зависимость между значениями входного аналогового напряжения и выходного кода), напряжение межкодового перехода (НМП), шаг квантования ХП, напряжение смещение нуля, нелинейность, дифференциальная и интегральная нелинейности.

Существуют различные методы измерения этих характеристик, в большинстве широко известных методов используется подаваемое на вход АЦП либо линейно изменяющееся во времени напряжение (треугольные либо пилообразные импульсы), либо синусоидальные колебания, охватывающие весь рабочий диапазон АЦП с последующим вычислением спектра преобразованного сигнала с помощью быстрого преобразования Фурье.

Недостатки этих методов очевидны. В первом случае возникает проблема получения хорошего линейно нарастающего или спадающего напряжения. Во втором - проблема хорошей фильтрации синусоидального сигнала из-за нелинейности отдельных дискретных элементов фильтра. При этом собственные гармоники испытательного сигнала примешиваются к гармоникам, получающимся из-за нелинейности преобразования самого АЦП. В результате полученный спектр не дает полной информации о коэффициенте нелинейных искажений АЦП. Большинство методик обходит также получение полной ХП АЦП (всех dUi от Uвхmin до Uвхmax) из-за большого количества времени, уходящего на прохождение всей характеристики в многоразрядных АЦП. Такие методы используют, например, измерения напряжений, соответствующих отдельным переходам 2? (n [1;N]; N - число разрядов АЦП).

Распространенным методом получения сигналов специальной формы стало применение достаточно линейных цифро-аналоговых преобразователей, на вход которых подается последовательность кодов с ПК или другого устройства. При этом можно добиться синусоидального сигнала с малым коэффициентом гармоник. Но тогда, возможность испытать АЦП с большим числом разрядов ограничивается разрядностью ЦАП, и возникает парадокс "Щита и копья", когда появляется необходимость оценить искажения, вносимые самим ЦАП с помощью более прецизионного АЦП.

Следовательно, необходимо создание методики, которая объединила бы достоинства существующих методов, давала полную картину характеристики преобразования и была, по возможности, свободна от их недостатков.

2.4.1 Описание методики

Как известно, на практике гораздо проще получить хорошо отфильтрованный синусоидальный сигнал, чем достаточно линейно изменяющееся пилообразное напряжение. Кроме того, функция синуса является наиболее удобной для аналитических вычислений. В связи с этим представляется целесообразным использовать именно синусоиду в качестве измерительного сигнала.

Рассмотрим сперва идеальный случай, когда на вход АЦП подается аналитический чистый синусоидальный сигнал с амплитудой А и некоторой постоянной составляющей Uo, сумма значений, которых лежит в пределах диапазона напряжений, которые может измерить АЦП. Пусть амплитуда этого сигнала такова, что он охватывает только часть характеристики преобразования АЦП, как показано на рис. 2.20. При этом частота дискретизации АЦП много больше частоты сигнала.

Рис. 2.20

На рисунке Ui....... Ui+б обозначают точки перехода, характеризующиеся изменением выходного кода на одну единицу младшего разряда; m0....... m7 обозначают соответственно количество отсчетов, обусловленных частотой дискретизации АЦП, от начала измерений до данного момента времени.

Из свойств функции SINX и из рисунка выходит, что точка min находится на половине интервала между m0 и m1, а точка max соответственно на половине интервала между m6 и m7. Обозначающим тот номер m, которому соответствует min функции, через "а" и примем его за начало отсчета.

Кроме того, введем обозначения:

Тогда, n0 - интервал от начала отсчета "а" до момента первого изменения выходного кода на единицу младшего разряда; ni - соответственно интервал от "а" до момента второго изменения и т. д. Пусть, кроме того, N - число отсчетов, которые укладываются в один период синусоиды.

В этом случае для шагов du квантования можно записать:

Таким образом, зная, что на входе АЦП - синусоида определенной амплитуды, по количеству отсчетов сигнала можно вычислить каждый из шагов квантования, охватываемый этой синусоидой. В этом случае погрешность вычислений du:

(2.17)

То есть, чем больше число N и чем меньше амплитуда, тем выше точность вычислений. Снизу минимальная амплитуда ограничена прецизионностью АЦП.

