Построения радиорелейной линии передачи через спутниковые системы

N	63	127	255	511	1023
БЧХ	Л	гб/гс	Л	Гб/Гс	Л	Гб/ГС	Л	Гб/Гс	Л	гб/гс
	3,3	7,5	4,0	14	4,9	24	5,6	43	6,1	77
Симплексный	4,04		4,52		4,92		5,3		5,4

Энергетическая эффективность БЧХ кодов сопоставима с эффективностью симплексных (заметим, что данные приведены для приема симплексных кодов «в целом» и поэлементного приема кодов БЧХ, поэтому, вообще говоря, по критерию минимума эквивалентной вероятности ошибочного приема информационного двоичного символа коды БЧХ являются более мощными), а использование полосы частот -- в десятки раз лучше. Двоичные БЧХ коды являются лучшими по энергетическому критерию известными двоичными кодами. Достоинством БЧХ кодов являются гибкость, позволяющая при заданной блоковой длине строить коды с необходимым сочетанием скорости и корректирующей способности. Благодаря этим свойствам БЧХ коды широко используются в радиоканалах современных ССС.

3.2 Сверточные коды

Сверточные коды относятся к классу непрерывных линейных кодов. Рассмотрим процедуру сверточного кодирования. Входная последовательность информационных символов разбивается на элементарные информационные блоки длиной k символов. Основу сверточного кодера составляет регистр сдвига длиной ООН двоичных элементов, кратной объему информационного блока . В состав кодера входит п многовходовых сумматоров по модулю 2, входы которых подключены к некоторым ячейкам регистра сдвига, причем каждая ячейка регистра сдвига может, вообще говоря, быть подключена к нескольким сумматорам.

Рис. 3.22 Кодер сверточного кода

При записи в регистр сдвига очередного информационного блока на выход кодера поступает последовательность символов кода, получаемая последовательным опросом всех сумматоров. Очевидно, что получаемая последовательность кодовых символов определяется не только текущим информационным блоком, но и (q - 1) предыдущими. Скорость сверточного кода равна k/n. Величина I * n/k = l/r называется длиной кодовых ограничений, которая во многом аналогична блоковой длине блочного кода. На рис. для примера показан кодер сверточного кода со следующими параметрами: /= 3, k = п = 2, г= ^/2.

На практике длина элементарного блока двоичных символов выбирается небольшой и часто k = 1. Длина регистра сдвига ограничивается сложностью процедуры декодирования и не превышает 10, типичным значением является 1=1. Скорость кода выбирается из следующего ряда: V3, У2, 2/3, 3Д и Неэффективность сверточного кода определяется не столько значениями перечисленных параметров, но и тем, каким образом соединены сумматоры с ячейками регистра сдвига. Задать сверточный код можно посредством таблицы коэффициентов его производящих многочленов. Например, для кода на рис. 3.22.можно записать:

Gx =111 G2 =101

В общем случае количество строк в таблице равно числу используемых сумматоров п , число элементов в строке соответствует длине регистра сдвига. Единица в каждой строке символизирует, что данный сумматор подключен к данной ячейке сдвига регистра, а ноль -- отсутствие соединения.

Параметром сверточного кода, характеризующим его помехоустойчивость, является минимальное свободное расстояние -- dc, определяемое как минимальное расстояние по Хэммингу между последовательностями сверточного кода на длине кодовых ограничений. Посредством машинного моделирования выявлены структуры «хороших» сверточных кодов, которые приведены в виде таблиц в справочной литературе. Хорошие сверточные коды со скоростью {/2 показаны в таблице 3.6.. В последнем столбце таблицы приведены найденные теоретически максимально возможные значения минимального свободного расстояния (^с)шах- Данные таблицы свидетельствуют о том, что по выбранному критерию представленные коды являются эффективными.

Таблица 3.6 Структура эффективных сверточных кодов с г = 1/2

Длина регистра	Структура кода	dc	(^с)шах
3	111 101	5	5
4	1111 1101	6	6
5	11101 10011	7	8
6	111011 110001	8	9
7	1111001 1011011	10	10
8	11111001 10100111	10	10

Широкому использованию сверточных кодов длительное время препятствовало отсутствие технически реализуемых алгоритмов их декодирования. Рекуррентный алгоритм последовательного декодирования [2] весьма сложен, при этом его характеристики достаточно далеки от идеальных и не исчерпывают возможностей используемых кодов. Существенным недостатком алгоритма последовательного декодирования и его известных модификаций [6] является неправомерная вычислительная нагрузка на декодер, что приводит к ситуациям, когда он отказывается от декодирования, причем вероятность отказа существенно больше вероятности ошибочного приема символа.

Декодер Витерби обеспечивает характеристики, близкие к характеристикам декодера максимального правдоподобия. Возможность аппаратурной реализации декодера Витерби базируется на нескольких предложенных им эффективных приемах вычислений. Упрощение расчетных алгоритмов и использование достижений в области технологии позволило для небольших значений / реализовать декодер Витерби в корпусе одной микросхемы. Более того, появилась возможность обеспечить декодирование с мягкими решениями на входе.

