Устройство радиоприемных устройств

В емкостном режиме пренебрегают активными проводимостями. Входная проводимость неинвертирующего ПЧ:

,

где G_НЭ - эквивалентная результирующая проводимость выходного контура с нагрузкой.

Для инвертирующего ПЧ:

.

Отрицательная проводимость приводит к регенеративному усилению колебаний на частоте принимаемого сигнала

22. ГЕТЕРОДИНЫ, ОСНОВНЫЕ СООТНОШЕНИЯ, СХЕМЫ

Возможны два пути построения гетеродинов -- первый основывается на применении синтезаторов частот, второй -- на использовании автогенераторов (АГ), работающих в режиме свободных (автономных) колебаний. Основным достоинством СЧ является малое значение относительной нестабильности, определяемое эталонным генератором. При кварцевом термостатированном ЭГ ее величина равна 10^-6, а при двойном термостатировании и прецизионном кварцевом резонаторе уменьшается до 10^-7…10^-8. Квантовые стандарты частоты дают нестабильность 10^-11…10^-13. Однако любой вариант построения СЧ не позволяет получить непрерывное перекрытие диапазона частот. Эго свойство наряду со сложностью схемотехнических решений является основным недостатком метода синтеза гетеродинных частот. Автономный АГ обладает сравнительно малой стабильностью, однако может обеспечить плавное перекрытие диапазона. Дня уменьшения нестаб. в этом случае осуществляют оптимизацию режима работы АЭ, термостатирование и термокомпенсацию, влагозашиту и т.д. Большое значение приобретает повышение добротности колебательных контуров, входящих и ЛГ (переход на Д1\ полые и ПЛВ-резонаторы).

Если приемник имеет фиксированную настройку, т.е. необходимо обеспечить только одно значение f_Г то источником гетеродинных колебаний является обычно тракт умножения частоты f_ЭТ.

АГ обеспечивают необходимые уровни мощности в дециметровом, сантиметровом и в значительной части миллиметрового диапазонов. На частотах ниже 10 ГГц наименьшими шумами обладают АГ на БТ, на более высоких частотах удовлетворительные шумовые характеристики имеют автогенераторы на ПТШ и ДГ.

Стабилизация частоты высокодобротным и резонаторами позволяет реализовать температурный коэффициент частоты порядка 10^-6, что обеспечивает значение нестаб. от 10^-3…10^-4 до 10^-5…10^-6. Такой широкий разброс нестабильности объясняется различными пределами перестройки частоты: большие нестабильности соответствуют значительным изменениям частоты генератора, а меньшие -- узкополосной перестройке либо фиксированному значению частоты.

Если указанная стабильность частоты для нормальной работы радиосистемы недостаточна, гетеродины строят по схеме транзисторно-варакторной цепочки с многократным умножением частоты более высокостабильного низкочастотного задающего генератора (кварцевого или СЧ). Такие гетеродины представляют собой каскадно-соединенные транзисторные и варакторные умножители частоты, между которыми для повышения уровня мощности, фильтрации и развязки включены транзисторные усилительные каскады и фильтры.

Структурная схема ГТ

В небольших пределах (единицы процентов) частота ГТ может варьироваться воздействием на режим работы АЭ по постоянному току, что одновременно приводит к нежелательному изменению мощности ГТ. Более эффективна электронная перестройка с помощью варикапа, включенного в колебательную систему автогенератора. Здесь пределы отклонения частоты составляют 5…50 % и не сопровождаются заметным изменением мощности. Однако снижение добротности резонаторов из-за включения варикапа приводит к возрастанию уровня шумов. Наиболее широкие пределы перестройки (порядка октавы) достигаются при использовании ЖИГ-резонаторов. Недостатками АГ с ЖИГ-резонаторами являются повышенная чувствительность к дестабилизирующим факторам и большие трудности в осуществлении быстрого изменения частоты.

23. КВАРЦОВАННЫЕ ГЕТЕРОДИНЫ. ОСНОВНЫЕ СООТНОШЕНИЯ

В современных РПУ кварцов. гет. находят применение, когда к стабильности частоты генерируемых колебаний предъявляются жёсткие требования = относительная нестабильность частоты автоколебаний ±1·10^-5, а при термостатировании - м/б доведена до величины ±1·10^-7 и даже выше ±1·10^-8 - все это при использов. кварца. Кварц резонатор ведет себя как колеб контур с высокой добротностью. Добротность на несколько порядков превышает добротность обычных LC контуров (Q_L=30-300) и достигает величины (Q_К=10⁴-n10⁶) нескольких миллионов.