Тем не менее, в реальной ситуации испытательный сигнал, даже хорошо отфильтрованный, обладает дополнительными гармониками и некоторым уровнем шумов, что вносит ощутимые погрешности в измерения. Поэтому, охват синусоидой всей характеристики преобразования АЦП не приведет к желаемому результату. Но охват небольшого участка характеристики дает гораздо меньше погрешностей. В частности, при уменьшении амплитуды сигнала (при коэффициенте гармоник, например, равном 0.1), коэффициент гармоник на выходе АЦП остается почти постоянным только при амплитудах, охватывающих участок характеристики преобразования свыше некоторого небольшого количества "ступенек" ХП. При дальнейшем уменьшении амплитуды входного сигнала коэффициент гармоник на выходе АЦП начинает возрастать из-за "ступенчатости" сигнала на выходе и уже слабо зависит от гармоник входного сигнала при их небольшой величине. Следовательно, влияние гармоник испытательного сигнала (при уменьшении его амплитуды) на погрешность измерения du (отдельной "ступеньки") уменьшается.

В частности, при численном моделировании, брался синусоидальный сигнал с амплитудой 2-й гармоники 0.01%..10% от амплитуды 1-й. Причем 2-я гармоника уже при значении 0.1% и при любой ее фазе относительно 1-й почти не оказывает влияния на вычисления при амплитудах сигнала менее суммы 5 шагов квантования АЦП.

Рассмотрим влияние гармоник испытательного сигнала на погрешность измерений.

Пусть А - амплитуда 1-й гармоники, щ - ее частота, а2...... аn - амплитуды соответственно 2-й,......, n-й гармоник гораздо меньше А, f1.... fn - их фазы, N - количество преобразований за один период колебания основной гармоники, осуществленных АЦП и обусловленных частотой дискретизации. При этом полагаем, что при возрастании напряжения на входе АЦП мы будем фиксировать только первый положительный перепад значения от n-1 к n на выходе по достижении очередного напряжения межкодового перехода, игнорируя все остальные перепады от n к n-1 и обратно (соответствующие колебаниям напряжения около данного значения НМП), до появления значения n+1; а при убивании напряжения - по тому же принципу учитываются только отрицательные переходы.

Тогда относительная погрешность, вносимая гармониками сигнала:

(2.18)

будет при таких фазах f1....... fn, что:

(2.19)

В этом случае для относительной погрешности уdu,harm можно, например, записать:

(2.20)

где: а=а2+…+аn, а k - число отсчетов, потребовавшееся из измерения dui, как показано на рис. 2.21. На рис. 2.22 показана зависимость уdu,harm от отношения, а/А при различных значениях k, и при N=400.

Те же самые рассуждения, в принципе, можно применить и к погрешностям, вносимым шумами, если вместо а подставить уровень шумов (их максимальную амплитуду), и получить такую же зависимость, как на рис. 2.22.

Таким образом, по полученной зависимости и из приведенных выше рассуждений можно вывести критерий настройки испытательного сигнала на нужную амплитуду.

Рис. 2.21

Рис. 2.22

Суть приведенной ниже методики можно изложить в следующем порядке:

· Установить напряжение постоянной составляющей U0 приблизительно на середину характеристики преобразования АЦП.

· Включить низкочастотный (по сравнению с частотой дискретизации АЦП) синусоидальный сигнал, размах которого не выходит за границы ХП.

· Выставить его амплитуду по приведенному выше критерию.

· Установить U0 на начало характеристики преобразования АЦП.

· Измерения U0 и проводя измерения при каждом новом его значении, пройти всю характеристику преобразования.

· По получаемым данным и приведенным выше формулам вычислять значения dui.

· По вычисленным значениям dui составить характеристику преобразования АЦП в виде таблицы.

Используя полученную характеристику, можно вычислить среднее значение шага квантования ХП:

(2.21)

напряжения межкодового перехода, нелинейность, дифференциальную нелинейность:

(2.22)

где dumax - значение шага квантования, дающего максимальное отклонение от среднего значения ducp.

Подавая аналитический сигнал на полученную ХП, можно с помощью быстрого преобразования Фурье получить коэффициент нелинейных искажений, вызванных нелинейностью ХП.

