Расчёт и конструирование радиопередатчика

Пусть и . Исходя из этого рассчитаем номиналы элементов:

Определим мощность, на которую должны быть рассчитаны резисторы и :

Полученные мощности, рассеиваемые резисторами, не превышают 125 мВт, поэтому выберем для конструируемого радиопередатчика в качестве резисторов базового делителя оконечного каскада резисторы марки МЛТ-0,125, являющиеся экономически наиболее доступными и имеющими разброс номиналов 10%.

Перейдём к расчёту цепи коллекторного питания. Существуют два основных способа подачи напряжения питания к каскаду, схемы которых приведены на рис. 3.9 - последовательный и рис. 3.10 - параллельный.

Рисунок 3.9 - Схема последовательного способа подачи напряжения к каскаду

Рисунок 3.10 - Схема параллельного способа подачи напряжения к каскаду

При последовательном способе источник коллекторного питания потребляет постоянный ток от источника питания, который беспрепятственно проходит последовательно через контур (его катушку индуктивности) к коллектору транзистора. В параллельной схеме напрямую параллельно коллектору транзистора источник питания включить нельзя, так как он обладает малым выходным сопротивлением во всей полосе частот, что неизбежно зашунтирует колебательный контур. Чтобы этого не происходило, приходится использовать дроссель , который сильно увеличит выходное сопротивление источника коллекторного питания на рабочей частоте, исключая, тем самым, шунтирование. При этом выходное сопротивление источника питания по постоянному току остаётся неизменно малым.

Конденсаторы в обеих схемах призваны замкнуть путь переменной составляющей тока не через источник питания, а через их (конденсаторов) ёмкостное сопротивление. Эти конденсаторы можно и не ставить, если источник питания в своём составе уже их содержит. Достоинством последовательной схемы питания является отсутствие дополнительного дросселя, однако, для используемого П-образного контура согласования она неприменима, так как между катушкой индуктивности и коллектором транзистора содержится разделительный конденсатор , который постоянный ток, в отличие от , не пропустит. Кроме того, при подключении источника питания параллельно конденсатору (что требуется для последовательного коллекторного питания) постоянный ток потечёт через нагрузку, что недопустимо. Из этих соображений применим параллельное коллекторное питание и рассчитаем номиналы элементов данной цепи:

Конденсатор можно из схемы исключить, так ка. значение его ёмкости сравнимо с ёмкостью подводящих проводов и ёмкостью монтажа. Эти паразитные ёмкости сами обеспечат замыкание переменной составляющей тока. Что же касается блокировочных дросселей, то мы рассчитали только минимально требуемые значения индуктивностей. Если выбрать большие номиналы, то разделение переменной и постоянной составляющей тока произойдёт в дросселе ещё эффективнее. Исходя из этого, примем номиналы обоих блокировочных дросселей равным 1 мкГн. Такая величина индуктивности является минимально реализуемой. Одинаковые номиналы индуктивностей облегчат их изготовление.

Для точной подстройки резонансной частоты выходного контура и ввода транзистора в критический режим вместо конденсаторов и будем использовать подстроечные конденсаторы переменной ёмкости. Их номиналы следует выбрать вблизи рассчитанных, но несколько больше с учётом того, что в реальном устройстве может потребоваться изменение ёмкости как в меньшую, так и в большую сторону.

Выберем номиналы элементов из стандартного ряда значений Е24. Этот ряд предполагает разброс номиналов в пределах 10%, что нас устраивает, так как элементы, обладающие таким разбросом значений использовать экономически наиболее целесообразно. Приведём значения ряда:

Чтобы получить номинал радиоэлемента, необходимо значение из ряда помножить на 10 в соответствующей степени. Исходя из этого, в заключение данного подраздела и всего раздела в целом, приведём окончательную принципиальную схему каскада (рисунок 3.11).



4. Расчёт модулируемого каскада

4.1 Теория базовой модуляции и предварительные расчёты

При базовой модуляции в такт с модулирующим сигналом изменяется напряжение смещения на базе, а амплитуда напряжения возбуждения и напряжение коллекторного питания остаются постоянными. При изменении напряжения смещения (при изменении положения рабочей точки), происходит одновременное изменение высоты импульса коллекторного тока и его угла отсечки, что приводит к эффективному изменению амплитуды первой гармоники анодного тока, в чём и заключается эффект модуляции высокочастотного сигнала.

Следует помнить, что эффект модуляции имеет место лишь при работе с отсечкой коллекторного тока. В случае же работы без отсечки тока (в линейном режиме), амплитуда первой гармоники коллекторного тока меняться не будет и только постоянная составляющая коллекторного тока будет меняться по закону модулирующего сигнала.

Отметим также, что при базовой модуляции недопустим заход в перенапряжённый режим, так как в этом режиме первая гармоника коллекторного тока слабо зависит от величины напряжения смещения и характер этой зависимости - сугубо нелинейный. Поэтому будем считать, что модуляция осуществляется при работе с отсечкой коллекторного тока в области недонапряжённого режима. С другой стороны известно, что недонапряжённый режим обладает рядом недостатков. Главный - низкое использование коллекторного питания и, как следствие, низкий к.п.д коллекторной цепи. Поэтому стремятся сделать режим, по возможности, близким к критическому. Фактически, максимальный режим при базовой модуляции делают критическим.

