Расчет элементов стабилизатора напряжения базового смещения

Стабилизатор напряжения базового смещения на транзисторах VT 2 и VT 4 используется для стабилизации угла отсечки транзисторов VT 1 и VT 3 усилителя при изменении уровня усиливаемого сигнала и температуры основания усилителя, на котором устанавливаются эти транзисторы. Кроме того, применение стабилизатора напряжения базового смещения позволяет осуществлять линеаризацию начального участка амплитудной характеристики разрабатываемого усилителя.

В известной литературе нет описания методики расчета элементов рассматриваемого стабилизатора. В этой связи предлагаются следующая методика их расчета.

Вначале по требуемой выходной мощности и заданному частотному диапазону разрабатываемого усилителя выбираются транзисторы VT 1 и VT3. Напряжение источника питания Eп усилителя (рис. 16) следует выбирать равным напряжению, рекомендованному в справочной литературе для выбранных транзисторов VT1 и VT3. В этом случае оптимальное сопротивление нагрузки транзистора VT3, на которое он отдает максимальную мощность, определяется из соотношения:

(2.2)

где P_вых.mаx. - максимальное значение выходной мощности, отдаваемой транзистором, справочная величина; U_ост - остаточное напряжение, составляющее 0,5...2 В. Максимальное значение постоянной составляющей тока коллектора I_коm транзистора VT3, с учетом вышесказанного, равно:

(2.3)

а максимальное значение тока базы определяются по формуле:

(2.4)

где - статический коэффициент передачи тока в схеме с общим эмиттером транзистора VT3. Коллекторный ток транзистора VT2 является суммой базовых токов транзисторов VT1 и VT3. Однако базовый ток транзистора VT1 много меньше базового тока транзистора VT3 и им можно пренебречь.

При максимальном значении тока Iбм напряжение коллектор-эмиттер транзистора VT2 минимально U_min2 и для его стабильной работы должно быть не менее пяти вольт. Поэтому величина резистора R3 рассчитывается из соотношения:

(2.5)

гдеU_min2 = 5 В; U_бэ = 0,7 В - напряжение на переходе база-эмиттер транзистора VT3 в точке покоя.

Максимальная мощность, рассеиваемая на транзисторе VT2, равна величине:

(2.6)

а максимальные значения напряжения коллектор-эмиттер U_{кэ max2} и тока коллектора I _{к max2} равны:

(2.7)

Соотношения (2.6), (2.7) используются для выбора транзистора VT2, который желательно выбирать низкочастотным для исключения возможности самовозбуждения схемы. Как правило, транзистор VT4 выбирается того же типа, что и транзистор VT2, так как в этом случае облегчается настройка стабилизатора напряжения базового смещения.

Известно, что при заданном токе базы коллекторный ток транзистора растет с ростом напряжения коллектор-эмиттер. В каскаде, работающем в режиме с отсечкой коллекторного тока, увеличение амплитуды входного воздействия приводит к увеличению напряжения коллектор-эмиттер, при котором происходит открывание транзистора. Поэтому в случае неизменного базового смещения угол отсечки будет увеличиваться с увеличением амплитуды входного воздействия, что может вызвать выгорание транзистора. С целью устранения указанного недостатка в схему введены резисторы R1 и R4. С увеличением напряжения коллектор-эмиттер транзисторов VT1 и VT3, при котором происходит их открывание, растут и постоянные составляющие их базовых токов. Падение напряжения на резисторах R1 и R4 увеличивается, в результате чего происходит стабилизация угла отсечки с изменением амплитуды входного воздействия. Величина сопротивления резисторов R1 и R4 может быть рассчитана по эмпирическому выражению:

(2.8)

где I _доп - максимально допустимый ток коллектора транзистора VT1 или VT3 в амперах, справочная величина. Резистор R6 стоит в цепи обратной связи, слабо влияет на работу схемы стабилизатора и его величина может быть выбрана в пределах 30...70 Ом.