цифровой сигнал генератор

РАЗДЕЛ 3. РАЗРАБОТКА ГЕНЕРАТОРА ТЕСТОВЫХ СИГНАЛОВ

Внедрение микропроцессорной, и вообще цифровой, техники в устройства управления промышленными объектами требует от специалистов самого различного профиля быстрого освоения этой области знания. В процессе разработки функциональных схем цифровых устройств отчетливо выделяются два характерных этапа. На первом этапе, который можно назвать структурным проектированием, заданный неформально алгоритм разработчик представляет в виде последовательности некоторых операторов, таких, как получение результата, счет, преобразование кода, передача информации. При этом он старается использовать ограниченный набор общепринятых операторов. При использовании этих операторов, как правило, алгоритм можно представить довольно небольшим их числом. Структура алгоритма становится обозримой, понятной, легко читаемой и однозначной. На основе полученной структуры алгоритма формулируются технические требования к схемам, реализующим отдельные операторы. По техническим требованиям в качестве функциональных узлов схемы можно применить либо готовые блоки в интегральном исполнении, либо, если таких микросхем в наличии нет, синтезировать их из более простых элементов. Подобный синтез первоначально производится при помощи алгебры логики, после чего по полученным функциям строится эквивалентная схема. Однако, как правило, синтезированные схемы хуже их аналогов в интегральном исполнении.

К этому приводят следующие обстоятельства: большее время задержки, большие габариты, большее потребление энергии. Поэтому результативного проектирования цифровых устройств разработчик должен уметь: выбрать наиболее приемлемый вариант решения поставленной задачи, работать с алгеброй логики, знать основные цифровые элементы и уметь их применять, по возможности знать наиболее простые и распространенные алгоритмы решения основных задач. Знание наиболее распространенных инженерных приемов в проектировании устройств позволит в будущем сразу воспользоваться готовой схемой, не занимаясь бесполезной работой. Необходимо заметить, что реализация схемы гораздо сложнее, чем простое решение задачи в алгебре логики и наборе полученной функции из логических элементов. В действительности даже, казалось бы, самые простые элементы, необходимо включать по определенной схеме, знать назначения всех выводов. Необходимо знать, чем различаются элементы в пределах серии. Понимание внутренней логики микросхемы особенно важно именно для специалистов по автоматике и промышленной электронике, поскольку цифровые микросхемы изначально создавались для выполнения строго определенных функций в составе ПК. В условиях автоматики и радиотехники они часто выполняют функции, не запланированные в свое время их разработчиками, и грамотное использование микросхем в этих случаях прямо зависит от понимания логики их работы. Хорошее знание тонкостей функционирования схем узлов становится жизненно необходимым при поиске неисправностей, когда нужно определить, имеется ли неисправность в данном узле или же на его вход поступают комбинации сигналов, на которые схема узла не рассчитана. Составление тестов, а тем более разработка само проверяемых схем также требуют очень хороших знаний принципов работы узлов.

3.1 Разработка структурной схемы устройства

Работу устройства можно представить следующим образом. По переднему фронту импульса начинается отсчет. При поступлении заднего фронта импульса или при превышении заданного интервала времени отсчет останавливается. Если значение в счетчике превышает заданный предел, на панели отображения выводится сигнал «ошибка». В противном случае на панели отображения отображается содержимое счетчика и величина измеренного интервала передается в устройство обработки. Описанный алгоритм показан на рис. 3.1.

В состав структурной схемы войдут следующие элементы:

· Детектор фронтов

· Схема подсчета тактовых импульсов

· Тактовый генератор

· Схема преобразования параллельного кода в последовательный

· Схема отображения

Структурную схему можно представить так, как отображено на рисунке 3.2.

Рис. 3.2. Структурная схема

При поступлении переднего фронта измеряемого импульса детектор фронтов (ДФ) формирует управляющий сигнал на начало счета. Формируемые тактовым генератором (ТГ) импульсы поступают на схему подсчета тактовых импульсов (СУ). При поступлении заднего фронта измеряемого импульса ДФ формирует сигнал останавливающий счет. При этом количество подсчитанных импульсов выводится на схему отображения (УО) и через схему преобразования параллельного кода в последовательный (ПК) в устройство обработки.



Рис. 3.1. Алгоритм работы устройства

3.2 Разработка функциональной схемы устройства

Детектор фронтов состоит из двух ждущих мультивибраторов и триггера. Один ждущий мультивибратор предназначен для выделения заднего фронта импульса и сбрасывает триггер. Другой ждущий мультивибратор предназначен для выделения переднего фронта импульса и переключает триггер в единичное состояние и вырабатывает сигнал сброса счетчика. Оба мультивибратора вырабатывают импульсы длительности необходимой для надежного переключения триггера.