Именно наличие декодера Витерби обеспечило возможность широкого использования сверточных кодов в каналах связи современных ССС. Энергетический выигрыш эффективных сверточных кодов со скоростью 1/2 при использовании декодера Витерби с «мягкими» решениями на входе приведен в таблице 3.7.

Таблица 3.7 Энергетический выигрыш [дБ] сверточных кодов (скорость кода г = 1/2, декодер Витерби)

р	3	4	5	6	7	8
10 2	1,9	2,1	2,2	2,3	2,4	2,5
10"3	2,9	3,1	3,3	3,5	3,7	3,9
10"5	3,7	4,1	4,5	4,9	5,3	5,7

Таблица 3.7. иллюстрирует влияние скорости кода на пороговое отношение сигнал/шум для кодов с /= 7 и декодером Витерби.

Таблица 3.8 Пороговое отношение сигнал/шум [дБ] для сверточных кодов с разной скоростью кода

N. Р Г	ю4	10 5	10'6	10“7	10~8
7г	4,2	4,9	5,6	6,2	6,7
3Л	5,2	5,9	6,7	7,4	8,0
78	6,4	7,2	7,9	8,7	9,4

Сравнение с БЧХ кодами как лучшими двоичными блоковыми кодами показывает, что (для кодов с г= 3/4 и при р = 10“8) при блоковой длине БЧХ кода п = 127 энергетический выигрыш БЧХ и сверточного кода одинаков. При использовании БЧХ кодов большей блоковой длины может быть получен выигрыш до 2 дБ по сравнению со сверточным кодом. Это, конечно, не означает, что «тонкая структура» БЧХ кодов обеспечивает им преимущество перед сверточными кодами (скорее наоборот). Просто возможность практической реализации декодера Витерби только для сверточных кодов с небольшой длиной кодовых ограничений (при данном рассмотрении 1=7) приводит к тому, что хороший код с хорошим декодером («мягкие» решения на входе, близость к алгоритму максимального правдоподобия) проигрывает по эффективности возможно более плохому коду с более плохим декодером (БЧХ коды декодируются алгебраически), но имеющему настолько большую блоковую длину (что практически реализуемо), которая делает его настолько мощным, что все недостатки кодека маскируются. Поэтому с учетом возможности практического использования эффективность блоковых и сверточных кодов можно считать в первом приближении одинаковой.

При необходимости использования высокоскоростных сверточных кодов (г > У2) с точки зрения простоты технической реализации оказывается целесообразным строить их на основе кодеков кодов со скоростью х/2 путем выбрасывания по определенному правилу последовательности кодовых символов этого кода части символов. Такие сверточные коды называют перфорированными. Правило селекции (режекции) кодовых символов определяется матрицей перфораций, содержащей две строки, соответствующие двум сумматорам по модулю кодера кода с г = У2. Нули в матрице соответствуют позициям отбрасываемых символов. Рассмотрим в качестве примера кодер кода со скоростью 3/4 среднескоростных каналов ССС Intelsat. В качестве исходного взят код со следующими параметрами: 1=7, k= 1, п = 2, г-У2, G{ = 1011011, G2= 1111001.

Из данных таблицы 3.9. следует, что это эффективный код с минимальным свободным расстоянием, равным теоретически достижимому пределу. Последовательность кодовых символов с выходов сумматоров по модулю 2 поступает на перфоратор с матрицей перфорации 110/101, пропускающий на свой выход по 4 символа из каждых 6. Скорость кода на выходе перфоратора равна: (У2) * (бД) = 3Д- Поскольку в радиоканале используется 4-фазная ФМ, то нет необходимости мультиплексировать перфорированные последовательности символов с выходов сумматоров. Эти последовательности передаются независимо по синфазному и квадратурному каналам. На приемной стороне код со скоростью 3/4 трансформируется в код со скоростью У2 путем вставки на место перфорированных произвольных (для определенности нулевых) символов. Естественно, такая вставка никакой дополнительной информации не приносит, тем не менее она необходима для нормальной работы декодера, ориентированного на декодирование кода со скоростью У2. Перфорированные коды менее эффективны, чем неперфориро- ванные той же скорости. Однако при рационально выбранных элементах матрицы перфораций энергетический проигрыш невелик и составляет всего 0,1-0,2 дБ. Зато заметен выигрыш кодеков перфорированных кодов в простоте аппаратурной реализации и возможности унификации кодеков кодов разной скорости, которые отличаются лишь перфораторами-деперфораторами.