Таким образом, расчёт каскада начинают с максимального режима, принимая напряжённость режима критической. При этом мощность, которую должен отдать транзистор в максимальном режиме, определяют следующим образом:

где - коэффициент производственного запаса

- заданная максимальная мощность возбуждения последующего каскада

- к.п.д. контура

Поскольку оконечный каскад был рассчитан на максимальную мощность в режиме модуляции, то его мощность возбуждения будет являться максимальной выходной мощностью модулируемого каскада (без учёта потерь в контуре согласования).

- это требуемая мощность возбуждения оконечного каскада. Значение к.п.д. контура возьмём из результата расчёта колебательной системы в подразделе 4.4.

Известно, что при базовой модуляции статическая модуляционная характеристика (СМХ) имеет три участка: нижний нелинейный участок при углах отсечки коллекторного тока от 0° до 30°, средний линейный и верхний нелинейный участок при углах отсечки более 120°. Для полного использования линейного участка СМХ и получения при этом максимально возможной глубины неискажённой модуляции, угол отсечки в максимальном режиме нужно выбирать в районе 110° ч120°, то есть на верхнем краю линейного участка. Исходя из этого, примем = 120° и для такого значения угла отсечки коллекторного тока произведём расчёт каскада на максимальную мощность.



4.2 Выбор транзистора

Выбор транзистора будем производить аналогично тому, как это сделано в подразделе 3.2, то есть, исходя из данной максимальной мощности (Вт)., а также рабочей частоты усиливаемых колебаний (27 МГц) подберём соответствующий усилительный элемент. По всем параметрам для данного каскада наиболее подходит высокочастотный биполярный NPN-транзистор 2T922B, параметры которого приведены в таблице 4.1.

Табл. 4.1 - Параметры АЭ МК, представленного транзистором 2T922B

Максимальный постоянный ток коллектора,	3
Максимальный ток коллектора в импульсе,	9
Максимальное напряжение коллекторного перехода,	60
Максимальная средняя мощность на коллекторе,	40
Предельная частота коэффициента передачи тока в схеме с ОЭ,	300
Ёмкость коллекторного перехода,	65
Статический коэффициент передачи тока в схеме с ОЭ,	40
Высокочастотное сопротивление насыщения,	1
Сопротивление базы,	0.5

4.3 Энергетический расчёт каскада на максимальную мощность

Расчёт модулируемого каскада на максимальную мощность полностью идентичен проведённому в подразделе 3.5. Вычисления были проведены при помощи программного пакета PTC Mathcad Prime 3.0. в результате чего получились электрические параметры, представленные в таблице 4.2.

Табл. 4.1 - Электрические параметры МК

Напряжение источника коллекторного питания,	30
Амплитуда переменного напряжения на коллекторе,	28.819
Амплитуда импульса коллекторного тока,	1.181
Постоянная составляющая тока коллектора,	0.331
Входная комплексная проводимость транзистора,	0.03+0.701i
Модуль комплексной входной проводимости транзистора,	0.702
Комплексная крутизна усиления транзистора,	9.114-4.756i
Модуль комплексной крутизны усиления транзистора,	10.28
Выходная комплексная проводимость транзистора,	0.013+0.044i
Первая гармоника тока, генерируемая транзистором,	0.555
Первая гармоника тока, протекающая через нагрузочный контур,	0.337
Критическое сопротивление нагрузки идеального транзистора,	51.907
Требуемое входное сопротивление цепи согласования,	85.4
Потребляемая от источника питания мощность,	9.923
Полезная мощность переменного тока, поступающая в нагрузочный контур,	4.863
Максимальная мощность, рассеиваемая на коллекторе транзистора,	5.06
Угол дрейфа на рабочей частоте,	0.09
Угол отсечки импульсов тока базы,	1.365
Амплитуда напряжения возбуждения на рабочей частоте,	0.515
Постоянная составляющая тока базы,	0.001
Напряжение постоянного смещения на базе в макс. режиме,	0.595
Активная составляющая входного сопротивления на рабочей частоте,	2.581
Мощность возбуждения,	0.051
Коэффициент усиления по мощности на рабочей частоте,	155.981
Общая мощность, рассеиваемая транзистором,	5.111

4.4 Электрический расчёт нагрузочной системы модулируемого каскада

Электрический расчёт модулируемого каскада на максимальную мощность полностью идентичен проведённому в подразделе 3.6. Вычисления были проведены при помощи программного пакета PTC Mathcad Prime 3.0. в результате чего получились электрические параметры, представленные в таблице 4.3.