Схема подсчета тактовых импульсов состоит из элемента «И» и счетчика. Элемент «И» пропускает тактовые импульсы от генератора, только если триггер находится в единичном состоянии. Счетчик обеспечивает подсчет импульсов.

Схема отображения содержит регистр, дешифратор и индикаторы. Использование регистра позволяет избежать мерцания во время подсчета. Запись в регистр выполняется только по окончанию подсчета длительности импульса. Дешифратор необходим для преобразования двоично-десятичного кода в код обеспечивающий отображение соответствующей цифры.

Рис. 3.3. Функциональная схема

Схема преобразования параллельного кода в последовательный состоит из преобразования кода 8421 в код 8421+3 и сдвигового регистра обеспечивающего преобразование параллельного кода в последовательный.

В состав тактового генератора входит генератор прямоугольных импульсов заданной частоты и делитель частоты для сдвигового регистра.

Определим разрядность индикатора по формуле:

, (3.1)

где - максимальное значение измеряемой величины; -точность измерения.

Разрядность регистра с параллельным вводом и последовательным выводом информации определим исходя из того, что для отображения каждого десятичного разряда требуется 4 бита:

3.3 Разработка принципиальной схемы устройства

3.3.1 Проектирование схемы детектора фронтов

Рис. 3.4. Схема детектора фронтов

Ждущий мультивибратор можно реализовать на основе микросхемы К155АГ3. Она содержит два ждущих мультивибратора с возможностью перезапуска. Каждый мультивибратор содержит выходы и , вход сброса и два входа запуска: - прямой и - инверсный, с активным низким уровнем.

Рис. 3.5. Ждущий мультивибратор

Длительность импульса (при ) вычислим по формуле:

. (3.2)

Паразитная емкость вывода RT на землю около 50пФ, поэтому максимальное время выходного импульса 40нс.

Потребляемый микросхемой К155АГ3 ток составляет 66мА, стекающий коллекторный ток выводов может быть до 40мА.

Вход используется для прямого запуска мультивибратора. Сигнал сброса формируется с помощью RC звена: времязадающий конденсатор подключается между выводами 14 и 15 а также 6 и 7; резисторы

подключаются от выводов 15 и 7 к положительной шине питания 5В. Примем номиналы и :

Рис. 3.6. Триггер

Триггер можно реализовать на основе микросхемы К555ТР2. Она содержит 4 независимых RS - триггера, имеющих общую шину питания. У каждого триггера есть входы и , а также комплиментарный выход .

Логический элемент «И» можно реализовать на основе микросхемы К155ЛИ1. Она содержит четыре логических элемента «И». Время задержки для микросхемы К155ЛИ1: , , потребляемый ток , .



Рис. 3.7. Логический элемент "И"

Схема детектора фронтов и электронного ключа отображена на рисунке 3.4. Между микросхемой К155АГ3 и RS триггером стоит логический элемент «И», на один вход которого подается логический нуль и предусмотрена кнопка «Пуск» для установки RS триггера в исходное (нулевое) состояние. В качестве элемента «И» используется один элемент микросхемы К155ЛИ1.

3.3.2 Генератор тактовых импульсов

Рис. 3.8. Схема тактового генератора

Для работы счетчика и сдвигового регистра необходим генератор тактовых импульсов. Схема генератора приведена на рисунке 7. Он построен на двух элементах И-НЕ микросхемы К155ЛА3. Частота генерации определяется из соотношения:

,

где НОК - наименьшее общее кратное,

- точность измерения,

- скорость передачи.

Частота генерации определяется как:

. (3.4)

Приняв , определим номинал резистора:

Примем значение из номинального ряда .

Для получения частот в 10000Гц и 1200Гц необходимо применить делители частоты. В качестве делителей удобно использовать счетчики К155ИЕ2 и К155ИЕ4. Для реализации деления на 5 используем счетчик К155ИЕ2 (DD3) подавая тактовые импульсы на вход C1 на выходе Q1 получим частоту деленную на 5. Для реализации деления на 6 используем счетчик К155ИЕ4.

Рис. 3.9. Логический элемент "И-НЕ"

Рис. 3.10. Счетчики

3.3.3 Схема подсчета тактовых импульсов

Рис. 3.11. Схема подсчета тактовых импульсов

Для реализации схемы подсчета тактовых импульсов используем счетчики К155ИЕ6. В этих счетчиках имеется возможность последовательного подключения с целью увеличения разрядности. При этом выход «>15» подключается к тактовому входу следующего счетчика. Для получения на выходе 12 разрядного двоично-десятичного кода требуется 3 счетчика К155ИЕ6. Вывод переноса последнего счетчика используем для индикации ошибки.