Параметры эквивалентной электрической схемы Кварца:

L_К - динамическая индуктивность, характеризует инерционные свойства пластины

С_К - динамическая ёмкость, характеризует упругие ее свойства

r_К - динамическое сопротивление, характеризует потери энергии на внутреннее трение в пластине и излучение ультразвуковых волн

С₀ - статическая ёмкость Кварца, ёмкость конденсатора с диэлектриком кварцем, а также ёмкость кварцедержателя.

Сопротивление R обусловлено активной проводимостью кварца и кварцедержателя. R велико и его обычно не учитывают.

Эквивалентная схема соответствует параллельному колебательному контуру с неполным подключением со стороны ёмкостной ветви. Для такого контура, (и для Кварца), существуют две резонансные частоты.

Первая из них частота последовательного резонанса:

Вторая - параллельн резонас:

Частота последовательного резонанса щ₁ определяется только параметрами кварцевой пластины и поэтому весьма стабильна. Стабильность частоты параллельного резонанса щ₂ ниже, потому что она зависит от ёмкости С₀, в состав которой входят нестабильные межэлектродная и монтажная ёмкости. При послед резонансе сопрот кварца малое, при паралл - большое.

Суть: стабилизируем резонансную частоту LC-контура, подключая кварц в цепь обратн связи (использ частоту послед резонасн, т к выше стабильность)

Легче построить LC генератор на ТР по схеме с ОБ (обеспечим малое последов сопрот-е в цепи кварца, иначе уменьш добротн кварца).

Ниже схемы: LC генератор на основе генератора ХАРТЛИ и генератора КОЛПИТЦА.

Сs включают последов с кварцем для изменения частоты кварца в небольш пределах

Относительная нестаб частоты будет тем меньше, чем выше добротн кварца, крутизна и гранич частота ТР.

24. АМПЛИТУДНЫЕ ДЕТЕКТОРЫ. ОСНОВНЫЕ СООТНОШЕНИЯ. НЕЛИНЕЙНЫЕ ИСКАЖЕНИЯ ПРИ ДЕТЕКРИРОВАНИИ

В амплитудном детекторе осуществляется выделение огибающей АМ-сигнала с одновременным устранением несущего колебания. Роль несущих колебаний могут выполнять как гармонические колебания, так и последовательности радио- или видеоимпульсов. АМ-детектор - преобразователь, для получения напряжения, изменяющегося пропорцион изменению амплит квазигармонич сигнала.

Детектор = нелинейный элемент (НЭ) для образования спектральных компонент + линейный фильтр (для выделения НЧ сигнала и устранения ВЧ сигнала).

Функциональная схема детектора: последов соединение НЭ и ФНЧ.

НЭ = п/п диоды, ТР(бип и полев); ФНЧ = резистр и емкость

Схема параллельного амплитудного детектора дополнена ФНЧ .



АД последовательного типа

На выходе получаем НЧ сигнал, в котором содер-ся информация.

2 режима работы (в зависим от участка ВАХ диода): 1) квадратичн детектиров 2) линейное детектиров

Квадратич детектиров: использ нелин участок ВАХ диода, кот аппроксимир квадрат членом iд = а₂Uд². За счет квадр члена получ полезн сигнал. Падение напряж вызовут только НЧ компоненты, а ВЧ - зашунтир емкостью. Коэфф-нт гармоник велик в этом режиме.

При поступлении на вход детектора "слабых" сигналов говорят, что имеет место режим квадратичного детектирования.

Коэффициент передачи квадратичного детектора



где S, S' - крутизна B/A характеристики диода и ее производная кривизна в точке U=0.

Коэффициент передачи зависит от амплитуды входного сигнала, имеет малую величину и чем меньше амплитуда, тем менее эффективно детектирование.

Напряжение на выходе детектора пропорционально квадрату входного напряжения

.

Недостатками квадратичного режима являются значительные нелинейные искажения модулирующего сигнала (достигающие величины m/4) и низкое входное сопротивление детектора

.

Линейный режим детектиров:

1й подрежим: детектор-выпрямитель (схема послед АД, но без емкости С на выходе). Работа: умножение сигнала на 1 для + значен, и на 0 для - значений сигнала. На выходе периодич. Последоват. Прямоугольн. импульсов.

2й подрежим: детектор огибающей (схема послед АД).

СR = t_RC - постоян времени НЧ фильтра, значение подбир-ся что бы Uс следило за огибающей.

Детектор огиб эффективнее.

