Стабілізатори

Призначення та класифікація стабілізаторів, принцип їх дії. Параметричні стабілізатори постійної та змінної напруги. Компенсаційні лінійні транзисторні стабілізатори напруги неперервної дії. Силові каскади без гальванічної розв'язки входу й виходу.

Рубрика Коммуникации, связь, цифровые приборы и радиоэлектроника
Вид курсовая работа
Язык украинский
Дата добавления 13.07.2013
Размер файла 2,7 M

Отправить свою хорошую работу в базу знаний просто. Используйте форму, расположенную ниже

Студенты, аспиранты, молодые ученые, использующие базу знаний в своей учебе и работе, будут вам очень благодарны.

Стабілізатор за схемою наведеною на рис. 27в можуть бути застосовані також як джерело опорної напруги. Вихідна напруга цього стабілізатора задана дільником R1, R2. Ланка зворотнього зв'язку містить діод VD1 та дільник R3, R4. В стабілізаторі передбачена температурна компенсація напруги зміщення нуля застосуванням діода, напруга на переході якого змінюється пропорційно зміні температури довкілля. Вихід підсилювача під'єднано до неінвертувального кола керування (driver), який керує регулювальним транзистором, й окрім цього, забезпечує частотну корекцію, компенсує вплив ємності навантаги, що дозволяє підключити до виходу LDO-стабілізатора конденсатор будь-якого типу.

А б

в

Рисунок 27 - Функціональні схеми "low drop" стабілізаторів: а - стабілізатор типу L4940; б - схема підключення відповідно; в - спрощена електрична LDO - стабілізатора anyСАР.

Одним із найважливіших параметрів стабілізаторів є значення розсіювальної потужності регулювальним транзистором (найбільший складник потужності втрат).

Спочатку визначимо мінімальне значення вхідної напруги:

, (45)

де q - коефіцієнт регулювання вхідної напруги вгору від номінального.

Відповідно, значення номінальної та максимальної напруги:

(45а)

(45б)

де в - коефіцієнт зменшення вхідної напруги від номінальної, а - коефіцієнт зростання вхідної напруги від номінальної.

Тоді значення розсіювальної потужності регулювальним транзистором

(46)

де h - коефіцієнт регулювання вихідної напруги додолу.

Якщо значення потужності розсіювання перевищує допустиме - необхідно виконати розрахунок тепловідводу (радіатора) - див. п. 4.

Далі визначаємо залежність модуля вихідного імпедансу від частоти.

5.4 Вихідний імпеданс транзисторного стабілізатора

Одним з основних параметрів, який впливає на якісні показники ДВЕЖ також є його вихідний імпеданс.

Цей параметр є особливо важливий за умови змінення навантаги в широкій смузі частот (аудіо- та відеотехнічні системи), або імпульсному характері навантаження (цифрові кола).

Частотно-залежний характер вихідного імпедансу ТСН зумовлено частотно-залежним характером коефіцієнта передавання тракта керування та параметром регулювального транзистора.

В операторній формі вихідний опір ЛТСН визначає вираз:

, (47)

де , (47а)

, (47б)

де , - відповідно сталі часу та граничні значення частот та , за яких модулі коефіцієнтів зменшуються до 0,707=1/ відносно значень та К в області низьких частот.

Для подальшого аналізу, синтезуємо схему вихідного імпедансу ТСН, за умов, що значення та істотно відрізняються між собою.

За з урахуванням (47а) запишемо (47б) у формі

(48)

де .

Діленням знаменника (48) на чисельник, отримаємо комплексну вихідну провідність ТСН, яку можна записати у формі:

, (49)

де , , . (49а)

Аналогічно за: , якщо та матимемо:

, , (49б)

Параметри еквівалентної схеми за різних умов відповідно до (49)...(49б) наведено в табл. 2.

Рисунок 28 - Вхідний імпеданс ЛТСН, а - еквівалентна схема, б - залежність модуля імпедансу від частоти

Вихідний опір активної частини ТСН моделює паралельне з'єднанням гілки з активного опору і з послідовним з'єднанням активного опору та індуктивності (рис. 28а).

Вихідний імпеданс ЛТСН залежить від частоти та параметрів еквівалентної схеми та має характер кривої 1 (рис. 28б).

З урахуванням впливу ємності вихідного конденсатора залежність має резонансний характер. Частоту першого резонансу визначають параметри еквівалентної схеми ЛТСН та вихідного електролітичного конденсатору.

Таблиця 2 Еквівалентні параметри модуля вихідного імпедансу ЛТСН.