3.3.4 Схема преобразования параллельного кода в последовательный

Рис. 3.12. Схема преобразования

Для реализации схемы преобразования параллельного кода в последовательный выберем параллельно-последовательный регистр сдвига с параллельной записью данных К155ИР1. К155ИР1 - четырехразрядный сдвиговый регистр.

Вход разрешения параллельной загрузки служит для выбора режима работы регистра. Если на вход подается напряжение высокого уровня, разрешается работа тактового входа C2. В момент прихода на этот вход отрицательного перепада тактового импульса в регистр загружаются данные с параллельных входов D0-D3.

Рис. 3.13. Четырехразрядный сдвиговый регистр

Если на вход подано напряжение низкого уровня, то разрешается работа тактовому входу С1. Отрицательные фронты последовательности тактовых импульсов сдвигают данные от последовательности входа S1 на выход Q0, затем на Q1,Q2,Q3, т.е. вправо.

Для построения 12 разрядного регистра сдвига необходимо соединить 3 регистра последовательно, причем выход Q3 предыдущего регистра соединяется со входом S1 последующего.

3.3.5 Схема управления

Рис. 3.14. Схема управления

Для согласования отдельных узлов устройства необходима схема управления. В ее функции входит следующее:

· Управление записью данных в регистры сдвига

· Управление сдвигом данных записанных в регистры сдвига

· Прекращение передачи данных в устройство обработки после передачи 12 разрядов

Анализ вышесказанного, позволяет сделать следующие выводы о необходимых компонентах схемы управления:

· Для управления сдвигом потребуется счетчик с пересчетом до 12

· Для прекращения передачи потребуется электронный ключ на триггере

· Для согласования по времени переключения логических элементов потребуются элементы задержки.

По заднему фронту изменяемого импульса с выхода детектора фронтов на входную схему задержки поступает положительный импульс. Со схемы задержки этот импульс поступает на вход триггера (электронного ключа), а также на вход C2 регистров сдвига. На выходе формируется логический ноль и через элемент задержки поступает на вход регистров сдвига, что переводит регистры в режим сдвига. После поступления заднего фронта импульса на вход С2 регистров сдвига происходит запись в эти регистры с выхода схемы подсчета. В это время триггер уже установлен в единичное состояние и логическая единица с выхода поступает на элемент «И-НЕ», что дает возможность тактовым импульсам поступать на вход C1 регистров сдвига. По достижении счетчиком значения 12 через элемент «И» сигнал поступает на вход R триггера и переводит его в нулевое состояние, тем самым закрывая тактовым импульсам путь через элемент «И-НЕ».

При выполнении данной дипломной работы были проведены расчет и построение узлов устройства.

Учитывались основные параметры влияющие на работу цифрового устройства. Был произведен синтез структурной, функциональной и электрической принципиальной схем заданного устройства, выбраны и обоснованы критерии подбора интегральных микросхем, проведена их сравнительная оценка.

РАЗДЕЛ 4. ОХРАНА ТРУДА

Введение

Охрана труда - это система законодательных актов и соответствующих им социально-экономических, технических, гигиенических и организационных мероприятий, обеспечивающих безопасность, сохранение здоровья и работоспособности человека в процессе труда.

Техника безопасности - это система организационных и технических мероприятий и средств, предотвращающих воздействие на человека опасных производственных факторов, которые вызывают при нарушении правил безопасности несчастные случаи, травмы.

Производственная санитария - это система организационных, гигиенических и санитарно-технических мероприятий и средств, предотвращающих воздействие на работающих вредных производственных факторов, то есть факторов, вызывающих заболевания.

Гигиенические нормативы на микроклимат

Микроклимат в рабочей зоне определяется действующими на организм человека сочетаниями температуры, влажности и скорости движения воздуха, а также температурой окружающих поверхностей.