Требуемый угол отсечки токов коллекторов транзисторов VT1 и VT3 устанавливается подбором номинала резистора R7, стоящего в цепи базы транзистора VT4. При отсутствии резистора R7 коллекторные токи транзисторов VT1 и VT3 в режиме молчания составляют несколько миллиампер. При подключении R7 напряжение на базе транзистора VT4 уменьшается, что приводит к увеличению его сопротивления. Напряжение на базе транзистора VT2 возрастает, и увеличиваются токи коллекторов транзисторов VT1 и VT3 в режиме молчания. Получить расчетные соотношения для выбора величины сопротивления резистора R7 затруднительно. На основе экспериментальных исследований различных схемных решений построения полосовых усилителей мощности установлено, что для линеаризации начального участка их амплитудных характеристик величину сопротивления резистора R7 необходимо выбирать в пределах 100...500 Ом.

При отсутствии резистора R7 с помощью выбора величины резистора R8 устанавливаются коллекторные токи транзисторов VT1 и VT3 в режиме молчания. При увеличении величины резистора R8 коллекторные токи в режиме молчания уменьшается и наоборот. Для возможности линеаризации амплитудной характеристики усилителя эти токи следует выбирать равными 10...50 мА. Это соответствует выбору R8 в пределах 1...3 кОм.

Индуктивность L4 устраняет шунтирующее действие низкоомного сопротивления R4, включенного параллельно входному сопротивлению транзистора VT3, и может быть выбрана из условия:

(2.9)

где f_ср= (f_в + f_н)/2 - средняя частота полосы пропускания разрабатываемого усилителя в мегагерцах; f_в , f_н - верхняя и нижняя граничные частоты разрабатываемого усилителя. Резистор R5 повышает устойчивость усилителя и выбирается равным 24...30 Ом.

Расчет трансформатора сопротивлений

Традиционно трансформаторы сопротивлений выполняются в виде фильтров нижних частот. Это во многом обусловлено наличием разработанной методики расчета таких трансформаторов, основанной на использовании таблиц нормированных значений элементов. Недостатком этих трансформаторов является значительное увеличение их коэффициента стоячей волны (КСВ) по входу при увеличении коэффициента трансформации К_тр и относительной полосы рабочих частот W=f_в/f_н.

Указанный недостаток в значительной степени устраняется благодаря использованию трансформатора приведенного на рис. 16, выполненного в виде полосового фильтра и состоящего из элементов L7, C8, C9, L8. Это достигается благодаря увеличению его коэффициента отражения вне полосы рабочих частот. Однако отсутствие методики расчета указанного трансформатора затрудняет его применение.

Истинные значения элементов L7, C8, C9, L8 рассчитываются по формулам:

(2.10)

Требуемый коэффициент трансформации трансформатора разрабатываемого усилителя находится из выражения: Ктр = Rн / Rопт.

Расчет корректирующих цепей

Методика расчета корректирующих цепей используемых в усилителе представленном на рис. 16 позволяет осуществлять реализацию усилительных каскадов с максимально возможным для заданного схемного решения коэффициентом усиления при одновременном обеспечении заданного допустимого уклонения амплитудно-частотной характеристики от требуемой формы.

Истинные значения элементов C1, C2, L1 и C5, C6, L3 рассчитываются по формулам:

(2.11)

Коэффициент усиления по напряжению каскада на транзисторе VT1 определяется из соотношения:

(2.12)

где G_ном1 (f_ср) - коэффициент усиления транзистора VT1 по мощности в режиме двухстороннего согласования на частоте f_ср;
a1, a2, a3- коэффициенты, справочная величина.

Коэффициент усиления по напряжению каскада на транзисторе VT3 определяется из соотношения:

(2.13)

где G_ном3 (f_ср) - коэффициент усиления транзистора VT3 по мощности в режиме двухстороннего согласования на частоте f_ср.

Пример расчета

Для примера осуществим проектирование стабилизатора напряжения базового смещения, выходного трансформатора сопротивлений и корректирующих цепей усилителя предназначенного для работы в 50-омном тракте ( = 50 Ом) в составе радиостанции диапазона 140...150 МГц с выходной мощностью 110 Вт, схема которого приведена на рис. 17.