параметри

умови

низькочастотний

регулювальний

каскад

низькочастотний

підсилювальний

каскад

Для транзисторів і конденсаторів різних типів, а також для різних елементів кола зворотного зв'язку частота є у діапазоні одиниць - десятків кілогерців. Із зростанням частоти модуль зменшується через зменшення ємнісного опору конденсатора до резонансної частоти, але в зв'язку із залежністю ємності вихідного конденсатора від частоти та індуктивності його виводів за спостерігається зростання . Для нейтралізації цього явища конденсатор шунтують безіндуктивним (керамічним або плівковим) конденсатором , що приводить до зниження модуля на частотах , які лежать у діапазоні десятків - сотень кілогерц.

За подальше збільшення частоти має місце прояв впливу паразитних параметрів з'єднувальних проводів, що знову приводить до зростання модуля після .

Змінення призводить до збільшення пульсацій вихідної напруги, самозбудження стабілізатора, тобто до відмови ДВЕЖ, й як наслідок - всього комплексу в цілому. Таким чином, залежність імпедансу від частоти змінення навантажувального струму є важливою характеристикою ЛТСН.

6. Ключові (імпульсні) стабілізатори

6.1 Принцип дії

За ДСТУ 2372 ключовим стабілізатором напруги (сили струму) вторинного електроживлення називають стабілізатор, регулювальний елемент якого працює в ключовому режимі.

Основною перевагою ключового режиму роботи регулювального елемента (вузла), який можна виконати на транзисторах, тиристорах, магнітних підсилювачах (дроселях насичення), є мінімальна втрата потужності в силовому колі, що дозволяє забезпечити високі ККД, питомі масогабаритні показники стабілізатора і ДВЕЖ в цілому.

Принцип роботи ключових транзисторних стабілізаторів напруги (КТСН) полягає в тому, що джерело вхідної нестабілізованої напруги через регулювальний елемент (РЕ) - ключ підключають та відключають до навантажувального кола (рис. 29а).

КТСН називають також імпульсними, що обумовлено принципом керування імпуьсами, тобто обидві назви є коректними.

РК

а б

Рисунок 29 - Функціональна схема КТСН: а - спрощена; б - узагальнена

Коло керування (КК) регулювальним каскадом (РК) КТСН функціонує таким чином, що під час дії дестабілізувальних факторів на ДВЕЖ середнє значення вихідної напруги підтримано на заданому рівні з обумовленою нестабільністю.

Стабілізація вихідної напруги в КТСН забезпечують внаслідок зміни співвідношення між інтервалом замкненого і розімкненого станів РК (ключа). Середнє значення вихідної напруги КТСН

, (50)

де - шпаруватість імпульсів; - коефіцієнт заповнення (duty cycle); .

З (50) випливає, що значення може бути збережено незмінним за умови змінення , якщо відповідним чином змінено коефіцієнт заповнення .

В КТСН поряд з елементами (вузлами), які належать будь-якому компенсаційному стабілізатору: регулювальним елементом - РЕ, вимірювальним - ВЕ, підсилювальним елементом - ПЕ і опорним елементом - ОЕ є специфічні додаткові вузли.

В силовому каскаді - згладжувальний фільтр - накопичувач енергії (ЗФН), призначений для згладжування пульсацій (зумовлених принципом роботи стабілізатора) і забезпечення навантажувального кола електроенергією на інтервалах розімкненого стану РЕ.

В колі керування - елемент перетворення сигналу (ЕПС) (рис. 4), який забезпечує формування сигналів керування заданої шпаруватості, тобто перетворює неперервний сигнал розбіжності (помилки) значень опорної напруги на виміряну в дискретний сигнал керування. Для формування напруги керування необхідні також задавальний генератор (ЗГ) та генератор лінійно змінюваної напруги (ГЛН).

Залежно від того, яким способом досягають зміни шпаруватості, розрізняють такі види імпульсного регулювання:

- широтно-імпульсна модуляція (ШІМ), за якої змінюється час замкненого чи розімкненого стану РЕ за незмінного періода слідування імпульсів Т (рис. 30а);

- частотно-імпульсна модуляція (ЧІМ), за якої змінюється частота роботи РЕ f=1/T за незмінних або (рис.24б);

- релейне, або двопозиційне регулювання, зумовлене наявністю в системі управління релейного елемента (наприклад, тригера Шмітта) з двома фіксованими порогами спрацьовування і здійснюване зміненням , , Т (рис.30в).