Эффективность перфорированных кодов зависит от структуры матрицы перфораций. Для лучших перфорированных сверточных кодов, полученных из рассмотренного кода Gt = 1011011, С2 = 1111001, матрицы перфораций имеют следующий вид

Таблица 3.9

	Г = 3Л	г=75	г=5/6	г = 78
	110	ни	11010	1111010
	101	1000	10101	1000101

Код со скоростью х/2

© loll loll ll ll loll |1 |1 |1 |1 ll loll lo loll I

© lololi li lolo lo lolo ll loll li loli lo li li 1

I 0 I 1 I 1 11 I 0 11 11 11 I 1 I 0 I 0 I 0 I

(4) I0I1I1I0I0I0I1I1I1I1I oTTI

© lo ll loll ll lololi loll ll loll I 0 I 0 I 0 I 0 I 0 I

© lolo ll ll lololo lolo ll loll ll lo ll lo lo ll I

Puc. 3.23. Кодер перфорированного кода

3.3 Каскадные коды

Как уже отмечалось, эффективность помехоустойчивых кодов повышается с ростом их длины. С другой стороны, при увеличении длины кода п экспоненциально растет сложность декодера. Частично разрешить возникающее противоречие позволяют каскадные коды [13]. При использовании каскадных кодов процедура кодирования осуществляется в несколько этапов. Кодовые символы, сформированные на предыдущем этапе, рассматриваются в качестве информационных для последующего этапа и вновь подвергаются процедуре избыточного кодирования. Декодирование осуществляется в последовательности, обратной кодированию. Основное достоинство каскадных кодов заключается в том, что кодирование-декодирование осуществляется последовательно несколькими независимыми устройствами. Это позволяет при большой эквивалентной длине кодов упростить Входные информационные символы реализацию кодеков по сравнению с однокаскадным кодированием.

Рис. 3.24 Двухкаскадное кодирование

Результирующая скорость каскадного кода равна произведению скоростей кодов отдельных каскадов.

Практическое применение нашли двухкаскадные коды (рис.3.24). Пере- межение-деперемежение символов между каскадами позволяет «разрушить» пакетную структуру ошибок, вносимых внешним кодеком и возможной неста- ционарностью помехи (например, из-за замираний сигнала на трассе распространения), чем обеспечиваются нормальные условия работы внутреннего кодека. В качестве внешних коорректирующих кодов обычно используются коды Рида-Соломона (PC-коды) и их модификации. Многоосновные РС-коды [14] характеризуются следующими параметрами: основание кода b = 2т, где ш -- целое положительное число, n = 2m-l,k<n -- произвольное целое число, d= п- k + 1. В соответствии с данным выше определением, PC-коды являются максимально разнесенными. Коды Рида-Соломона являются обобщением БЧХ кодов в том смысле, что двоичные коды БЧХ могут быть получены из РС кодов путем вычеркивания всех кодовых слов, содержащих символы, отличные от 0 и 1. Входящая последовательность информационных символов разбивается на k одинаковых блоков по т символов в каждом. Каждый из 2т возможных блоков интерпретируется как один из символов 2ш-основного кода. Символы кодируются (п, k) кодом РС, каждое кодовое слово которого содержит т двоичных символов. Энергетический выигрыш кода увеличивается с увеличением т и имеет вид кривой с насыщением (рис. 1.1.7.13). Одновременно растет сложность реализации декодера. Поэтому на практике ограничиваются небольшими т. Типичным значением т является т = 8 (Ь = 256). Важным достоинством РС кодов является возможность корректировать пакты ошибок длиной до т символов. Это позволяет в некоторых случаях обойтись без достаточно громоздкой процедуры деперемежения символов.



Рис. 3.25 Энергетический выигрыш РС кода в зависимости от параметра т

Рис.3.26 Пороговое отношение смгнал/шум для каскадных кодов 1 -- Безызбыточный код, 2 -- Сверточный -- декодер Витерби с «мягкими» решениями на входе, / = 7, г= 7Д» 3 -- Сверточный - декодер Витерби, г = 3/4, 4 -- Сверточный -- декодер Витерби, г= х/2, 5 -- Каскадный код РС (225,205) + сверточный, г = У8, 6 -- Каскадный код РС (225,205) + сверточный, г = 3Д» 7 -- Каскадный код РС (225,205) + сверточный, г = V2

В качестве внутреннего кода можно использовать блоковые и непрерывные коды. Благодаря высокой эффективности и относительной простоте реализации наибольшее распространение получили сверточные коды с декодированием по алгоритму Витерби и «мягкими» решениями на выходе первой решающей схемы.

Рассмотрим в качестве типичного примера стандартный двухкаскадный код, используемый в среднескоростных каналах сети Intelsat [1.1.7.15]. На внешней ступени используются один из (126,112), (225,205), (219,201) или (194,178) модифицированных кодов РС с b = 28 = 256. Внутреннее кодирование осуществляется сверточным кодом с возможными скоростями г = У2, 3/4 или 7/8. Характеристики внутреннего и двухкаскадного кодов показаны на рис. 3.26. Кривые построены для случая декодирования сверточного кода с использованием алгоритма Витерби и «мягким» решением на входе декодера алгебраического декодирования внешнего кода.