Принципиальная схема ПУМ

Рис. 17

ПУМ содержит: два каскада усиления на транзисторах VT1 и VT3; стабилизатор напряжения базового смещения на транзисторах VT2 и VT4; выходной трансформатор сопротивлений, состоящий из элементов L7, C12, C13, L8; схему защиты от перегрузки по входу на диоде VD1; защиту от рассогласования по выходу на направленном ответвителе НО, и диоде VD10, защиту от превышения напряжением питания номинального значения на стабилитроне VD8, термозащиту на терморезисторе R5.

Срабатывание любой из защит усилителя приводит к уменьшению напряжения подаваемого с микросхемы М1 на верхнюю ножку резистора R18. Это в свою очередь приводит к падению напряжения смещения на базе транзистора VT2 стабилизатора напряжения базового смещения. Угол отсечки транзисторов VT1 и VT3 в этом случае уменьшается, уменьшая, тем самым, коэффициент усиления ПУМ. При уменьшении выходного напряжения микросхемы М1 до нуля коэффициент усиления ПУМ уменьшается до 3...7 дБ.

В соответствии с описанной выше методикой расчета стабилизатора напряжения базового смещения по требуемой выходной мощности и диапазону рабочих частот в качестве транзисторов VT 1 и VT 3 выберем транзисторы КТ930Б и 2Т971А.

По справочным данным транзистора 2Т971А найдем: Еп = 28 В; Uост = 1 В; P вых. max = 150 Вт; = 50; G_ном12 (f_ср) = 8, где f_ср = 145 МГц; rб = 0,083 Ом. Внутри корпуса транзистора в цепи базы имеется согласующая цепь, делающая практически активным входное сопротивление транзистора в диапазоне рабочих частот. Поэтому будем считать L_вх= 0. По соотношениям (2)-(5) определим: Rопт = 2,4 Ом; Iком = 11,2 А; Iбm = 0,23 А; R13 =< 97 Ом. Для снижения мощности, рассеиваемой на резисторе R13, выберем его равным 24 Ом. В дальнейших расчетах будем учитывать, что для повышения надежности ПУМ напряжение его питания выбрано равным 24 В (см. рис. 4).

Согласно (2.6), (2.7) максимальная мощность, рассеиваемая на транзисторе VT2 P_рас2, а также максимальные значения U_кэmax2 и I_кmax2 равны: P_рас2= 1,5 Вт; U_кэmax2= 24 В; I_кmax2 = 0,25 А. Исходя из этого, в качестве транзисторов VT2 и VT4 выберем транзисторы КТ815Г. Из (2.8) найдем: R6 = 3 Ом, R11 = 1,8 Ом. Учитывая, что транзистор VT1 работает в облегченном режиме, для устранения шунтирующего действия низкоомного сопротивления R6, увеличим его величину до 12 Ом. Резистор R16 примем равным 43 Ом, резистор R18 = 2 кОм, а резистор R12 = 24 Ом. По (9) определим: L4 = 140 нГн.

Требуемый коэффициент трансформации трансформатора, образованного элементами L7, C12, C13, L8, равен: Kтр =Rн/Rопт 50/2,4 = 20,8. Относительная полоса рабочих частот ПУМ равна: W = 150/140 = 1,04. Ближайшие табличные значения и W равны: Kтр = 20; W = 1,3. Для этих значений из таблицы 1 найдем:

L7н = 0,129; С12н = 6,091; С13н = 1,808; L8н = 0.731.

Средняя круговая частота полосы пропускания разрабатываемого ПУМ . Денормируя по (2.10) элементы L7н, С12н, С13н, L8н получим:

L7 = L7н* Rн/ = 0,129·50/(9,1·10⁸) = 7,1 нГн; С12 = С12н/ Rн= 6,091/(50·9,1·10⁸) = 133 пФ; С13 = 39 пФ; L8 = 40 нГн.