1/wCн << R < 1/ЩCн - условие прав работы детектора

Коэфф-нт передачи АМ детек:

Напряж на выходе:

Ед = Uсигн = I_д0Rн, на диоде Uд = Uвх - Eд,

подаем на вход немодулир сигнал

Uвх = U_wcosw₀t,

Кд = cosи - коэф передачи детектора,<1. Для увеличен - можно увелич SRн, но при условии отслеживания огибающей.

Вх. сопротив детек Rвх = Rн/2

Параллельн АД(схема выше):

Вх. сопротив детек Rвх.паралл = Rн/3, в паралл АД более сильное шунтиров источ сигнала, использся такой АД, если на его входе кроме перемен сигнала, есть постоян сигн. Сильное шунтирование источн питания, примен-ся фильтр (на схеме)

Искажения при АМ детектиров: на входе АМ сигнал, если нет искажен, то на выходе имеем:

Ед = UвхКд, Кд = cosи,

Значит

Ед = Uн cosи(1+mcosЩt).

При отсутств искажений выделение огибающей без искажений.

Причины появления искажений: 1) нелинейность харак-к детек, 2) большая постоян времени нагрузки, 3) не достат большое различие частот модуляц и несущей, 4) влияние разделит цепи.

1) Нелин характ детекиров: реальн характ повторяет ВАХ диода, напряж нелин участка Uнел = 0,1 В, если на входе напряж ниже Uнел, то Кд зависит от вх напряж - отличие форм вых напряж от формы огибающей.

Условие отсутств искаж:

Uвх мин = Uн (1 - m) > U нел, выполняется подбором амплит несущей, т е Uu > Uнел/(1-m)

2) При больш знач пост времени ф = RнCн детект станов инерционным относит измен огибающ вх напряж. Емкость не успев разрядится и не отслежив изменение огибиющей детектор.

Условие отсутствия искажений:

ф = RнCн >

3) Условие отсутств искажен: fн > (5 … 10) fmax - верх частот спектра сигнала

4) Rвх>mRн/(1-m) не будет искажений

Транзистор АД:

Позв получ больш коэфф передачи - проще селективная обработка

25. ДЕТЕКТИРОВАНИЕ РАДИОИМПУЛЬСОВ

Детекторы радиоимпульсов применяются в приемниках импульсных сигналов.

По мере установления выходного напряжения Ед входное сопротивление вырастает (угол отсечки уменьшается).

В установившемся режиме детектор практически не шунтирует входной контур.

Допустимым считается

Существуют два вида детекторов радиоимпульсов: детекторы отдельных радио импульсов и детекторы огибающей(пиковые детекторы) последовательности радиоимпульсов. Пиковый детектор предназначен для детектирования импульсов постоянного ток, то есть выходное напряжение на нём пропорционально пиковому напряжению видеоимпульсов. Положительным импульсом диод открывается, С_Н заряжается С_Н запирает диод и разряжается через нагрузку.

К_П =Е_Д / U_ПИК =1/И, при И >>1 , К_Д <<1

Работа простого амплитудного детектора при детектировании видеоимпульсов К_Д = Е_Д / U_ПИК =1/(1+( И/S*R_Н)) работа пикового детектора

g_ВХ =i_Д/ U_ПИК=S(1-(E_СМ+E_Д)/U_ПИК)

Пиковый детектор представляет собой по существу обычный детектор, обладающий настолько большой постоянной времени разрядки нагрузочного конденсатора, что между импульсами напряжение на нем мало изменяется и остается примерно пропорциональным амплитуде последнего импульса (рисунок 13.2). С этой точки зрения обычный детектор с постоянной времени является пиковым при непрерывном сигнале. Когда же роль несущего колебания выполняет импульсная последовательность с периодом повторения импульсов T , для сохранения "пиковости" детектора необходимо выполнить условие . Если, как это чаще всего бывает, , спад напряжения на нагрузке между импульсами не будет превышать 10%.

Pисунок 13.2.

Сообщение с помощью импульсной последовательности может быть достаточно точно передано при выполнении условия .

На основании изложенного можно сделать вывод, что при пиковом детектировании радиоимпульсов остаются в силе все расчетные формулы для детектора непрерывного сигнала. Следует только учитывать, что для полной эквивалентности всех показателей детектора при переходе от непрерывного сигнала к импульсному необходимо выполнить условия, при которых положение рабочей точки в случае импульсного сигнала на входе детектора будет таким же, как и в случае непрерывного сигнала, и эта рабочая точка будет столь же неподвижной. Этого можно добиться соответствующим увеличением нагрузки R и постоянной времени . В частности, если диод имеет идеальную линейно ломаную характеристику, то подача сигнала со скважностью приводит к тому, что в раз уменьшается постоянная составляющая тока через диод, т.е.