Табл. 4.3 - Электрические параметры нагрузочной системы МК

Принятая величина характеристического сопротивления,	250
Эквивалентная индуктивность контура,	1.474
Принятая величина используемой катушки индуктивности,	2
Ёмкость конденсатора ,	66.02
Требуемая ёмкость конденсатора ,	90.88
Требуемая ёмкость конденсатора ,	183.2
Добротность нагруженного контура,	15.486
Полоса пропускания контура,	1.743
К.П.Д. нагруженного контура,	0.6

4.5 Компенсация паразитной выходной ёмкости транзистора и входной ёмкости оконечного каскада

Необходимо скомпенсировать выходную ёмкость транзистора данного каскада, которая определяется из его Y-параметров:

Паразитные выходные ёмкости не превышают требуемых ёмкостей контура и , к которому они подключаются. Поэтому для компенсации следует вычесть из номиналов и соответствующие паразитные ёмкости:

4.6 Расчёт СМХ модулируемого каскада

Для грубой оценки положения СМХ можно принять её линейной и построить по двум точкам: точке максимальной выходной мощности, соответствующей максимальному току коллектора и максимальному смещению на базе и точке запирания транзистора, когда ток коллектора равен нулю при смещении рабочей точки до напряжения запирания, которое определяется следующей формулой:

Такая линейная СМХ позволяет приближённо оценить многие параметры режима модуляции, но не отражает искажений, возникающих при базовой модуляции. Более реальную СМХ можно рассчитать, используя определение средней крутизны усиления транзистора. Средняя крутизна усиления транзистора - это отношение амплитуды тока первой гармоники на коллекторе к амплитуде напряжения возбуждения на входе (на базе). Разумеется, чтобы произошла модуляция, средняя крутизна обязательно должна меняться. Своё максимальное значение она принимает в максимальном режиме, а значит:

При базовой модуляции изменяется угол отсечки импульсов тока базы из-за чего средняя крутизна изменяется по закону изменения коэффициента , связанного с коэффициентом Берга , и зависящего от угла отсечки :

В последней формуле величины и являются функциями напряжения смещения , что соответствует базовой модуляции. Формула эта справедлива при работе транзистора на низких частотах, но она фактически употребляется и при работе на средних и высоких частотах, только в ней необходимо подставлять высокочастотный угол отсечки , зависящий от низкочастотного :



Исходя из всего сказанного, переменная величина средней крутизны усиления транзистора, зависящая от напряжения смещения, определяется следующим выражением:

где - эффективная крутизна транзистора на высокой частоте, если бы он работал без отсечки тока (в линейном режиме), то есть. это отношение мгновенного значения тока коллектора к мгновенному значению напряжения эмиттерного перехода при кусочно-линейной аппроксимации проходной ВАХ транзистора.

Выражение для статической модуляционной характеристики, как функции первой гармоники тока коллектора от величины напряжения смещения, имеет вид:

Подставляя в последнюю формулу для коэффициента высокочастотный угол отсечки импульсов тока коллектора, соответствующий низкочастотному углу отсечки импульсов тока базы при конкретном значении переменной величины напряжения базового смещения, будем получать точки графика СМХ модулируемого каскада.

Учитывая высокую сложность, связанную с построением подобного рода графиков (от нескольких функций одной переменной) без помощи соответствующих математических программных пакетов, воспользуемся программой PTC Mathcad Prime 3.0:

С учётом всего вышесказанного и того, что и , последовательно представляя указанные выше формулы функциями с неизвестной переменной , определим итоговый график зависимости , который и необходимо построить:

Сначала выразим высокочастотный угол отсечки в виде функции, вместе с тем переведя соответствующие величины (значения высокочастотного угла отсечки , зависящего от низкочастотного и - угла отчески) из градусов в радианы:

Определим функцию коэффициента Берга , и зависящего от угла отсечки :

Определим функцию коэффициента (по закону изменения которого изменяется и средняя крутизна транзистора):

Таким образом, итоговая функция СМХ, содержащая все предыдущие функции, описанные ранее, выглядит следующим образом:

Получим графическое изображение статической модуляционной характеристики, как функции первой гармоники тока коллектора от величины напряжения смещения, приведённое на рис. 4.1.

Рисунок 4.1 - Статическая модуляционная характеристика (СМХ)

Точка на графике, представленном на рис 4.1, соответствует ранее рассчитанным значениям в максимальном режиме (, ). Затем вычислим первую гармонику тока коллектора для несущего режима и откладываем это значение на том же графике.

Проекция этой точки на ось определяет напряжение смещения в несущем режиме .

Теперь определим амплитуду необходимого модулирующего напряжения на базе транзистора . и получим смещение, соответствующее минимальному режиму , и по этой точке (на графике рис. 4.1. - ) определяем .

На основании построенной зависимости тока первой гармоники коллекторного тока от напряжения смещения можно получить зависимость постоянной составляющей коллекторного тока от напряжения смещения, используя коэффициенты Берга:

Рисунок 4.2 - Зависимость постоянной составляющей коллекторного тока от напряжения смещения

Зная зависимость постоянной составляющей тока коллектора, можно получить зависимость постоянной составляющей тока базы, используя рассчитанные ранее Y-параметры транзистора:

Рисунок 4.3 - Зависимость постоянной составляющей тока базы от напряжения смещения

4.7 Расчёт СМХ всего передатчика

Поскольку в разрабатываемом радиопередатчике помимо модулируемого каскада имеется усилитель модулированных колебаний (УМК) с режимом подмодуляции, то результирующая СМХ всего передатчика будет определять получившийся коэффициент модуляции, необходимое положение рабочей точки (для режима молчания), точек минимального и максимального режимов, а также судить о величине нелинейных искажений огибающей излучаемого АМ-сигнала, возникающих в результате нелинейности результирующей СМХ.