3.4 Турбокоды

Основная идея турбокодирования заключается в использовании итерационной процедуры декодирования при помощи декодеров с «мягкими» решениями на выходе. Укрупненная блок-схема кодека турбокода приведена на рис.3.27. Последовательность информационных символов на входе кодера разбивается на блоки фиксированной длины. Информационные символы поступают в кодер 1, формирующий последовательность проверочных символов П1. Одновременно этот же блок информационных символов через перемежитель поступает на второй кодер, формирующий последовательность проверочных символов П2. Проверочные символы П1 и П2 и соответствующий информационный блок мультиплексируются и передаются по каналу связи.

Сигнал на входе декодера при помощи схемы синхронизации разделяется на информационную и проверочную части и в виде чисел («мягкие» решения на входе) поступает на два декодера. Особенностью декодеров является «мягкое» решение на выходе. Это означает, что декодер не выносит окончательного решения о том, какая конкретно последовательность информационных символов была передана, а формирует последовательность чисел, каждое из которых пропорционально вероятности того, что соответствующий информационный символ Декодирован правильно. Процедура декодирования носит итерационный характер, причем при каждой итерации декодер 1 использует «мягкие» решения декодера 2 для коррекции своих собственных решений и наоборот. После выполнения заданного числа итераций выносится окончательное решение о содержании принятого информационного блока.

Поскольку алгебраические декодеры не допускают «мягких» решений на выходе, основными кандидатами для использования в описанной схеме кодирования-декодирования оказались сверточные коды. Алгоритм декодирования Витерби был модифицирован таким образом, чтобы обеспечить возможность получения «мягких» решений на выходе [16]. Несмотря на кажущиеся перспективы, турбокодирование сверточных кодов, названных параллельно-каскадированными сверточными кодами, не привело к ожидаемым результатам. Во-первых, сложность реализации алгоритма Витерби с «мягкими» решениями на выходе делает его широкое практическое использование весьма сомнительным.

а) кодер

б) декодер

Рис. 3.27. Кодек турбокода

Во-вторых, если при достаточно больших вероятностях ошибочного приема двоичного символа (порядка 10~5) коды показывали свою высокую эффективность -- проигрыш потенциальному пределу Шеннона составил величину всего около 1 дБ, -- то при более реальных меньших вероятностях ошибки экспоненциальные зависимости от отношения сигнал/шум изгибались вверх, словно демонстрируя стремление к некоторому ненулевому значению. Поэтому широкое распространенное каскадирование РС и сверточных кодов оставалось предпочтительным.



Рис. 3.28. Влияние числа итераций на эффективность турбокодека МТК [ТРС -- Turbo Product Code], декодируются поблочно: сначала строки, а затем столбцы (или наоборот)

Мягкие решения относительно информационных символов, полученные в результате предыдущей итерации, используются в качестве входных величин для последующей, что напоминает разгадывание кроссворда. При увеличении числа итераций растет энергетический выигрыш кода, но увеличивается и задержка, вносимая декодером. Для примера на рис. 3.28. показано влияние числа итераций на эффективность кода (4096,3249), построенного на базе расширенного кода Хэмминга (64,57). Как следует из приведенных зависимостей, при числе итераций более 8 выигрыш кода увеличивается незначительно (так, увеличение числа итераций с 8 до 16 приводит к дополнительному выигрышу не более 0,1 дБ). Для кодов с большей блоковой длиной необходимое число итераций оказывается большим (до 20-30).

Характеристики некоторых МТК приведены в таблице [7]. В качестве составляющих для представленных в таблице кодов использованы расширенные коды Хэмминга с проверкой на четность.

Матричные турбокоды оказались эффективнее традиционных каскадных кодов. С учетом относительной простоты технической реализации процедуры кодирования-декодирования это позволяет говорить о том, что впервые за последние десятилетия достигнут реальный прогресс в области помехоустойчивого кодирования для каналов с аддитивным белым нормальным шумом.

Подкупающим достоинством МТК является также гибкость, обеспечивающая возможность выбора их основных параметров (скорости, блоковой длины) в широком диапазоне возможных значений, обеспечивая требования конкретных технических приложений, а также и то, что эти коды, являясь, в отличие от исполь зуемых каскадных, чисто блоковыми, идеально подходят для пакетной передачи информации.

Таблица 3.10 Характеристики некоторых МТК

Код	Структура	Скорость кода	Пороговое отношение hn2 [дБ] при р -- 10~8
(4096,3249)	[(64,57) * (64,57)]	0,793	3,7
(4096,2028)	[(32,26) * (32,26) * (4,3)]	0,495	2,4
(4096,1331)	[(16,11) - (16,11) - (16,11)]	0,325	1,4
(16348,10140)	[(32,26) (32,26) (16,15)]	0,619	1,9
(16348,7436)	[(32,26) (32,26) (16,11)]	0,454	1,3

На рис.3.29 представлены зависимости вероятности ошибочного приема символа от отношения сигнал/шум для лучших из рассмотренных в настоящем разделе кодов при типовом значении скорости примерно 0,8. При р = 10“8 матричный турбокод обеспечивает выигрыш около 2 дБ по отношению к традиционно используемым каскадным кодам, причем проигрыш МТК потенциальному пределу менее 2 дБ. Столь высокие характеристики МТК удалось получить в первую очередь благодаря появившейся возможности увеличить блоковую длину кода при приемлемой сложности декодера и использованию итерационной процедуры декодирования с «мягкими» решениями на выходе.



