Основные параметры радиолокационной станции боевого режима, устройства защиты от активно-шумовых помех

Другой способ определения оптимального коэффициента передачи заключается в применении алгоритма параллельно-последовательной обработки входных сигналов (ППОС). Алгоритм ППОС, по сравнению с алгоритмом ПОС обладает следующими преимуществами:

большей динамической устойчивостью за счет исключения много связности системы;

высоким быстродействием;

простотой технической реализации;

более высокой устойчивостью к внутрисистемным ошибкам.

Особенностью данной системы является то, что ширина спектра сигнала компенсационных каналов равна f зондирующего сигнала. Однако такой вариант неработоспособен, так как:

1) идентичность основных и дополнительных каналов приема должна быть как можно более высокой, а в данной схеме частотные и фазовые характеристики каналов будут сильно отличаться из-за того, что в дополнительных каналах не осуществляется расфильтровка на частотные подканалы. Различия ЧХ и ФХ каналов будут оказывать сильное влияние на достижимый коэффициент подавления;

2) в дополнительных каналах период дискретизации должен быть равен 1/12,5 Мгц, что недостижимо для современного уровня развития цифровой техники;

3) наличие различных периодов дискретизации ведет к полной неработоспособности ячейки автокомпенсатора и, вследствие этого, всей системы в целом.

В этом случае система свободно от вышеуказанных недостатков не требует больших аппаратурных затрат. В качестве ячейки данной системы может быть использован обычный одноканальный автокомпенсатор, поэтому в дальнейшем будем рассматривать только его структуру, так как коэффициент подавления всей системы зависит от коэффициента подавления ее ячейки. Для компенсации АШП в основном канале необходимо, чтобы вектор помехи во вспомогательном канале был равен по амплитуде и противоположен по фазе вектору помехи в основном канале, то есть:

U = U0 + К. Uпом,

где К - комплексный коэффициент передачи вспомогательного канала.

При достаточно большой схема АК обеспечивает устойчивый режим установки коэффициента передачи, близкого к оптимальному и, следовательно, осуществляет минимизацию мощности помехи на выходе устройства.

Схема отличается:

- простотой технической реализации;

- присутствием корреляционной обратной связи (ОС), при которой схема устраняет ошибки возникающие при вычислении КП.

Так как эффективность подавления помехи полностью зависит от эффективности работы ячейки, которой является одноканальный АК, то в дальнейшем будем рассматривать только работу ячейки и все вопросы, связанные с ее функционированием.

3.2 Вывод алгоритма работы адаптивного фильтра АШП

Как было сказано ранее, эффективность работы многоканального адаптивного фильтра полностью определяется выбранной структурой построения и эффективностью работы одноканального АК. Для него справедливы следующие расчетные соотношения:

Uвых=U0+K. Uв-K.Uв;

Uвых=U0+K.Uв-K.Uв,

где Uвых и Uвых-прямая и ортогональная составляющие входного сигнала (основной канал);

Uв и Uв - прямая и ортогональная составляющие входного сигнала вспомогательного канала;

К и К - составляющие адаптивно настраиваемых коэффициентов передачи вспомогательных каналов.

Эти коэффициенты и с ОС могут вычисляться обычным способом:

Кп = Кп-1 Uвых Uo + Uвых Uп);

Кп = Кп-1 Uвых Uв + Uвых Uв),

где - параметр ОС.

Такой вариант вычисления Кп - классический.

Вычисления К и К требует определенных аппаратурных или программных затрат, что приводит к применению методов более простого (в ущерб точности) оценивания корреляционной связи сигнала. Решение задачи оценивания коэффициента корреляции сигналов на входе АК может быть получено за счет использования релейных или знаковых корреляторов.

Использование подобных корреляторов в обычном виде справедливо лишь для случая воздействия центрированной помехи с нормальным законом распределения. При воздействии помехи с другим законом распределения для использования в АК функции корреляции необходимо использование вспомогательных опорных сигналов.

Релейной функцией корреляции называется функция вида:

, где

N - число выборок усреднения.

sgn y =

Доказано, что для центрированного нормального случайного процесса:

xy(T) = xy(), где

xy(T) - коэффициент корреляции, оцененный обычным способом;

xy() - релейный коэффициент корреляции;

Исходя из этого, могут быть рассмотрены следующие варианты одноканального классического АК с релейным коррелятором.