Расчёт СМХ УМК аналогичен произведённому выше по формулам:



В данном случае, физические величины левых частей равенств являются функциями напряжения смещения на базе транзистора модулируемого каскада, хотя и записаны для УМК. Это необходимо, так как результирующая СМХ - это всё равно функция от напряжения смещения на базе именно модулируемого каскада.

является функцией от напряжения смещения на базе транзистора модулируемого каскада и напрямую зависит от тока первой гармоники выходного тока модулируемого каскада. Определим связь между этими физическими величинами из условия равенства мощности, выходящей из контура модулируемого каскада и мощности возбуждения каскада УМК. Равенство мощностей выполняется не только для максимальных значений, но и для любых мгновенных значений мощности, зависящих от мгновенного напряжения модулирующего сигнала (или от ):

Мощность ), генерируемая транзистором, выделяется на сопротивлении критического режима и пропорциональна квадрату первой гармоники выходного тока транзистора модулируемого каскада:

Мощность возбуждения каскада УМК выделяется на его входном сопротивлении и пропорциональна квадрату напряжения возбуждения :

Подставляя приведённые в данном разделе формулы и решая получившееся уравнение относительно , получим зависимость амплитуды напряжения возбуждения УМК от напряжения смещения на базе транзистора модулируемого каскада:

Теперь, для учёта потерь мощности и тока на выходном сопротивлении транзистора оконечного каскада , необходимо выразить ток на выводе коллектора транзистора через ток, генерируемый транзистором и величину сопротивления потерь. Данные манипуляции приведут к следующему уточнённому выражению для СМХ всего усилителя:

Учитывая высокую сложность, связанную с построением подобного рода графиков (от нескольких функций одной переменной) без помощи соответствующих математических программных пакетов, воспользуемся программой PTC Mathcad Prime 3.0:

С учётом всего вышесказанного и того, что , , , , , , , , последовательно представляя указанные выше формулы функциями с неизвестной переменной , определим итоговый график зависимости , который и необходимо построить:

С учётом того, что является функцией от напряжения смещения на базе транзистора модулируемого каскада и напрямую зависит от тока первой гармоники выходного тока модулируемого каскада, определим связь между этими физическими величинами из условия равенства мощности, выходящей из контура модулируемого каскада и мощности возбуждения каскада УМК:

Мощность возбуждения каскада УМК выделяется на его входном сопротивлении и пропорциональна квадрату напряжения возбуждения :

Выразим высокочастотный угол отсечкиУМК в виде функции, вместе с тем переведя соответствующие величины (значения высокочастотного угла отсечки , зависящего от низкочастотного и - угла отчески) из градусов в радианы:

Определим функцию коэффициента Берга , и зависящего от угла отсечки :

Определим функцию коэффициента (по закону изменения которого изменяется и средняя крутизна транзистора):

Таким образом, итоговая функция СМХ всего передатчика, содержащая все предыдущие функции, описанные ранее, выглядит следующим образом:

Получим графическое изображение статической модуляционной характеристики всего передатчика, как функции первой гармоники тока коллектора от величины напряжения смещения, приведённое на рис. 4.4.

Рисунок 4.4 - Статическая модуляционная характеристика (СМХ) всего передатчика

4.8 Расчёт параметров входной цепи модулируемого каскада и определение свойств СМХ

По получившемуся в предыдущем разделе графику можно определить положение рабочей точки, то есть смещение на базе транзистора, при котором выходной ток оконечного каскада радиопередатчика равен току в режиме молчания. Для этого определим величину первой гармоники тока, поступающего в нагрузочный контур оконечного каскада, работающего в режиме молчания (с учётом того, что , ):

По представленному выше графику СМХ всего передатчика определяем напряжение смещения в режиме молчания и максимальном режиме (, ). Значение напряжения смещения в максимальном режиме, определённое по СМХ полностью совпадает с рассчитанным ранее. Данный факт даёт нам право судить о правильности произведённого расчёта СМХ. Зная две последние величины, можно вычислить максимальную амплитуду модулирующего напряжения:

Далее, по всё тому же графику найдём значение первой гармоники тока на коллекторе транзистора УМК в минимальном режиме (). Очевидно, что СМХ на краях рабочего диапазона изменения напряжений смещения имеет нелинейный характер, вследствие чего коэффициент модуляции в нижней от режима молчания части СМХ может оказаться отличным от коэффициента модуляции в верхней части. Это приводит к искажениям передаваемого сигнала. Рассчитаем названные свойства СМХ:

Коэффициент модуляции в верхнюю сторону полностью совпадает с требуемым по ТЗ (). Этого и следовало ожидать, ведь расчёт максимального выходного тока (для верхней части СМХ) мы производили исходя из требуемого коэффициента модуляции, а выходной ток в минимальном режиме определяли по СМХ. Из последней формулы видим, что нелинейность процесса модуляции не превышает 10% (в нашем случае 6,9%), что вполне приемлемо. Перейдём к расчёту электрических параметров входа каскада, необходимых для наложения энергетических требований, предъявляемых к модулятору (оконечному усилителю низкой частоты (УНЧ) модулирующего сигнала). Для определения амплитуды низкочастотных колебаний тока модулирующего сигнала вычислим значения постоянной составляющей тока базы в максимальном режиме и режиме (по ранее определённому графику зависимости, приведённому на рис. 4.2).