Рисунок 30 - Часові діаграми напруг на вході і виході КТСН за режимів регулювання: а - ШІМ; б - ЧІМ; в - двопозиційному (релейному).

ШІМ регулювання є першого та другого роду. На рис. 29б показана функціональна схема для режиму ШІМ-2, тут задавальний генератор ЗГ керує генератором лінійної напруги ГЛН, яку - в елементі порівняння ЕП - порівнюють з підсиленим сигналом розбіжності, який потрапляє після підсилювального каскаду. На виході ЕП формується напруга різної тривалості (рис.30а), яка керує роботою РЕ.

Режим ЧІМ в КТСН застосовують нечасто внаслідок змінення частоти вихідної напруги. Це ускладнює раціональний вибір параметрів реактивних елементів ЗФН, бо необхідно орієнтуватись на найнижчу частоту, за якою значення L і С більші.

Цей недолік (змінення частоти) характерний і для двопозиційного (релейного) режиму. Проте його застосовують в КТСН внаслідок відносно простої реалізації.

Принцип роботи двопозиційного КТСН полягає в тому, що коли вихідна напруга, змінюється під впливом дестабілізувальних факторів (змінення вхідної напруги, навантаження, тощо), досягає одного з порогових значень, формується сигнал керування регулювальним елементом. Під час цього його режим змінюється таким чином, щоб вихідна напруга була в границях, обмежених пороговими рівнями.

На виході стабілізатора встановлено конденсатор, заряд і розряд якого визначає значення шпаруватості Q. Підчас змінення вхідної напруги за умови незмінних сталих заряд-розряду, або навантажувального опору, що призводить до їх змінення змінюються інтервали замкненого та розімкненого станів ключа, тобто - коефіцієнта заповнення , що забезпечує стабілізацію вихідної напруги в межах, обумовлених пороговими значеннями та .

Таким чином, КТСН з ШІМ, ЧІМ та релейним регулюванням мають такі особливості:

- в КТСН з ШІМ частота комутації РЕ незмінна, в КТСН інших типів значення частотизалежить від змінення сили навантажувального струму та вхідної напруги;

- в КТСН з ШІМ і ЧІМ принципово може не бути пульсацій вихідної напруги, бо сигнал керування формується за відхиленнем середнього значення напруги від опорного; за релейним керуванням в вихідній напрузі завжди є пульсації, бо це зумовлено принципом його роботи ;

- релейним КТСН властива підвищена порівняно з ЧІМ та ШІМ КТСН швидкодія за стрімкого змінення дестабілізувальних факторів, однак практично швидкодію будь-якого КТСН визначають параметри вихідних згладжувальних фільтрів ЗФН.

Коефіцієнт стабілізації КТСН - декілька десятків, сотень. Температурний коефіцієнт напруги визначає в основному джерело опорної напруги, температурною стабільністю рівнів, які забезпечують формування імпульсних сигналів, тобто значення ТКН майже таке ж, як у стабілізаторів неперервної дії: десяті, соті частки відсотків на градус Кельвіна.

Як імпульсні стабілізатори трактують також інвертори і перетворювачі (див. розділ 6), за умови відповідного керування, зазвичай в режими з ШІМ.

Принциповім недоліком стабілізаторів ключового (імпульсного) типу є генерація ними високочастотних завад, які поширюються в проводах (кондуктивні завади) до джерел живлення і до навантажувального кола, а також в навколишній простір (завади індуктивності та випромінення). Це зумовлює необхідність розв'язку на стадії проектування питань забезпечення електромагнітної сумісності (ЕМС) ДВЕЖ ключового типу, функціональної радіоелектронної апаратури та електричної мережи.

Рисунок 31 - До визначення потужності розсіяння транзистора в ключовому режимі: а - траєкторія робочої точки; б - часові діаграми

Визначимо потужність розсіяння транзистора, що працює в ключовому режимі . ВАХ біполярного транзистора та траєкторії перемикання наведено на рис. 31а.

Часові діаграми струму, напруги та потужності за умови активного характеру навантажувального кола (траєкторія R на рис. 31а) наведено на рис. 31б.

Складники потужності визначаємо за формулою

(51)

й відповідно в станах насичення, відсікання, комутації

(51а)

(51б)

(51в)

Таким чином,

. ( 52)

За умов індуктивного (L) або ємнісного (C) характеру навантаження траєкторії відрізняються від R рис. 31а, відповідно під час перепадів від режиму насичення та навпаки. Формули для визначення є іншими від (52). Проте (52) надає уявлення щодо суттєвого зменшення для роботи транзистора в ключовому режимі порівняно з лінійним.