. (13.3)

Так как по-прежнему

,

получаем уравнение для нахождения угла отсечки в виде

. (13.4)

Понятие входного сопротивления имеет смысл только при действии сигнала на входе детектора и, следовательно, выражение для сохраняется таким же, как и при непрерывном сигнале:

. (13.5)

Таким образом, в данном случае достаточно увеличить в раз сопротивление нагрузки детектора, чтобы восстановить все его качественные показатели при переходе от непрерывного сигнала к импульсному. При необходимости неискаженного воспроизведения огибающей импульсной последовательности должны быть выполнены обычные условия:

_, .

Роль несущего колебания здесь выполняет последовательность видеоимпульсов. Амплитуда видеоимпульсов изменяется в соответствии с законом модуляции (рисунок 13.3). Задача детектора - выделить огибающую видеоимпульсной последовательности. Очевидно, должны выполняться условия , , , . В большинстве случаев амплитуда видеоимпульсов весьма велика и используется диодный детектор, обладающий наибольшей перегрузочной способностью. Могут применяться последовательная и параллельная схемы. Параллельная схема предпочтительнее, когда импульсы снимаются с выхода видеоусилителя и требуется изоляция диода от высокого напряжения источника питания. При изучении переходных процессов каскад видеоусилителя и детектор необходимо рассматривать как одно целое, поскольку спектры входного и выходного процессов перекрываются и нельзя ограничиться учетом реакции детектора на усилитель через изменяющееся значение величины .

Pисунок 13.3. Pисунок 13.4.

Pисунок 13.5. Pисунок 13.6.

Схема последовательного детектора видеоимпульсов изображена на рисунок 13.4. В ней предшествующий усилительный каскад заменен источником - генератором ЭДС с внутренним сопротивлением , а паразитные, шунтирующие вход детектора емкости отброшены как несущественные. Формирование выходного напряжения иллюстрируется рисунок 13.3. За время существования входного импульса нагрузочный конденсатор C заряжается с постоянной времени

Если , то конденсатор успевает зарядиться практически до амплитудного значения импульса.

В промежутках между импульсами конденсатор разряжается с постоянной времени . Если выполняется условие , то потеря напряжения между импульсами, будет очень незначительной. Таким образом, детектор видеоимпульсов при выполнении указанных условий является пиковым детектором с коэффициентом передачи, близким к единице.

Схема параллельного детектора видеоимпульсов изображена на рисунок 13.15. Здесь за время действия импульса конденсатор C заряжается с постоянной времени . Разрядка конденсатора между импульсами происходит с достоянной времени

.

В любой момент времени напряжение на нагрузке , где - напряжение на конденсаторе C, изменяющееся так, как показано на рисунок 13.3 ( ). Следовательно, форма напряжения на нагрузке R будет такой, как на рисунок 13.6 ( ). Это напряжение содержит постоянную составляющую, которая может быть выделена после дополнительной фильтрации в фильтре нижних частот с постоянной времени . При выполнении условий коэффициент передачи детектора получается очень близким к единице.

28. ФАЗОВЫЕ ДЕТЕКТОРЫ. СХЕМЫ, ХАРАКТЕРИСТИКИ

Фазовый детектор (ФД) - преобразователь, выходной параметр (напряжение, ток, и т.д.) которого пропорционален разности фаз сигнала и опорного напряжения.

Если в качестве вых параметра выбрано напряжение, а вх напряжение s_pm(t) = A сos[₀ t + (t)], и опорное напряжение

u_o = U_ocos_ot ,

то выходное напряжение должно быть

E_pd = K_pd (t) .

Структурная схема ФД совпадает со схемой ПЧ; отличие состоит в том, что на выходе здесь включен ФНЧ, и в соотношении частот гетеродина и сигнала

_Г = _С =₀.

Выходное напряжение детектора

E_pd = 0,5S₁ AR_H cos,

Где S₁- крутизна для первой гармоники тока преобразовательного элемента.

Детектирование фазы можно реализовать с помощью перемножителя и ФНЧ - рис.12.1.

spm(t)			ФНЧ	Epd
	u0
	Г

Рис.12.1. Фазовый детектор

Опорное напряжение

u_o = U_ocos_ot .

Анализ этой схемы показывает, что детекторная характеристика нелинейная

.

Фазовый детектор с одним диодом.