Повышение влажности затрудняет теплоотдачу организма путем испарения при высокой температуре воздуха и способствует перегреву и наоборот, усиливает теплоотдачу при низкой температуре, способствуя переохлаждению. Оптимальными считаются такие сочетания параметров микроклимата, которые при длительном воздействии на человека обеспечивают сохранение нормального функционального и теплового состояния организма без напряжения его физиологических способностей к терморегуляции, что создает ощущение теплового комфорта и является для высокой работоспособности. Приведем примеры норм. Для тяжелых работ в теплый период года оптимальная температура равна 18...21 С, а допустимая при значительных избытках явной теплоты на 5 С выше средней температуры наружного воздуха в 13 самого жаркого месяца, но не выше 26 С. Относительная влажность при этом до 65%.Скорость движения воздуха 0,5...1 м/c (оптимальная 0,5м/c). В холодный период года на тех же работах оптимальная температура составляет 16...18 С, допустимая 13...19 С. В ряде случаев, указанных в ГОСТе, допускаются определенные отклонения от норм.

Производственное помещение должно иметь не менее 15 м объема и

4,5 м площади на каждого работающего в нем. Высота производственных помещений от пола до потолка должен быть не менее 3,2м, а помещений энергетического и транспортно-складского хозяйства, если люди там находятся непостоянно, не менее 3м.

Полы нужно делать ровными нескользкими. Если полы холодные, у рабочих мест необходимо положить деревянные решетки или коврики. Для предотвращения сквозняков у наружных входов и въездов в производственные помещения следует делать тамбуры с самозакрывающимися дверями.

Станки, верстаки нужно расставлять так чтобы между рабочими местами был проход шириной не менее 1м, не требовалось перемещать грузы грузоподъемными устройствами над рабочими местами.

Перечень вредных и небезопасных факторов

Рабочее место обычно проектируется так, чтобы оно наилучшим образом удовлетворяло эргономическим требованиям. Темой дипломного проекта является разработка измерителя параметров электронных систем контроля доступа на базе микроконтроллера. Основное время при разработке устройства занимает работа на ПК. Рассмотрим основные факторы рабочей среды при работе с ПК.

Нормативные показатели производственного микроклимата установлены ГОСТ 12.1.005-88,. Этими нормами регламентировали показатели микроклимата в рабочей зоне производственного помещения: температуру, относительную влажность и т.д.

По этим нормам в помещении поддерживаются следующие показатели:

- температура окружающей среды в холодный период года 20-22 ?C, в тёплый период 22-25 ?C (за счет отопления и проветривания помещения);

- относительная влажность воздуха 40-60%.

- содержание пыли не более при размере частиц максимум 3 мкм (за счет регулярных уборок помещения).

Освещение служит одним из важнейших факторов, влияющих на производительность труда. Рационально устроенное освещение на рабочих местах является существенным показателем высокого уровня культуры труда, неотъемлемой частью научной организации труда и эстетики производства.

Важной задачей является выбор вида освещения (искусственное или естественное) и в соответствии с этим - выбор типа производственного помещения (с окнами или без окон). Наиболее благоприятно для человека естественное освещение.

Для достаточного естественного освещения площадь окон в рабочем помещении составляет не менее 1/3 от общей площади стен.

Однако применение естественного света имеет много недостатков: поступление света, как правило, только с одной стороны, неравномерность освещённости в пространстве и т.д. Применение искусственного освещения помогает избегать этих недостатков, но помещение без окон создаёт в ряде случаев у людей чувство дискомфорта. Особенно сильно это проявляется в помещениях малого объёма. В больших помещениях данный недостаток практически отсутствует, поэтому здесь предпочтительно применение искусственного освещения.

Для искусственного освещения используются главным образом люминесцентные лампы, у которых высокая световая отдача (до 75 лм/Вт и более), продолжительный срок службы (до 1000 часов), малая яркость светящейся поверхности, близкий к естественному спектральный состав света, что обеспечивает хорошую цветопередачу. Наиболее приемлемыми являются люминесцентные лампы ЛБ (белого цвета) и ЛТБ (тепло белого цвета) мощностью 20, 40 и 80 Вт. Рекомендуемая освещенность для работы с экраном составляет 200 лк, а в сочетании с работой над документами 400 лк.

Шум - совокупность апериодических звуков, неблагоприятно воздействующих на организм человека, мешающих его работе и отдыху.

Шум на рабочем месте в помещении создается внутренними источниками: техническими средствами, преобразователями напряжения и другим оборудованием, также шумом, проникающим в помещение извне. Гигиенические нормативы шума определены ГОСТ 12.1.003-83 и СН 2.2.4/2.1.8.562-96. В соответствии с этими документами уровень шума на рабочем месте программистов вычислительных машин составляет не более 50 дБ.