Рис.3.29. Сравнительная эффективность различных кодов 1 -- Безызбыточный код, 2 -- Сверточный -- декодер Витерби, г= 0,75, 3 -- Каскадный код (РС -- сверточный), г =0,789, 4 -- Матричный турбокод, г =0,793, 5 -- Теоретический предел Шеннона, г = 0,8

Выводы к главе 3

1. Энергетическая эффективность при использовании длинных кодов достаточно высока (при п = 1023 Г| = 5,6 дБ), однако полоса частот используется чрезвычайно неэффективно. Симплексные коды оптимальны по критерию минимума вероятности трансформации кодовой комбинации, и областью их применения могут быть технические приложения, в которых требуется максимально безошибочная передача информационных блоков при отсутствии ограничений на занимаемую полосу частот, например, низкоскоростные командные радиолинии для объектов дальнего космоса.

2. При достаточно больших вероятностях ошибочного приема двоичного символа (порядка 10~5) коды показывали свою высокую эффективность -- проигрыш потенциальному пределу Шеннона составил величину всего около 1 дБ, -- то при более реальных меньших вероятностях ошибки экспоненциальные зависимости от отношения сигнал/шум изгибались вверх, словно демонстрируя стремление к некоторому ненулевому значению. Поэтому широкое распространенное каскадирование РС и сверточных кодов оставалось предпочтительным.

3. Столь высокие характеристики МТК удалось получить в первую очередь благодаря появившейся возможности увеличить блоковую длину кода при приемлемой сложности декодера и использованию итерационной процедуры декодирования с «мягкими» решениями на выходе.

Заключение

Таким образом, в магистерской диссертационной работе решены следующие задачи:

1. Из анализа существующих работ и литературного обзора выявлено: Подавляющая часть существующих ССС использует для размещения СР геостационарную орбиту, основными достоинствами которой являются возможность непрерывной круглосуточной связи и практически полное отсутствие доплеровского сдвига частоты. Вследствие этого при достижимых на сегодняшний день точностях удержания СР в рабочей точке на орбите и систем ориентации бортовых антенн на ЗС нет необходимости использовать достаточно сложные и дорогие следящие системы наведения антенн. Это существенно снижает стоимость наземного сегмента ССС и затраты на его эксплуатацию.

2. Число спутников-ретрансляторов на геостационарной орбите ограничивается международными нормами.

3. Составлена нами программа к микрокалькулятору -- для вычисления данных предварительного наведения приемной антенны на ТВ спутник:

Для этого предлагается воспользоваться микрокалькулятором типа Электроника МК.61». В ряде случаев вполне подойдет и «Электроника МК52». Так как, программа для обоих относительно проста. Она содержит всего-навсего 48 шагов.

4. Предложено устройство, обеспечивающее точное наведение параболической антенны на геостационарные спутники телевизионного вещания диапазонов 11 и 12 ГГц. Индикатор работает в интервале промежуточных частот 0,95...1,7 ГГц при уровне входного сигнала 0,1...0,5 мВ. Коэффициент усиления сигнала СВЧ -- 30...36 дБ. Входное сопротивление -- 75 Ом. Напряжение питания -- +9...20 В. Потребляемый ток-- не более 50 мА.

5. Энергетическая эффективность при использовании длинных кодов достаточно высока (при п = 1023 Г| = 5,6 дБ), однако полоса частот используется чрезвычайно неэффективно. Симплексные коды оптимальны по критерию минимума вероятности трансформации кодовой комбинации, и областью их применения могут быть технические приложения, в которых требуется максимально безошибочная передача информационных блоков при отсутствии ограничений на занимаемую полосу частот, например, низкоскоростные командные радиолинии для объектов дальнего космоса.

6. При достаточно больших вероятностях ошибочного приема двоичного символа (порядка 10~5) коды показывали свою высокую эффективность -- проигрыш потенциальному пределу Шеннона составил величину всего около 1 дБ, -- то при более реальных меньших вероятностях ошибки экспоненциальные зависимости от отношения сигнал/шум изгибались вверх, словно демонстрируя стремление к некоторому ненулевому значению. Поэтому широкое распространенное каскадирование РС и сверточных кодов оставалось предпочтительным.

7. Столь высокие характеристики МТК удалось получить в первую очередь благодаря появившейся возможности увеличить блоковую длину кода при приемлемой сложности декодера и использованию итерационной процедуры декодирования с «мягкими» решениями на выходе.