Далі проаналізуємо засади формування силових каскадів КТСН.

6.2 Силові каскади без гальванічної розв'язки входу й виходу

Сучасні високоефективні стабілізовані джерела вторинного електроживлення, ознаками яких є високі ККД, питомі масогабаритні показники, відносно низьке використання кольорових і чорних металів, мають у своєму складі ключові транзистори стабілізатори напруги (КТСН) (за режимом роботи регулювального каскаду) або імпульсні (за принципом керування), а також регульовані перетворювачі (див. розділ 6).

Для перетворювачів за схемою з гальванічним відокремленням є необхідним застосування трансформатора, габаритні розміри і маса яких зменшуються із зростанням частоти комутації. Для перетворення й стабілізації параметрів електричної енергії можна застосувати також перетворювачі за схемою, без гальванічного відокремлення вхідного і вихідного кола, із застосуванням ? дроселів та конденсаторів.

Такі перетворювачі є досить простими та ефективними, мають мінімальний об'єм та масу, можуть бути вбудовані безпосередньо в пристрої, які живлять від одного джерела, але потребують кілька різних значень напруг під час роботи (особливо, в малогабаритних пристроях: портативні рації, мобільні телефони, кишенькові комп'ютери тощо). Крім того, вони дозволяють більш повно використовувати потужність електричної мережі, внаслідок забезпечення коефіцієнта потужності близько . В разі застосування відповідних кіл керування та введення зворотного зв'язку (від навантажувального кола до схеми керування) перетворювачі без гальванічного відокремлення можуть працювати як стабілізатори напруги.

З'ясуємо принцип дії та основні особливості роботи перетворювачів без гальванічного відокремлення - ключові транзистори стабілізатори напруги КТСН.

Слід звернути увагу, що всі КТСН, які проаналізовано далі, складено за компонентам, наведеними на рис. 32.

Рисунок 32. Компоненти КТСН та їх призначення

Рисунок 33 Реакція транзисторів різних типів на напругу керування

Слід звернути також увагу на те, що транзистори різних типів по-різному реагують (змінюють власну провідність) на напругу керування. На рис. 33 наведено часові діаграми струмів транзисторів різних типів, залежно від прикладеної напруги керування. Напругу керування прийнято ідеальним меандром з періодом та тривалістю високого рівня , низького рівня, відповідно, . Високий рівень напруги керування перевищує пороговий рівень спрацьовування транзисторів, тобто . Низький рівень напруги керування дорівнює нулю. Також на рис. 33 враховано частотні властивості кожного з типів транзисторів без додаткових кіл формування перехідних процесів.

Примітка:

Відповідно до властивостей транзисторів, поданих на рис. 33:

, та ,

де ? сила некерованого (теплового) струму колектора біполярного транзистора; ? сила залишкового струму стоку польового транзистора у розімкненому стані; ? час комутаціїї транзистора в замкнутий стан.

У КТСН застосовують три основні типи силових каскадів: знижувальний ЗН (рис. 34а), у якому вихідна напруга Uн менша за вхідну Uж, підвищувальний ПВ (рис. 35), у якому Uн > Uж, і полярно-інвертувальний ПІ (рис. 36), в якому полярності вхідної й вихідної напруг протилежні, а значення Uн може бути більшим або меншим, ніж Uж, залежно від значення шпаруватості Q керувальних імпульсів.

У всіх силових каскадах транзистор VT працює у ключовому режимі, дросель L і конденсатор С формують згладжувальний фільтр-накопичувач, комутаційний (рекупераційний, зворотний) діод VD також функціонує у ключовому режимі та створює шлях струму в навантажувальному колі Rн за розімкненого стану VT.

Силові каскади КТСН можуть функціонувати у двох режимах: з неперервним і переривчастим струмом дроселя іL. Кращі експлуатаційні властивості забезпечує режим неперервного струму дроселі (менша пульсація напруги на виході, більш жорстка зовнішня характеристика). Аналіз силових каскадів виконують за умови таких припущень: замикання та розмикання ключових компонентів (транзисторів і діодів) є миттєвим; у замкненому й розімкненому станах втрати відсутні; дроселя і конденсатор представлено ідеальними лінійними індуктивністю та ємністю; значення напруги на вході та виході, а також навантажувального струму - незмінні. Аналіз здійснено в усталеному режимі, тобто не у стані першого підключення до джерела вхідної напруги. Нижче проаналізуємо режими в силових колах КТСН.