Для расчета корректирующей цепи состоящей из элементов C6, C9, L3 напомним, что значения элементов однонаправленной модели транзистора VT3 составляют: R_вх3= 0,083 Ом; L_вх3= 0. По справочным данным транзистора КТ930Б [7] найдем: R_вых1 = 5 Ом. Нормированное значение R_вх3 и относительная полоса рабочих частот ПУМ равны: R_вхн3 = 0,083/5 = 0,0166; W = 1,04. Из таблицы 2 следует, что W = 1,05 не может быть реализована при R_вхн3 > 0.0057. Это обусловлено уменьшением добротности рассматриваемой цепи с увеличением R_вхн3. Поэтому выберем W =1,1. Ближайшее табличное значение R_вхн3 для W =1,1 равно: R_вхн3= 0,016. Для указанных значений R_вхн3 и W из таблицы 2 найдем: С6н = 1,015; С9н = 2,005; L3н = 0,372. Денормируя приведенные значения элементов по соотношениям (11) определим:

С6 = С6н/ R_вых1= 1,015/(5·9,1·10⁸) = 223 пФ; С9 = 440 пФ; L3 = L3н·R_вых1/ = 0,372·5/(9,1·108) = 2 нГн;

Теперь по (13) вычислим коэффициент усиления каскада на транзисторе VT3: S₂₁₀= 2,2.

Для расчета корректирующей цепи состоящей из элементов C2, C3, L1 по справочным данным транзистора КТ930Б найдем:

G_ном12 (f_ср) = 49; r_б= 0,085 Ом.

Нормированное значение R_вх1 равно:

R_вхн1 = 0,085/50 = 0,0017. Из Для W = 1,05 и R_вхн1 = 0,0

имеем: С2н = 2,115; С3н = 5,78; L1н = 0,159.

Денормируя приведенные значения элементов по (11) определим:

С2 = С2н/ R_г = 2,115/(50·9,1·10⁸) = 47 пФ; С3 = 128 пФ; L3 = L3н·R_г/ = 0,159·50/(9,1·10⁸) = 9 нГн;

Теперь по (2.12) вычислим коэффициент усиления каскада на транзисторе VT1: S₂₁₀= 4.

Заключение

В ходе исследовательской работы были выявлены и доказаны следующие положения:

· схема с управляющим входным аттенюатором, рассмотренная в главе 1, обладает высокими стабильностью и устойчивостью, отсутствием проявления паразитных нелинейных свойств усилителя и устройства управления, входящих в усилительный модуль;

· схема с управляющим входным аттенюатором, рассмотренная в главе 2, обладает низкими стабильностью и устойчивостью, в ней достаточно сильно проявляются паразитные нелинейные свойства усилителя;

· схемная реализация, рассмотренная в главе 1, обладает достаточно низкой выходной мощностью, что несомненно является ее недостатком;

· схемная реализация, рассмотренная в главе 2, обладает высокой выходной мощностью;

· в схемной реализация, рассмотренная в главе 2, затруднен расчет собственно усилителя, ввиду большого динамического диапазона его работы;

· схемная реализация, рассмотренная в главе 1, применима случае, когда есть достаточно жесткие требования к стабильности уровня выходной мощности усилительного модуля, и не требуется получения большой мощности на выходе;

· схемная реализация, рассмотренная в главе 2, применима в случае, когда требуется получить на выходе усилительного модуля высокую мощность, а требования к стабильности уровня выходной мощности невысоки;

Список литературы

1. Щварц Н.З. Линейные транзисторные усилители СВЧ. М: Советское радио,1980. 368с.

2. Вилсов Л.Д., Кириллов В.А. Транзисторные передатчики СВЧ. СПб: СПбГУАП, 1980. 82 с.

3. Неймарк Ю.И. Устойчивость линеаризованных Систем. Л.:

4. Госэнергоиздат, 1949.

5. Шуцкой К.А. Транзисторные усилители высокой частоты. М.: Энергия, 1967.

6. Шапиро Д.Н. Основы теории и расчета усилителей высокой частоты на транзисторах. М.: Сов. радио, 1962.

7. Денисенко А.Н. Сигналы. Теоретическая радиотехника. М: Горячая линия-Телеком, 2005. 702 с.

8. Данилин В.Н., Куширенко А.И., Петров Г.В. Аналоговые полупроводниковые схемы СВЧ .М: Радио и связь. 1985. 192 с.

9. Электронный ресурс Analog Devices - www.analog.com

10. Электронный ресурс Решение задач по ТОЭ, ОТЦ, Высшей математике, Физике, Программированию... - www.toehelp.ru

Размещено на Allbest.ru