Такой ФД удобно анализировать как преобразователь с амплитудным детектированием суммы двух колебаний: гармонического (опорное напряжение) u_o = U_ocos_ot и квазигармонического (информационный входной сигнал) u_in = U_incos[_ot + (t)] - колебания с одинаковой частотой, но разными фазами. Амплитуда суммарного колебания

.

Напряжение на выходе ФД определяется коэффициентом передачи амплитудного детектора K_d

.

При малой амплитуде входного сигнала U_in << U_o

Балансный ФД - рис.8.5.

;

;

.

29. АМПЛИТУДНЫЕ ОГРАНИЧИТЕЛИ

При угловой модуляции информация содержится в частоте (фазе) квазигармонического колебания. Изменение амплитуды сигнала может привести к искажениям при детектировании. Амплитудные ограничители (АО) служат для устранения амплитудной модуляции квазигармонического колебания - напряжение на выходе амплитудного ограничителя имеет постоянную амплитуду.

Рис. 12.0. Диодный амплитудный ограничитель

АО содержит ограничитель мгновенных значений, который обеспечивает постоянство максимальных (минимальных) напряжений, и полосовой фильтр. Полосовой фильтр подавляет гармоники, создаваемые ограничителем мгновенных значений.

30. ЧАСТОТНЫЕ ДЕТЕКТОРЫ С АМПЛИТУДНЫМ ПРЕОБРАЗОВАНИЕМ СИГНАЛА С ЧАСТОТНОЙ МОДУЛЯЦИЕЙ (ЧМ-АМ)

Принцип действия ЧД с преобразованием ЧМ-АМ (AM - амплитудная модуляция) основан на том, что после прохождения ЧМ колебаний через преобразующую (дифференцирующую) цепь на выходе имеет место колебание с AM. При этом закон изменения амплитуды полностью повторяет закон изменения частоты, а последующее амплитудное детектирование позволяет выделить модулирующую функцию s(t). Продифференцировав (5), получаем

u_выхДЦ(t) = du_чм(f)/dt= U_m [щ₀ + Дщ_Дs(t)]sin[щ₀t + Ц(t)] (8)

откуда видно, что в изменение амплитуды выходного сигнала дифференцирующей цепи заложен закон изменения s(t). Подав это напряжение на амплитудный детектор (АД), на выходе получаем

u_c(t) ~ U_mДщ_Дs(t)

Идеальная дифференцирующая цепь с коэффициентом передачи K(j) =jt: (для резонансных цепей K(j) =j( - _оt), модуль которого представляет собой прямую линию с углом наклона к оси частот, может быть приближенно реализована при помощи RC-, RL- и RCL-цепсй. При этом используются скаты их амплитудно-частотных характеристик (АЧХ) с относительно линейными участками. Простейшая схема такого детектора и пояснение принципа его работы приведены соответственно на рис.4а и рис.46 соответственно. Недостатком такого детектора (с расстроенным контуром относительно средней частоты ЧМ колебаний) является большая величина нелинейных искажений, для уменьшения которых следует расширять полосу пропускания колебательного контура. Однако, это приводит к уменьшению крутизны частотной характеристики ЧД. Для уменьшения нелинейных искажений применяются балансные ЧД с двумя взаимно расстроенными контурами (рис.5).



31.ЧАСТОТНЫЕ ДЕТЕКТОРЫ С ФАЗОВЫМ ПРЕОБРАЗОВАНИЕМ СИГНАЛА С ЧАСТОТНОЙ МОДУЛЯЦИЕЙ

В ЧД такого типа сигнал с ЧМ преобразуется в ФМ-колебания с последующим детектированием и использованием фазового детектора (ФД). Принцип действия такого ЧД основан на том, что при прохождении ЧМ колебания через идеальную линию задержки Tо, фазовый сдвиг сигнала на ее выходе относительно входного (опорного) колебания пропорционален мгновенной частоте (t) = =Tо(t), а напряжения на входах ФД

U_{чм вх} (t) = U_mcosц(t) (9), U_{чм вх} (t - ф₀) = U_mcosц(t - ф₀)

Для нормальной работы ФД одно из этих колебаний должно быть дополнительно сдвинуто на /2. Оба колебания подаются на входы ФД, на выходе которого формируется сигнал, амплитуда которого пропорциональна разности фаз входного и опорного напряжений:

U_{ФД вых} ~ ц_ЧМ(t - ф₀) - ц_ЧМ(ф) = [ц(t) - ц(t - ф₀)]/ ф₀ = ф₀ dц(t)/dt = щ0ф0 + ф₀Дщ_Дs(t) (10)

то есть выходное напряжение ФД пропорционально модулирующему сигналу.