Знижувальний силовий каскад (ЗН). Схему ЗН наведено на рис. 34а принцип дії стабілізатора такий: коли транзистор VT1 замкнено, напругу живлення перетворювача під'єднано до навантажувального кола . Струм протікає через транзистор VT, дросель L1 та опір навантажувального кола . Конденсатор C1 заряджається. Коли транзистор під дією напруги керування переходить в розімкнений стан, джерело живлення від'єднано від навантажувального кола, сила струму дроселя , не може миттєво змінитися - струм продовжує протікати в тому самому напрямі, але зменшується через діод VD1, оскільки полярність напруги на дроселі змінюється, тобто створено умови для переходу VD1 в замкнений стан. Конденсатор та дросель віддають накопичену енергію в навантажувальне коло. Співвідношення між середнім значенням вихідної напруги та значенням вхідної напруги визначає коефіцієнт заповнення .

Рисунок 34 - КТСН знижувального типу: а ? схема електрична принципова; б ? часові діаграми; в - подвоєний силовий каскад

На рис. 34б наведено часові діаграми струмів за умови неперервного режиму струму дроселя. У випадку недостатньої індуктивності дроселя струм в навантажувальному колі буде зменшуватись до нуля наприкінці тактового періоду перетворення, тобто критичний режим роботи передбачає зменшення струму дроселя до нуля лише в момент , а режим переривчастого струму ? тривалість нульового значення струму в межах . Значення індуктивності дроселя, за якої перетворювач (будь-якого типу з наведених) працює в критичному режимі, називають граничною, . Для забезпечення надійної роботи кола та мінімізації втрат обирають індуктивність рівну .Основні співвідношення для КТСН знижувального типу та інших наведено в табл. 3.

Як різновид перетворювача знижувального типу, існує також подвоєний перетворювач знижувального типу (рис. 34в). Перевага такого перетворювача в збільшеній перетворюваній потужності, оскільки, внаслідок наявності двох комутувальних транзисторів, сила максимального струму кожного з них вдвічі менша ніж у транзистора в попередній модифікації (за умов однакового навантаження). Напруги керування транзисторами - з фазовим зсувом.

З'ясуємо принцип дії перетворювача знижувального типу ( рис.34а ):

На інтервалі часу t0 < t ? t3 транзисторний ключ VT замкнено, джерело живлення Uж через дросель L підключено до навантажувального кола Rн; діод VD, до якого прикладено напругу Uж (в зазначено на рисунку полярністю), розімкнено. У колі: Uж, L, Rн протікає струм iL(t), що лінійно зростає з деякого значення ІL min і створює на дроселі спад напруги

(53)

У результаті інтегрування (53), з урахуванням початкових умов iL(t0) = ІL min, отримаємо вираз для струму, що протікає через дросель

(54)

Наприкінці інтервалу замкненого стану транзистора (t = ?3) сила струму iL зростає до значення

(55)

На інтервалі часу ?3 < t < T ключ VT розімкнено - струм дроселя зберігає попередню полярність, але починає зменшуватись, похідна diL/dt змінює знак - у результаті полярність напруги на дроселі змінюється (рис. 34б, знаки в дужках). Таким чином створено умови для замикання діода VD (мінус на катоді) і формування кола передавання енергії, накопиченої у дроселі на попередньому часовому інтервалі, до навантажувального кола: L - VD - Rн. До транзистора VT у цьому стані прикладено напругу джерела живлення Uж.

Закон змінення струму в дроселі знайдемо, з урахуванням того, що в режимі розімкненого стану транзистора VT і замкненого діода VD до дроселя прикладено напругу Uн

(56)

З урахуванням початкових умов iL(?3) = ІLmax закон змінення струму в дроселі описують формулою

(57)

Наприкінці інтервалу розімкненого стану VT (t = ?p) струм зменшується до значення

(58)

З (55) і (58) отримаємо формулу, що визначає взаємозв'язок вихідної (Uн) та вхідної (Uж) напруг каскаду

(59)

звідки

(60)

. (60а)

Оскільки ? < 1, вихідна напруга ПН завжди менша вхідної, що визначає назву цього типу силового каскаду КТСН.