Требуемую мощность модулятора оцениваем по формуле:

4.9 Уточнение принципиальной схемы каскада

Рассчитаем цепь базового смещения. Поскольку напряжение смещения остаётся положительным, изменяясь при модуляции, цепь автосмещения неприменима. Поэтому будем использовать базовый делитель. Примем ток делителя равным пяти постоянным составляющим тока базы в режиме молчания:

Сопротивление нижнего плеча делителя:

Сопротивление верхнего плеча делителя при напряжении питания цепи смещения, взятом из стандартного ряда значений и равном 3 В:

Мощность, на которую должны быть рассчитаны резисторы базового делителя:

Выберем, исходя из расчётных мощностей, для резистора марку МЛТ-1, а для резистора - МЛТ-2.

Чтобы базовый делитель не шунтировал вход усилительного элемента по высокой частоте, необходимо отделить его от базы транзистора высокочастотным дросселем. Рассчитаем минимально допустимое значение индуктивности этого дросселя:

Дроссель должен не только плохо пропускать высокую частоту, но и хорошо пропускать низкую частоту модулирующего сигнала. Исходя из этого, определим максимальную величину индуктивности, обеспечивающую пропускание верхних частот спектра модулирующего сигнала ():

Между двумя полученными значениями примем величину индуктивности дросселя равной 1 мкГн, как и индуктивности дросселей оконечного каскада. Кроме того, одинаковые значения индуктивностей упростят изготовление передатчика.

Мощность, требуемая от модулятора, невелика, но входное сопротивление каскада низкочастотному модулирующему сигналу также мало. Поэтому подавать модулирующий сигнал непосредственно через разделительный конденсатор на базовый делитель в точку соединения резисторов нецелесообразно. Необходимо трансформировать низкое входное сопротивление каскада в высокое для модулятора при неизменной мощности возбуждения по низкочастотному входу. Такую функцию выполнит низкочастотный трансформатор. Вторичная обмотка данного трансформатора для получения эффекта сложения мгновенных напряжений (постоянного смещения и модулирующего сигнала) должна быть включена последовательно между источником смещения (базовым делителем) и нагрузкой (входом транзистора).

Примем величину индуктивности дросселя цепи коллекторного питания равной также 1 мкГн.

Для точной подстройки резонансной частоты выходного контура и ввода транзистора в критический режим вместо конденсаторов и будем использовать подстроечные конденсаторы переменной ёмкости. Их номиналы следует выбрать вблизи рассчитанных, но несколько больше с учётом того, что в реальном устройстве может потребоваться изменение ёмкости как в меньшую, так и в большую сторону.

Выберем номиналы элементов из стандартного ряда значений Е24. Исходя из этого в заключение данного раздела на рис. 4.5 приведём окончательную принципиальную схему модулируемого каскада.

Рисунок 4.5 - Принципиальная схема модулируемого каскада (МК)



5. Расчёт умножителя частоты

5.1 Теоретические сведения и предварительные расчёты

Особенностью транзисторных умножителей частоты, по сравнению с усилителями мощности, является более низкий к.п.д. Это обусловлено, во-первых, меньшей амплитудой высших гармоник в импульсе коллекторного тока и, во-вторых, высокой добротностью колебательного контура (нагрузочной системы). Высокая добротность контура требуется, чтобы сигнал претерпевал меньшее затухание во время свободных колебаний между импульсами тока умножаемой частоты. Транзисторы рекомендуется выбирать с большим значением граничной частоты и работать при пониженном напряжении коллекторного питания. Если предельная частота коэффициента усиления тока в схеме с ОЭ для выбранного транзистора гораздо больше рабочей частоты, то транзистор можно считать безынерционным элементом. Рассчитаем требуемую выходную мощность умножителя:

Определим требуемый коэффициент умножения частоты:

где - допустимая частота колебаний задающего автогенератора (в нашем случае, наиболее рациональным будет именно это значение, Гц, так как одном каскаде умножителя частоты не рекомендуется использовать коэффициенты умножения больше трёх).

Рассчитаем угол отсечки импульсов тока:

Для полученного угла отсечки определяем коэффициенты Берга: , , , .

5.2 Выбор транзистора

Электрический расчёт умножителя частоты начнём с выбора входящего в схему активного элемента - транзистора. Очевидно, что он должен обеспечивать номинальную мощность на выходе, не меньшую мощности ранее рассчитанной мощности в 0.187 Вт. По всем параметрам для данного каскада наиболее подходит биполярный NPN-транзистор KT610А, параметры которого приведены в таблице 5.1.