Алгоритм работы такого детектора поясняется структурной схемой на рис.6.

Труднореализуемая линия задержки может быть заменена четырехполюсником с фазовой характеристикой, близкой к линейной в некоторой полосе частот (рис.7). Здесь линия задержки заменена двухконтурной системой с фазовой характеристикой, близкой к линейной в полосе пропускания, а фазовый сдвиг на /2 осуществляется благодаря известному свойству двухконтурной системы, в которой выходное напряжение на резонансной частоте сдвинуто относительно входного на /2.

32. АВТОМАТИЧЕСКАЯ РЕГУЛИРОВКА УСИЛЕНИЯ (АРУ) ПРМ

АРУ предназначена для поддержания уровня выходного сигнала ПРМ вблизи заданного значения при изменении амплитуды входного сигнала.

Причины изменения амплитуды:

Изменение расстояния между ПРМ и передатчиком.

Изменение направления ПРМ и передающих антенн.

Изменение условий распространения радио волн.

Изменение отображающей поверхности (для РЛС).

; ; -уравнение идеальной АРУ

АРУ должна реагировать только на изменения средние значения амплитуды U_ср. АРУ :1) - прямые, 2) - обратные

Обратная АРУ - точка приложения регулировочного напряже-ния находится ближе по входу ПРМ (Ир1) чем точка съема входного напряжена АРУ.Прямые АРУ наоборот.

Особенности:

Обратные АРУ - защищают от перегрузок систему АРУ, изменение параметров системы АРУ меньше сказывается на смещение характеристик ПРМ (т.к. есть обратная связь), но не может дать постоянства выходного напряжения. Причина - выход линейного тракта ПРМ является входом систем АРУ. Система не может обладать большой регулировкой усиления, кроме того, так как система с ОС, то она обладает ограниченным быстродействием (из-за чего система может стать неустойчивой). Прямые АРУ - позволяют обеспечить в принципе постоянное напряжение на выходе; при выходе обеспечивает высокое быстродействие, но перегрузкам подвержена сама система, поэтому надо ставить на вход свою систему усиления

ОСНОВНЫЕ ХАРАКТЕРИСТИКИ И ПАРАМЕТРЫ СИСТЕМЫ АРУ

1.Основной характеристикой является амплитудная характеристика линейного тракта приемника.

U_вход.min и U_вход.max - определяют динамический диапазон ПРМ.

С применением системы АРУ динамический диапазон на линейном участке существенно расширяется, т.е. ПРМ не перегружается.

Фактически значение U _вых. должно быть постоянно.

Чтобы АРУ не реагировало на шумы ПРМ, применяют задержанные системы АРУ.

детектор АРУ открывается только, когда U _вход.>U₃

В этом случае амплитудная характеристика выглядит следующим образом:

ее преимущество в том, что она не подвержена воздействию помех или слабых сигналов; в зависимости от напряжения задержки U₃ система обладает большим быстродействием - чем больше U₃, тем больше быстродействие.

33.РЕГУЛИРУЕМЫЙ УСИЛИТЕЛЬ (РУ)

1. Режимный РУ.

на затвор транзистора подается регулирующее напряжение U_p.

Регулируя напряжение U₃₄ меняем крутизну стоко-затворной характеристики триода, а следовательно меняем коэффициент усиления.

Глубина регулировки здесь:

Это АРУ не задержанная.

2. РУ с изменяемой ОС (тоже режимный)

На V₁ собрана схема резонансного усилителя, а на V₂ собрана регулируемая обратная связь.

Коэффициент усиления триода V₂ регулируется изменением регулирующего U_p

где K - коэффициент усиления V₁,а - коэффициент усиления V_2. переменное => K _ос. тоже переменное.Достоинство по сравнению с первой схемой: больший динамический диапазон, а глубина регулировки тоже больше

СТАТИЧЕСКИЙ РЕЖИМ (СР) РАБОТЫ АРУ

При анализе СР полагают, что переходные процессы закончены и системы находятся в установившемся состоянии.

СТРУКТУРНАЯ СХЕМА:

РУ меняет свое K₀ в зависимости от U_p

Задается при этом

Для идеальной системы АРУ:

В СР анализируем:

требуемая глубина регулировки:

Задается типом РУ и определяем вид регулировочной характеристики.

Для всех каскадов:

Число каскадов (округляем в большую сторону до целого числа).