Литература

1. Цуриков Г. и др. Прием СТВ. Антенна для частот 11...12 ГГц. -- Радио1990, N4, С.48-53, 88.

2. Бедак Н. Приставка к ТВ для приема спутниковой программы. -- Радио; 1998, N1, С.12...15.

3. Родионов В.М. Линии передачи и антенны УКВ. -- М.: Энергия, 1977.

4. Живков А. «Наведение приемных антенн на геостационарные спутники». Радюаматор.-- 1993, № 2.2. «Прием телевидения и радиовещания со спутников». Д. Ю. Бэм, М. Е. Ильченко, А. П. Живков.-- Киев: Техника, 1992 -- 176 с.

5.Радиорелейные и спутниковые системы передачи. / Под.ред. НемировскогоА.С. М.:Радио и связь,1986.

6.Системы радиосвязи. / Под ред. Калашникова Н.И. М.: Радио и связь,1988.

7.М.М.Макеева. Радиорелейные линии связи. М.: Радио и связь, 1988.

8. Спутниковая связь и вещание. / Под ред. Кантора Р.Я. М.: Радио и связь, 1997.

9.Джалалов А.К. Установка азимута и угла для предварительного наведения приемной антенны на геостационарный спутник. «Диссертация устида иш якунлари бўйича магистратура талабаларининг илмий - амалий конференцияси материаллари» © Тошкент темир йўл му?андислари институти (ТошТЙМИ), 2012 й.

10. Джалалов А.К. Разработка индикатора наведения антенны на спутник.

11. Джалалов А.К. Дискремблер кодированных спутниковых телеканалов.

Приложение

Установка азимута и угла для предварительного наведения приемной антенны на геостационарный спутник

Вопрос установки азимута и угли наведения приёмный антенны на геостоцанарный спутник является актуальной задачей. Так как от правильной и точной установки антенн завесить качество принимаемого сигнала. Из литературы [1;2] известно, что данные для наведения приемной антенны на геостационарный спутник -- азимут и угол места (рис.1) можно определить по следующим формулам:

гдe: -- географическая долгота подспутниковой точки, то есть позиция спутника на геостационарной орбите;

-- географические долгота и, соответственно, широта точки приема.



Рис.1. Установка азимута и угла для предварительного наведения приемной антенны на ТВ спутник

Целью работы является ускорения расчетов и исключения ошибок. Для этого предлагаем воспользоваться микрокалькулятором типа Электроника МК.61». В ряде случаев вполне подойдет и «Электроника МК52». Тем более, что программа для обоих относительно проста. Она содержит всего-навсего 48 шагов.

Задачей является составление программы к микрокалькулятору -- для вычисления данных предварительного наведения приемной антенны на ТВ спутник.

Перед вычислениями в регистры памяти микрокалькулятора необходимо ввести исходные данные.

Причем первые три величины должны быть выражены в градусах и минутах, а не долях градуса.

Кроме того, рекомендуется определять r и r с точностью не ниже 30'. В качестве примера приведем расчет установки антенны для приема телевизионных сигналов со спутника EUTELSAT II F1 (р = 13° в.д.).

По топографической карте или из справочников находим широту и долготу: r = 50°30' и r = 30°30'. Введя все это в программу, осуществляем переход микрокалькулятора в режим вычисления, для чего нажимаем на клавиши В/О и С/П. Первым высвечивается значение азимута (202,13545), то есть примерно 202°14'. Затем вновь нажимаем клавишу С/П. На индикаторе высвечивается уже значение угла места (29,481648). Полученную величину округляем до 29°48'.Суммарное время выполнения программы -- около 20 с.

Предлагаемое для повторения устройство обеспечивает точное наведение параболической антенны на геостационарные спутники телевизионного вещания диапазонов 11 и 12 ГГц.

Научной новизной является оптимальная быстрота расчета и точность, для наведения антенны на геостоцианарный спутник.

Практической значимостью данной работы является возможность широкого применения при предварительном наведении антенны на спутник.

Окончательную же юстировку рекомендуется проводить по качеству принимаемого сигнала.

Для реализации достаточно надежной зашиты от несанкционированного просмотра программ, используется многовариантная адресная система кодирования, разработанная в России и используемая многими коммерческими студиями телевидения. Визуально у кодированной программы отсутствует строчечная и кадровая синхронизация. При просмотре полного телевизионного сигнала при помощи осциллоскопа удалось обнаружить, что в кодированном сигнале отсутствуют кадровые синхроимпульсы, а вместо строчечных импульсов передаются импульсы синхронизации, показанные на рис.1.



A)

Б)

Рисунок 1. Импульсы синхронизации

Количество строк, в течение которых передаются сигналы рис.1(а) и рис.1(б), периодически изменяется и это является одним из вариантов кодирования. Меняется также и длительность импульсов высокого уровня (75% уровня белого), изображенных на рис.1 пунктирной линией. Адрес абонента и информация о способе кодирования передается в течение 1 мкс в конце каждой строки. Однако разработчики описываемой системы кодирования телевизионных программ допустили некоторые оплошности, которые позволяют легко сделать дискремблер, способный преобразовывать кодированную программу в стандартный полный цветной телевизионный сигнал (ПЦТС) при использовании на передающей стороне любого из заложенных в системе способа кодирования.