Табл. 5.1 - Параметры АЭ умножителя частоты, представленного транзистором KT610А

Максимальный постоянный ток коллектора,	0.3
Максимальный ток коллектора в импульсе,	0.5
Максимальное напряжение коллекторного перехода,	26
Максимальная средняя мощность на коллекторе,	1.5
Предельная частота коэффициента передачи тока в схеме с ОЭ,	1
Ёмкость коллекторного перехода,	3
Статический коэффициент передачи тока в схеме с ОЭ,	122.5
Высокочастотное сопротивление насыщения,	10
Сопротивление базы,	50



5.3 Энергетический расчёт каскада умножителя

С учётом того, что , вычислим вспомогательный параметр :

Наиболее близким значением в ряду источников питания будет являться напряжение . На основании этого определим величину проходной ёмкости при конкретном значении напряжения между коллектором и базой:

Вычислим коэффициент использования коллекторного напряжения:

Амплитуда переменного напряжения на коллекторе:

Амплитуда третьей гармоники коллекторного тока:



Максимальное значение коллекторного тока:

Постоянная составляющая коллекторного тока:

Потребляемая мощность:

Мощность, рассеиваемая на коллекторе:

КПД:

Коэффициент передачи тока в схеме с ОЭ на частоте входных колебаний умножителя (частоте генерации автогенератора):

Крутизна усиления идеального транзистора без учёта внутреннего сопротивления :

где - температура перехода в градусах Цельсия. (поскольку рассеиваемая транзистором мощность во много раз меньше допустимой, можно считать, что переход разогревается незначительно и его температура больше комнатной, то есть 30°С.

Тогда фактическая крутизна проходной ВАХ транзистора определится как:

Амплитуда переменного напряжения на базе:

Амплитуда первой гармоники базового тока:

Постоянная составляющая базового тока:

Мощность возбуждения:

Коэффициент усиления по мощности:

Входное сопротивление:

Напряжение смещения на базе:

5.4 Электрический расчёт нагрузочной системы умножителя

Электрический нагрузочной системы каскада на максимальную мощность полностью идентичен проведённым ранее. Вычисления были проведены при помощи программного пакета PTC Mathcad Prime 3.0. в результате чего получились электрические параметры, представленные в таблице 5.2.

Табл. 5.2 - Электрические параметры нагрузочной системы умножителя частоты

Принятая величина характеристического сопротивления,	500
Эквивалентная индуктивность контура,	2.974
Принятая величина используемой катушки индуктивности,	9
Ёмкость конденсатора ,	4.927
Требуемая ёмкость конденсатора ,	15.66
Требуемая ёмкость конденсатора ,	11.79
Добротность нагруженного контура,	183.99
Полоса пропускания контура,	1.743
К.П.Д. нагруженного контура,	0.3

5.5 Уточнение принципиальной схемы каскада

Произведём расчёт цепи обеспечения постоянного напряжения смещения на базе для получения нужного угла отсечки импульсов базового тока. В нашем случае, требуемое напряжение смещения оказалось отрицательным. Поскольку амплитуда колебаний входного напряжения и входного тока (постоянной и переменной составляющих) не изменяются во времени, и не требуется получение, изменяющегося во времени смещения, то в данном каскаде умножения частоты применима цепь автоматического базового смещения, представленная на рис. 5.1.

Рисунок 5.1 - Цепь автоматического базового смещения

Дроссель из всего частотного спектра импульсов тока базы пропускает только постоянную составляющую этих импульсов. Протекая через резистор , постоянная составляющая тока вызывает на нём падение напряжения, которое заряжает конденсатор . Таким образом, конденсатор является источником напряжения смещения. Энергия для его заряда выделяется вследствие наличия отсечки базового тока из энергии переменного напряжения, поступающего на базу транзистора с выхода предыдущего каскада усиления. Конденсатор , помимо всего прочего, осуществляет заземление «просочившихся» через остатков переменной составляющей базового тока, которые должны устраняться на этом дросселе. Если выбрать величину индуктивности так, чтобы величиной переменной составляющей тока через резистор можно было пренебречь, то конденсатор можно из схемы исключить.

Рассчитаем номиналы элементов цепи автосмещения:

Определим мощность, на которую должен быть рассчитан резистор :

Исходя из рассчитанной мощности для резистора выберем марку МЛТ- 0,125.

Перейдём к расчёту цепи коллекторного питания:

Конденсатор Сбл исключим из схемы ввиду малого значения его ёмкости.

Для точной подстройки резонансной частоты выходного контура и ввода транзистора в критический режим вместо конденсаторов и будем использовать конденсаторы переменной ёмкости. Выберем номиналы элементов из стандартного ряда значений Е24, и на рис. 5.2 приведём окончательную принципиальную схему каскада умножителя частоты:

Рисунок 5.2 - Принципиальная схема умножителя частоты



6. Расчёт LC-автогенератора с параметрической стабилизацией частоты

Автогенераторы (АГ) в радиопередатчиках являются первичными источниками колебаний, частота и амплитуда которых определяются только собственными параметрами схемы и должны в очень малой степени зависеть от внешних условий. В состав АГ обязательно входит активный элемент (транзистор) и колебательная система, определяющая частоту колебаний.