При выборе числа РУ надо учитывать:

РУ должны находиться возможно ближе к входу приемника, чтобы большее число каскадов ПРМ было защищено от перегрузок;

с возрастанием числа каскадов уменьшается линия глубины регулирования требуется от каждого каскада следовательно уменьшается искажения полезного сигнала.

N=2-5 - обычная.

ДИНАМИЧНЫЙ РЕЖИМ (ДР) РАБОТЫ АРУ

При анализе ДР анализируется длительность переходных процессов системы ее инерциальность (быстродействие) и ее устойчивость, чтобы оценить степень искажения полезного сигнала (его огибоющей).

Анализ переходных процессов.

При этом полагаем:

РУ является безинерционным устройством;

все инертности АРУ заключены в инерциальности ее фильтра;

регулированная характеристика РУ апраксимируется прямой линией.

Анализ сводится к следующему: надо найти дифференциальное уравнение этой системы и его решение.

Уравнение этой прямой:

K _p = K (U_p) = K_{0 начал.} - pU_p;

Найдем связь U_вх и U_вых

К₀^начК^нр U_вых< Eз(АРУ разомкнут)

U_вых= U_вх

К₀^нр ( К₀^нач - РU_р) U_вых> Eз

К₀^нр-Коэффициент усиления нерегулируемого усилителя

Найдем отсюда U_Р: (из второго условия)

U₁- напряжение на входе фильтра

U₁=К_АРУ(U_вых -РЕ_зад);

К_АРУкоэффициент передачи детектора Кd

Подставим U_p и U₁ в дифференциальное уравнение.

Получим дифференциальное уравнение системы АРУ.

- это линейное дифференциальное уравнение первого порядка. Решение этого дифференциального уравнения зависит от закона изменения входного сигнала.

Для анализа переходных процессов входа сигнала это скачек, тогда решение этого уравнения:

U_{вых. нач.} - начальное значение выходного напряжения:

U_{вых. нач.}=K_{0 нр.}K_{0 нач.} U_вход.

-эквивалентный коэффициент усиления цепи АРУ,

=К₀^нрК_АРУР

_АРУ - постоянная времени цепи АРУ.

График переходных процессов в системе АРУ:

При t

Чем Е_3, тем U_вых ^уст; Е₃₁>E₃₂

Таким образом, быстродействие системы АРУ зависит:

от величины нерегулируемых коэффициентов усиления (чем больше эта величина, тем меньше и тем выше быстродействие);

от величины коэффициента усиления цепи АРУ (чем выше K_АРУ, тем больше крутизна следовательно меньше _АРУ следовательно больше быстродействие);

от амплитуды входного сигнала (чем больше U_вх., тем меньше , тем больше быстродействие, будет круче спадать exp.);

от постоянной времени фильтра _ф=С_фR_ф (чем больше _ф, тем больше _АРУ следовательно, меньше быстродействие);

от E (чем больше E₃, тем больше инерционность АРУ).

34. ОСОБЕННОСТИ РАБОТЫ АРУ В ПРИЕМНИКАХ ИМПУЛЬСНЫХ СИГНАЛОВ

АРУ делятся на инерционные и безинерционным.

Инерционные системы АРУ.

В таких АРУ должно выполнятся условие _АРУ>>Т_п, где Т_п - период повторения импульсов. Тогда характеристики такой АРУ аналогичны характеристикам АРУ для непрерывных сигналов. В качестве примера рассмотрим импульсное АРУ в ПРМ РЛС, решающую задачу по дальности и угловым координатам: На рисунке обозначено: ВУ - видеоусилитель; СК-стробирующийся каскад, открывающийся строб-импульсами передатчика. Выход СК используется для ССУК - схемой слежения по угловым координатам; ЗИ - зондирующие импульсы передатчика; ОИ - Отраженные от цели импульсы. Uр- пропорционально последовательности видеоимпульсов на U_вх^АРУ*АРУ реагирует на среднее значение огибающей, поэтому _АРУ выбираем из условия: _АРУ>>_и, а с другой стороны эта величина должна быть гораздо меньше максимального периода отраженного сигнала: _АРУ<<_оn,

Весь остальной расчет аналогичен расчету системы АРУ для непрерывных сигналов.

2) Безинерционные системы АРУ

Применяются по назначению самой радиосистемы: например, АРУ приемник самолетного ответчика; АРУ приемника РЛС обнаружения.

Для этих АРУ различают два режима работы:

_БАРУ>_u ; 2) _БАРУ<_n,

Рассмотрим первый режим:

_БАРУ>_{u ,} следовательно, сигнал проходит при максимальном усилении.