Кп = Кп-1 Uвых sgnUo + Uвых sgnUп);

Кп = Кп-1 Uвых sgnUв + Uвых sgnUв).

Корреляционной функцией типа “знак-знак” или знаковой функцией называется функция вида:

;

Данная функция может быть выражена через вероятности совпадения знаков входных сигналов:

Rзн xy() = 4p - 1;

где р - вероятность совпадения знаков “-" и “+” входных сигналов.

Соотношение, связывающее знаковую и обычную корреляционные функции, имеет вид:

xy()= sinRзн xy();

Аппаратурная реализация этого выражения влечет за собой значительные затраты, поэтому, считая функции sin(x) монотонно связанными, будем использовать вместо sin(x) значение Rзн xy(). Потери, которые возникают при этом, оцениваются путем статистического моделирования. Учитывая вышеизложенное рассмотрим реализацию классического АК со знаковым коррелятором:

Кп = Кп-1 sgnUвых sgnUo + sgnUвых sgnUп);

Кп = Кп-1 sgnUвых sgnUв + sgnUвых sgnUв).

ЦАК данного типа изображен на рисунке 5.

Размещено на http://www.allbest.ru/

Рисунок 3 - Структурная схема ЦАК

3.3 Функциональная схема ЦАК и принцип ее работы

Схема такого автокомпенсатора представлена на рис. Автокомпенсатор выполнен по схеме с релейной корреляционной обратной связью, идеальным интегратором и модульным ограничением в цепи обратной связи. Первоначально преобразованный сигнал с упакованными во времени квадратурами поступает на регистры Pr КК cos и Pr КК sin, и поступает сигнал на вход регистра Pr ОК. Пришедшая информация записывается в регистры памяти. Автокомпенсатор выполняет комплексное умножение сигнала первого компенсационного канала на соответствующие весовые коэффициенты в перемножителях MPL1, MPL2, и вычитание в АЛУ суммы взвешенных сигналов компенсационных каналов из основного канала. Результат через схему ограничения и регистр Pr вых.АК поступает на выход.

Сигналы обратной АК с выхода регистра Pr ОС, через схему модульного ограничения, которая выполнена на ПЛМ, поступают регистр входа интегратора. Так же на регистр входа интегратора с регистров Pr КК cos и Pr КК sin Pr зн. поступают упакованные во времени знаки квадратур компенсационного канала. Сигналы с выхода регистра входа интегратора поступает на АЛУ выполняющего релейного коррелятора и интегратора.

Накопление сигнала ограничивается 20 разрядами, старшие 12 из которых используются в качестве весовых коэффициентов.

Схема обратной связи вырабатывают комплексные весовые коэффициенты которые записываются в СОЗУ ОС.

3.4 Принципиальная схема умножителя

Данным устройством является БИС умножителя 12Ч12 разрядов. Эта БИС (рис.) выполняется по ТТЛШ-технологии (зарубежный аналог MPY-12 фирмы TRW). Время умножения 12-разрядных чисел не превышает 110 нс, мощность потребления не более 3 Вт. На рис. показана структурная схема этой БИС:

X11 - X0 - 12-разрядный операнд, который может представлять собой 12-разрядное положительное число (число без знака) или дополнительный код числа X10 - X0 (число со знаком, X11 - знаковый разряд);

Y11 - Y0 - 12-разрядный операнд такого же назначения, что и X11 - X0;

TCX (Two's Complement - дополнительный код двойного числа) - указатель дополнительного кода числа X11 - X0 (ПРИ ТСХ=1);

TCY - указатель дополнительного кода числа Y11 - Y0;

СХ - тактовый сигнал записи X11 - X0 и TCX в регистр памяти RG;

CY - тактовый сигнал записи Y11 - Y0 и TCY в регистр памяти RG ;

MPL 12Ч12 (MPL - Multiplier) - матричный умножитель;

SU (Shift Unit) - сдвигающее устройство;

RS - (Right Shift - сдвиг вправо) - указатель присвоения знака произведения младшей группе разрядов p11 - p0;

SL - тактовый сигнал записи в регистр памяти младшей группе разрядов произведения (L - Least - младший);