В многокаскадных передатчиках основные требования предъявляются к стабильности АГ. С этой целью АГ стараются защитить от внешних воздействий: температуры, вибраций, электромагнитных излучений, нестабильности источников питания и так далее.

Так как мощность автогенератора не превышает нескольких десятков милливатт, то транзистор может быть выбран из широкого класса маломощных транзисторов. Кроме того, в автогенераторе следует применять транзистор с граничной частотой, много большей рабочей частоты. В этом случае можно не учитывать инерционные свойства транзистора, благодаря чему упрощается расчёт автогенератора, но, главное - уменьшается нестабильность частоты, связанная с нестабильностью фазового угла крутизны.

Исходя из всего выше сказанного, для данного каскада наиболее подходящим является высокочастотный транзистор малой мощности NPN- структуры n-p-n 2C3960. Приведём требуемые для дальнейших расчётов характеристики выбранного активного элемента в таблице 6.1.

Табл. 6.1 - Параметры АЭ автогенератора, представленного транзистором 2C3960

Максимальный постоянный ток коллектора,	0.05
Максимальное напряжение коллекторного перехода,	12
Максимальная средняя мощность на коллекторе,	0.4
Предельная частота коэффициента передачи тока в схеме с ОЭ,	1600
Ёмкость коллекторного перехода,	7
Статический коэффициент передачи тока в схеме с ОЭ,	40
Сопротивление базы,	20
Высокочастотное сопротивление насыщения,	4

Произведём энергетический расчет автогенератора, с учётом заданной на предыдущем этапе конструирования, его рабочей частоты :

С учётом заданного в приблизительных пределах к.п.д. контура , мощность на нагрузке будет определяться следующим образом:

Очевидно, что даже половинной значение граничной частоты (20 МГц) будет превышать значение рабочей частоты автогенератора более, чем в два раза, а значит инерционностью транзистора в дальнейшем можно полностью пренебречь.

Выбираем угол отсечки коллекторного тока и находим значения соответствующих коэффициентов Берга:

Определяем напряжение источника питания:

Принимая во внимания величины стандартного ряда значений источников питания, определяем .

Амплитуда переменного напряжения на коллекторе:

Остаточное напряжение на коллекторе:

Высота импульса коллекторного тока:

Постоянная составляющая коллекторного тока:

Первая гармоника коллекторного тока:

Сопротивление контура автогенератора на участке коллектор-эмиттер:

Подводимая к автогенератору мощность:

Мощность, рассеиваемая на коллекторе транзистора:

Перейдём к энергетическому расчету цепи базы:

Крутизна транзистора вычисляется по формуле:

Амплитуда напряжения возбуждения:

Постоянная составляющая тока базы:



Напряжение смещения, обеспечивающее требуемый угол отсечки :

Угол отсечки импульсов тока базы:

Входное сопротивление транзистора переменному току:

Мощность возбуждения:

Произведём расчет контура LC-автогенератора, для случая, когда он построен по схеме ёмкостной трехточки. Эквивалентная схема данной цепи приведена на рисунке 6.1.

Рисунок 6.1 - Контур LC-автогенератора в виде эквивалентной схемы ёмкостной трёхточки

Зададим волновое сопротивление контура , не забывая про значение рабочей частоты автогенератора ().

Индуктивность контура:

Ёмкость контура:

Коэффициент обратной связи автогенератора:

Зададимся добротностью ненагруженного контура .

Собственное сопротивление потерь контура:

Уточним значение к.п.д. контура с учетом потерь на возбуждение (в цепи базы):

Добротность нагруженного контура:

Внесённое в контур сопротивление:

Полное сопротивление нагруженного контура:

Коэффициент включения контура в цепь коллектора:

Ёмкость конденсатора :

Ёмкость конденсатора :

Ёмкость конденсатора :

Сопротивление потерь, внесенное в контур по цепи обратной связи:

Сопротивление потерь, обусловленное подключением к контуру внешней нагрузки :

Сопротивление связи с нагрузкой (сопротивление ветви контура, параллельно которой подключается нагрузка ):



7. Заключение

В ходе выполнения задания данного курсового проекта был спроектирован коротковолновый радиопередатчик с базовой модуляцией, рабочей частотой 27 МГц и мощностью 2 Вт.

На основании всего вышеизложенного, можно с уверенность сказать, что разработанный передатчик полностью соответствует поставленным в ТЗ задачам.

В качестве промежуточных этапов проектирования, были рассчитаны автогенератор, умножитель частоты, модулируемый каскад и усилитель модулированных колебаний. Также были определены номинальные значения содержащихся элементов, составлены электрические принципиальные схемы и определена роль каждого из каскадов как в структурной схеме передатчика. Определены требуемая мощность модулятора и произведен конструктивный расчет нагрузочной системы.

В качестве основных результатов проделанной, в ходе выполнения курсового проекта, работы, были составлены полная структурная и электрическая принципиальная схемы радиопередатчика и приведён полный список номинальных значений элементов (представлены в прил. А-В).