ОИ - отраженный импульс

от цели

ПИ- помеховый импульс.

То есть БАРУ решают еще

задачу по борьбе с импульсными помехами

Рассмотрим второй вариант: _БАРУ<_n,

Сигнал имеет переменную амплитуду U₀ и длительность импульса так же переменная. Нужно так выбирать _БАРУ, чтобы U_0вых была постоянна независимо от U₀ и _u. Главная задача здесь выделить сигнал и сформировать на выходе сигнал с постоянной U_0вых. Это более быстродействующая система, чем первая. В периоды между импульсами обе системы БАРУ не работают - они разомкнуты, то есть это стемы дискретные во времени.

35. НЕРЕЖИМНЫЕ АРУ

Все системы АРУ в зависимости от типа РУ делятся на режимные и не режимные.



U_вх U_вых

U_р

Пусть РУ - это резонансный усилитель. Тогда |K(jw)|=|S'||ZH'|

S - крутизна активного элемента.

Чтобы менять усиление нужно:

менять крутизну (получаем режимную АРУ)

|S'|=f (Up)

менять сопротивление нагрузки (получаем не режимное АРУ)

|ZH'|=f (Up)

3. Нережимный РУ (электрический управляемый аттенюатор).

Если U_p= 0, то диоды открыты и коэффициент усиления максимален и наоборот.

Достоинство: глубина регулировки 25-30 дБ. Простота.

Недостаток: большие нелинейные искажения за счет диодов.

36. СИСТЕМЫ АПЧ, ВАРИКАПЫ

37. СИСТЕМЫ ЧАСТОТНОЙ АПЧ

38. СИСТЕМА ФАПЧ

Система ФАПЧ используется для восстановления колебаний с несущей частотой в системах передачи информации с одной боковой полосой, с подавленной несущей, в системах, использующих фазомодулированные колебания, в качестве узкополосного перестраиваемого по частоте фильтра, в синтезаторах частот для создания высокостабильных колебаний и т.д. - в тех случаях, когда необходимо восстановить принимаемое колебание с точностью до фазы.

Рис. 7. Система ФАПЧ. Функциональная схема

На вход фазового дискриминатора (ФД) подается входное напряжение и напряжение, поступающее с опорного генератора. Фазовый дискриминатор определяет рассогласование по фазе, и пропорционально его величине и знаку вырабатывает напряжение, которое поступает на ФНЧ. Фильтр сглаживает этот процесс, и напряжение с выхода фильтра воздействует на контур ПГ. В результате этого происходит изменение частоты генератора. Но так как ,то изменяется и фаза. Это изменение приводит к уменьшению фазового рассогласования.

Математическое описание работы системы. Структурная схема

На вход системы ФАПЧ поступает напряжение

Пусть

, (10)

где

 ; (11)

- фаза сигнала; - начальная фаза сигнала.

Напряжение на выходе подстраиваемого генератора:

(12)

Фазовый дискриминатор определяет разность фаз

(13)

Если в качестве фазового дискриминатора использован перемножитель сигналов, напряжение на выходе фазового дискриминатора равно:

(14)

В общем случае напряжение на выходе ФД можно представить выражением:

(15)

- дискриминационная характеристика (рис. 8); о (t)- флуктуационная составляющая.

Если в системе нет ограничения, то о не зависит от ц.

При нулевой расстройке разность фаз ц между входным и опорным сигналами составляет и автоматически устанавливается в системе.

Рис. 8. Дискриминационная характеристика

Если бы входной и опорный сигналы описывались одинаковыми функциями - и или и, то в результатом перемножения была бы четная функция cosц, и при нулевой расстройке присутствовало бы управляющее напряжение, изменяющее фазу опорного сигнала на .

(16)

Сигнал с ФД поступает на ФНЧ с операторным коэффициентом передачи W(p), затем воздействует на контур генератора и изменяет его частоту. Работа генератора описывается тем же уравнением, что и для системы ЧАП.

На основании уравнений (10 - 16) может быть составлена структурная схема (рис. 9).

1

1

Рис. 9. Структурная схема ФАПЧ

С помощью интегратора обеспечивается операция перехода от частоты к фазе.Эта схема обеспечивает, в отличие от системы ЧАП, слежение с точностью до фазы, т.е. частотная ошибка в стационарном режиме в среднем равна нулю. В качестве примера применения системы ФАПЧ рассмотрим схему, осуществляющую амплитудное синхронное детектирование (рис. 10).

1

1

Рис. 10. Схема ФАПЧ в составе амплитудного синхронного детектора