Изготовить такой дискремблер можно, используя то обстоятельство, что положение места перехода с импульсов низкого уровня (уровень ниже черного) на импульсы высокого уровня (рис.1) является постоянным во времени и совпадает с началом строчечных синхроимпульсов. Кадровые синхроимпульсы можно получить, ведя счет количества переданных строк.

Кадровая синхронизация осуществляется с помощью подсчета числа строк. Для этого удобно использовать напряжение накала кинескопа (ЭЛТ). (Практически во всех современных телевизорах напряжение накала на кинескоп подается с трансформатора строчечной развертки и содержит высшие гармонические составляющие, которые необходимы для работы дискремблера.) На транзисторе VT1 и колебательном контуре L1, C2 происходит выделение второй гармоники строчечной частоты. После инвертирования на элементе DD3.1 удвоенная частота строчечной развертки приходит на счетный вход микросхемы DD5.

Элементы DD3.2, DD3.3, DD3.4, DD4 служат для формирования импульсов кадровой синхронизации, которые появляются на выходе элемента DD4.2, и сброса счетчика DD5. Кнопка S1 предназначена для подстройки фазы импульсов кадровой синхронизации. Таким образом, на один из входов элемента DD2.3 приходят импульсы кадровой частоты длительностью 288 мкс (4,5 строки). Другой вход элемента DD2.3 подключен к конденсатору С10, который заряжается импульсами строчечной синхронизации, в случае приема кодированного сигнала. При приеме обычных телепрограмм напряжение на входе 9 элемента DD2.3 соответствует логическому нулю, и работа дискремблера автоматически прекращается. Итак, при приеме кодированных программ, после инвертирования транзистором VT6, импульсы кадровой синхронизации попадают на вход элемента DD2.4, который, совместно с элементами VD8, R25, C11 и DD1.6, выполняет функцию их "нарезки" (рис.2). "Нарезка" кадровых синхроимпульсов необходима для обеспечения строчечной синхронизации во время прохождения кадровых синхроимпульсов. После этого кадровые синхроимпульсы тем же способом, что и строчечные врезаются в ПЦТС. Внешний вид декодированного сигнала показан на рис.3.



Рисунок 2. Импульсы кадровой синхронизации

На транзисторе VT9 собран стабилизатор напряжения питания.

А)

Б)

Рисунок 3. Декодированный сигнал

Конструкция и детали

Все резисторы, использованные в дискремблере, рассчитаны на мощность 0.125 Вт. Исключением является R26, который должен обеспечивать рассеивание мощности порядка 0.5 вт. Отклонения номиналов элементов: С2, С6, С11, R12, R25 - ± 5%, остальные - ± 20%. Индуктивность L1 намотана на тороидальном магнитопроводе из феррита марки М200НН габаритными размерами 20х12х4 мм и содержит 110 витков повода ПЭВ 0.1. К добротности катушки L1 не предъявляется жестких требований, поэтому возможна ее намотка на любом другом магнитопроводе. Все транзисторы и диоды могут иметь любые буквенные индексы. Вместо DD1 можно применить К533ТЛ2; вместо DD2 - К133ЛА3, К155ЛА3, К533ЛА3, К1533ЛА3; вместо DD3 - К564ЛА7, К176ЛА7. DD4 - К564ЛЕ10, К176ЛЕ10. Конденсаторы С12, С13 необходимо расположить в непосредственной близости от микросхем DD1, DD2.

До работы с установкой для приема спутникового телевизионного вещания необходимо ее параболическую антенну точно ориентировать на спутник, юстировать и фокусировать. Чтобы облегчить эти процессы, нужен относительно простой прибор, который позволил бы это делать рядом с антенной. В дальнейшем прибор можно было бы использовать при работе с установкой для точного наведения антенны на спутники. Ниже мы предлагаем описание такого разработанного прибора, который можно питать как от батареи элементов, или аккумуляторов, так и по кабелю, соединяющему конвертер СВЧ с тюнером.

Целью работы является разработка индикатора наведения аннтенны на спутник с энергосбережения.

Предлагаемое устройство обеспечивает точное наведение параболической антенны на геостационарные спутники телевизионного вещания диапазонов 11 и 12 ГГц. Индикатор работает в интервале промежуточных частот 0,95...1,7 ГГц при уровне входного сигнала 0,1...0,5 мВ. Коэффициент усиления сигнала СВЧ -- 30...36 дБ. Входное сопротивление -- 75 Ом. Напряжение питания -- +9...20 В. Потребляемый ток-- не более 50 мА.



Рис.1. Принципиальная схема индикатора

Для ориентирования антенны на спутник индикатор, принципиальная схема которого изображена на рис. 1, включают между конвертором СВЧ и тюнером.