Нельзя не отметить едва ли не бесценную значимость приобретённых практических навыков аналитического расчёта, полученных в ходе данного курсового проектирования. Подобный опыт неоценим в ходе подготовки будущих специалистов инженерной направленности.

С точки зрения практического применения разработанного продукта, он может использоваться для связи на большие расстояния при радиолокации, радиовещании любительской радиосвязи и так далее. Основным достоинством диапазона коротких волн, а значит и разработанного передатчика (поскольку он и является коротковолновым), является свойство волн данного диапазона многократно отражаться от ионосферы и земной поверхности, что помимо значительной дальности передачи сигналов также позволяет “обходить” неоднородности земной поверхности.

Расчёты, проведённые в процессе проектирования радиопередатчика, полностью соответствуют ожидаемым значениям и физически обоснованы. Критических ситуаций в ходе работы не возникало. Все поставленные требования и задачи были выполнены. Поэтому, полученные результаты всецело можно признать успешными.



Список использованных источников

1. А.А. Чернышев, Л.И. Кирпиченко - ОС ТУСУР 6.1-97*. Система образовательных стандартов. Работы студенческие учебные и выпускные квалификационные. Образовательный стандарт ВУЗа. - Томск: ТУСУР, 2001. - 36 с.

2. ГОСТ 11326.0-78. Кабели радиочастотные. Общие технические условия. Под ред. В.П. Огурцов. - Издательство стандартов, 2003. - 36 с.

3. ГОСТ 27550-87. Конденсаторы постоянной ёмкости. Общие технические условия. Под ред. В.С. Бабкина. - Издательство стандартов, 1988. - 49 с.

4. ГОСТ 7113-77. Резисторы постоянные. Общие технические условия. Под ред. М.А. Глазунова. - Издательство стандартов, 1987. - 50 с.

5. ГОСТ 20718-75 Катушки индуктивности аппаратуры связи. Термины и определения. - Издательство стандартов, 1984. - 12 с.

6. А.Д. Бордус, Г.Д. Казанцев, А.Г. Ильин. Проектирование радиопередающих устройств на транзисторах. Методические указания. - ТУСУР, 2007. - 66 с.

7. Проектирование радиопередатчиков. Под ред. В.В. Шахгильдяна -М. Радио и связь, 2003. - 656 с.

8. Радиопередающие устройства: Учебник для вузов - Под ред. В.В. Шахгильдяна, 3-е издание, М.: Радио и связь, 2003. - 560 с.

9. P.M. Терещук, К.М. Терещук, С.А. Седов, Л.Б. Фукс. Малогабаритная радиоаппаратура. Справочник радиолюбителя. - Киев: Наукова думка, 1975. - 447 с.

10. А.А. Зайцев, А.И. Миркин; под ред. А.В. Голомедова. Полупроводниковые приборы. Транзисторы средней и большой мощности. Справочник. - М.: Радио и связь,1989. - 640 с.



Приложение Б Перечень элементов

Поз. обозначение	Наименование	Кол.	Примечание
	Конденсаторы
С1	К10-17 68 нФЧ40 В ОЖО 460 182 ТУ	1
С2, C9, C12	К10-17 68 пФЧ40 В ОЖО 460 182 ТУ	3
С3	К10-17 150 пФЧ40 В ОЖО 460 182 ТУ	1
С4	К10-17 20 нФЧ40 В ОЖО 460 182 ТУ	1
С5	К10-17 3000 пФЧ40 В ОЖО 460 182 ТУ	1
С6	К10-17 5 пФЧ40 В ОЖО 460 182 ТУ	1
С7	К10-17 16 пФЧ40 В ОЖО 460 182 ТУ	1
С8	К10-17 12 пФЧ40 В ОЖО 460 182 ТУ	1
C10	К10-17 100 пФЧ40 В ОЖО 460 182 ТУ	1
C11	К10-17 200 пФЧ40 В ОЖО 460 182 ТУ	1
С12	К10-17 120 пФЧ40 В ОЖО 460 182 ТУ	1
С14	К10-17 180 пФЧ40 В ОЖО 460 182 ТУ	1
Cбл1, Cбл2	К10-17 6 пФЧ40 В ОЖО 460 182 ТУ	2
	Индуктивности
L1	SMD 4.7 мкГн 10%	1
L2	SMD 2 мкГн 10%	1
L3	SMD 820 мкГн 10%	1
L4	SMD 2200 мкГн 10%	1
L5	SMD 8.2 мкГн 10%	1
L6, L7, L8, L9, L10, L11	SMD 1 мкГн 10%	6
	Резисторы
R1	МЛТ-0,125-2 кОм 10 %	1
R2	МЛТ-0,125-36 Ом 10 %	1
R3	МЛТ-0,125-91 кОм 10 %	1
R4	МЛТ-2-0.47 Ом 10 %	1
R5	МЛТ-1-1.8 Ом 10 %	1
R7	МЛТ-2-43 Ом 10 %	1
R6	МЛТ-2-16 Ом 10 %	1
	Транзисторы
VT1	2SC3960	1	Импортный
VT2	КТ610А	1
VT3	2Т922В	1
VT4	КТ903

Размещено на Allbest.ru