SM - тактовый сигнал записи в регистр памяти старшей группе разрядов произведения (M - Most - старший);

FT - (Flag transparency - признак прозрачности) - указатель прозрачности регистров памяти произведения;

OEL, OEM (Output Enable) - разрешение выходов младшей и старшей групп разрядов произведения;

RND (Rounding - округление) - указатель округления произведения до 12 старших разрядов;

В таблице 1 приведены примеры вычислений произведений для операндов со знаком и без знака (операнды представлены в 16-ричной системе исчисления). В таблице приведены значения про изведения (RND=0) и без присвоения знака младшей группе разрядов произведения (RS=1). Если хотя бы одно число задано со знаком, то произведение выдается в дополнительном коде.

Таблица 1 - примеры вычисления произведений

Округление результата умножения производится при подаче сигнала RND=1. Значение сигнала RND записывается D-триггер импульсным сигналом

dCX CY = C*YdCX C*XdCY

т.е. перепадом любого из тактовых сигналов, при условии что другой равен нулю. Если этот триггер находится в состоянии Q=1, то в разряд p11 добавляется единица (число 211).

Присвоение знака младшей части произведения p11 - p0 производится по сигналу RS=0. Такое присвоение следует использовать только при умножении чисел со знаком (TCX=1, TCY=1). В этом случае модуль произведения представляется 22-разрядным числом p21-p0, а знак фиксируется в разряде p22. Результат умножения для чисел со знаком представляется в дополнительном коде и присвоение знака младшей группе разрядов производится с помощью сдвигающего устройства SU.

Значение сигнала FT=1 переводит регистры памяти произведения в прозрачный режим работы, при котором любые изменения прозрачных сигналов D сразу же передаются на выход (сигнал FT=1 блокирует действие тактовых сигналов CL и CM). Прозрачные D-триггеры могут быть выполнены на основе D/R-S-триггеров, описываемых функцией переходов Q+ =S (DdH QdH)·R. Если положить S=D·FT и R=D·FTFT (RS 0), то функция переходов будет иметь вид:

Q+=D·FT (DdH QdH)·D·FTFT

Из этой функции следует, что при FT=1 значение Q+=D не зависит от тактового сигнала.

Рисунок 4

Рисунок 5

ЗАКЛЮЧЕНИЕ

Для эффективного противодействия противнику необходимо, чтобы наши средства обнаружения имели возможность измерения 3-х координат цели, обладали большой дальностью обнаружения, высокими разрешающими способностями и точностными характеристиками, высокой помехозащищенностью. Целью дипломной работы являлся анализ основных параметров РЛС боевого режима, удовлетворяющий этим требованиям, и разработка устройства защиты от АШП. В результате выполнения работы получены следующие результаты:

1) произведено тактико-техническое обоснование и расчет основных параметров РЛС боевого режима;

2) сделан вывод о целесообразности применения цифровой обработки сигнала, позволяющей достичь целого ряда преимуществ, в том числе обеспечение высокой точности измерения координат, высокой помехозащищенности от различных помех и уменьшение объема аппаратуры;

3) разработана система защиты от АШП, выполненная по схеме параллельно-последовательной обработке сигналов;

4) разработана функциональная схема устройства защиты от активно-шумовых помех (АШП).

СПИСОК ИСПОЛЬЗУЕМОЙ ЛИТЕРАТУРЫ

1. Основы построения средств радиолокации. Часть 1. Уч. пособие - СПВУРЭ ПВО, 1998.

2. А.И. Палий. Радиоэлектронная борьба. - М.: Воениздат, 1989.

3. Основы построения средств радиолокации. Часть 2. Уч. пособие - ФВУ ПВО. 1999.

4. Б.Ф. Бондаренко. Основы построения РЛС РТВ. Уч. пособие - КВИРТУ, 1987.

5. Ширман. Разрешение и сжатие сигналов. - М.: Сов. радио, 1974.

6. В.А. Ржевкин. Проектирование радиоэлектронных систем. Часть 1. Уч. пособие. СПВУРЭ ПВО, 1998.

7. Г.И. Пухальский, Т.Я. Новосельцева. Цифровые устройства. - Политехника, 1996.

Размещено на Allbest.ru