При этом на него и на конвертер поступает одно и то же напряжение питания с тюнера. Другой вариант предполагает подачу напряжения питания +12В от аккумуляторной батареи или батареи элементов через дроссель индуктивностью 100мкГн на разъем XW2. При этом к кабелю, по которому подводят напряжение питания, должен быть подключен через конденсатор емкостью 1000пф резистор сопротивлением 75Ом. К коллектору транзистора VT6 подсоединен амплитудный детектор на диоде VD5 с фильтром R18 C17. Про детектированный сигнал усиливается усилителем постоянного тока на ОУ DA1. Его коэффициент усиления по напряжению равен 100. К выходу ОУ подключен стрелочный индикатор, показывающий уровень входного сигнала. Построечным резистором R26 балансируют ОУ так, чтобы компенсировать начальное напряжение смещения самого ОУ и шумы конвертера СВЧ. На микросхеме DD1. транзисторах VT4, VT5 и диодах VD3, VD4 собран преобразователь напряжения для питания ОУ. На элементах DD1.1, DD1.2 выполнен задающий генератор, вырабатывающий прямоугольные импульсы с частотой следования около 4кГц. Транзисторы VT4 и VT5 обеспечивают усиление по мощности этих импульсов. На диодах VD1, VD4 и конденсаторах С13, С14 собран умножитель напряжения. В результате на конденсаторе С14 формируется отрицательное напряжение -12В при напряжении питания конвертера +15 В. Напряжения питания ОУ стабилизированы на уровне 6,8В стабилитронами VD2 и VD6.

Усилитель СВЧ выполнен навесным монтажом. В качестве точек монтажа использованы опорные конденсаторы С4, С5, С8-С10, С12, С15, С16. Линии L1-L4 представляют собой отрезки медного посеребренного провода длиной 13 и диаметром 0,6 мм, которые впаяны в боковую стенку латунного экрана и на высоте 2,5 мм над платой. Все дроссели -- бескаркасные с внутренним диаметром 2 мм, намотаны проводом ПЭЛ 0,2. Отрезки провода для намотки имеют длину 80 мм. Входным разъемом XW1 служит кабельный (75 Ом) разъем С(Г). К выходу устройства подключен выходной разъем от неисправного конвертера СВЧ. В устройстве применены постоянные резисторы МЛТ и построечные СП5-1ВА, конденсаторы КД1 (С4, С5, С8-С10, С12, С15, С16) диаметром 5 мм с отпаянными выводами и КМ, КТ (остальные). Оксидные конденсаторы -- К53. Индикатор с током полного отклонения 0,5...1 мА -- от любого магнитофона. Вместо транзисторов КТ3123АМ (VT1-VT3, VT6) могут быть применены транзисторы КТ3123БМ, КТ3123ВМ или КТ3101АМ, КТ3115А-2, КТ391А-2. При замене транзисторов структуры p-n-р на транзисторы структуры n-p-n перемычка между выводом катода диода VD1 и конденсатором С5 (рис. 2) должна быть снята и на конденсатор С5 должно быть подано напряжение с минусового вывода конденсатора С14. Транзисторы VT4 и VT5, в этом случае должны быть КТ3102ВМ и КТ3107В соответственно, а сопротивления резисторов R12 и R14 уменьшены до 30 Ом.

Микросхему К561ЛА7 можно заменить на К176ЛА7 или К1561ЛА7, К553УД2 на К153УД2 или КР140УД6, КР140УД7.

Налаживание устройства начинают с проверки цепей питания. Временно отпаивают резисторы R9 и R21. После подачи положительного напряжения питания +12В измеряют напряжение на конденсаторе С14, которое должно быть не менее - 10В. В ином случае по осциллографу убеждаются а наличии переменного напряжения на выводах 4 и 10 (11) микросхемы DD1. Если напряжение отсутствует, убеждаются в исправности микросхемы и правильности монтажа. Если переменное напряжение присутствует, проверяют исправность транзисторов VT4, VT5, диодов VD3, VD4 и конденсаторов С13, С14. После налаживания преобразователя напряжения припаивают резисторы R9, R21 и проверяют напряжение на выходе ОУ и добиваются нуля подстройкой резистора R26. Значения напряжений на эмиттерах транзисторов усилителя СВЧ указаны на схеме, при необходимости подбирают резисторы базовых делителей. После этого на вход устройства подают сигнал напряжением 100 мкВ, частотой 1,25 ГГц с генератора СВЧ. Резистором R24 добиваются полного отклонения стрелки индикатора РА1.



Рис.2. Монтажная плата индикатора

Разработанный индикатор будет применён на железнодорожном транспорте для организации спутниковой связи с подвижными объектами составов поездов. Это обеспечивает точное наведение радиолокационных станции параболической антенной через спутниковой телевизионной передачи на диапазоне до 12Ггц, это устройство даёт возможность качественной радиосвязи между диспетчером поездной службы и машинистом.

Размещено на Allbest.ur