З урахуванням, що середнє значення сили струму через конденсатор дорівнює нулю IC cеp = 0, середнє значення сили струму, що протікає через дросель, дорівнює середньому значенню сили струму навантажувального кола

(61)

а максимальне значення колекторного струму транзистора IK max також дорівнює максимальним значенням сили струму діода ID max та IL max (рис. 34б)

(62)

З урахуванням (58) і (61) маємо

(63)

З (54) і (57) випливає, що струм IL на інтервалах (t0 < t < ?3) та (?3 < t < T) змінюється лінійно, тому напруга uL на кожному з них - незмінна.

Критерієм вибору значення індуктивності L дроселя фільтра є обмеження, що накладають на відношення між значеннями навантажувального струму Ін.min (мінімального) та різницею змінення струму через дросель ?IL = IL max - IL min. Для забезпечення режиму неперервного струму в дроселі необхідно забезпечити (рис. 34в), часова діаграма iL(t)) умову

(64)

(65)

де Rн max - найбільше значення еквівалентного опору навантажувального кола (за умов мінімального навантаження); ?min - мінімальне значення коефіцієнта заповнення.

Значення L, що визначає рівняння (65) за умови знака "дорівнює", характеризує граничний режим струму в дроселі, його позначають Lгр. На практиці значення індуктивності дроселя обирають у кілька разів, більше ніж Lгр.

Середньоквадратичне значення сили струму через дросель, необхідне для розрахунку перерізів проводів і вибору типорозміру магнітопроводу, визначимо за відомими формулами з урахуванням закону змінення струму на інтервалах замкненого (t0 < t < ?T) та розімкненого ключів.

(66)

Звідки після перетворень, з урахуванням (61), отримаємо

(67)

Конденсатор фільтра С у процесі роботи силового каскаду періодично заряджається (за умови iL(t) > Iн.cер) та розряджається (за умови Iн.cр > iL(t)).

Значення змінної складової напруги на конденсаторі, що є напругою пульсації в навантажувальному колі, визначають співвідношенням

(68)

У зв'язку з тим, що змінний складник напруги конденсатора є змінним складником вихідної напруги, значення якого значно менше Uн сер, тобто uC~ = uн~ << Uн сер, можна вважати, що наявність напруги uC~ практично не порушує прийняте раніше припущення, що Uн = const.

Але для визначення значення змінного складника напруги на конденсаторі, щоб встановити значення коефіцієнта пульсації в навантажувальному колі, скористаємося залежністю (68), із представленням UC як UC. З часових діаграм iL(t), iC(t) та uC(t) (рис. 34б), на інтервалі (t1 < t < t2), який дорівнює T/2, випливає, що змінення напруги на конденсаторі становитиме ?UC = 2Um.н, тобто 2Um.н

(69)

Значення підінтегральної функції характеризує площина заштрихованого трикутника на часовій діаграмі iC(t), яка дорівнює .

Таким чином, змінення кількості електрики (заряду) в конденсаторі на інтервалі (t1 < t < t2) становить

(70)

звідки значення амплітуди змінної складової вихідної напруги

(71)

Значення ємності конденсатора фільтра

(72)

де - коефіцієнт пульсацій вихідної напруги.

Далі проаналізуємо роботу підвищувального силового каскаду

Підвищувальний силовий каскад

Якщо необхідно отримати значення напруги на виході КТСН більше, ніж на вході, застосовують підвищувальний силовий каскад ПВ (рис. 35).

Рис. 35 Схема електрична принципова силового каскаду КТСН

На інтервалі (t0 < t < ?3) замкнутого стану транзистора VT напругу Uж джерела живлення прикладено до дроселя L

(73 )

Зауважимо, що за умови ідеальних компонентів закон змінення струму - лінійний.

До діода VD прикладено зворотну напругу (Uн - Uж) - тому він в стані розімкнено (off). Навантажувальне коло отримає енергію, накопичену в конденсаторі LС-фільтра на попередньому інтервалі.

Інтегруванням (73), з урахуванням початкових умов iL(t0) = IL min, отримаємо формулу для струму дроселя

(74а)

Звідки

(75б)

Після розмикання ключа VT на інтервалі часу тривалістю ?р струм у дроселі зменшується, похідна змінює знак, відповідно полярність напруги на дроселі змінюється (рис. 35). Сума Uж + UL перевищує значення Uн, тому стан діода - "замкнено" (on) .

Вихідну напругу формує сума вхідної напруги Uж і падіння напруги на дроселі UL

Uн = Uж + UL. (76)

Силу струму в колі дроселя визначають інтегруванням виразу

, (77)

з якого, з урахуванням початкових умов iL(?3) = IL max, отримаємо

(78)

У момент t = ?р маємо

(79)

З формул (75) і (79) маємо

(80)

(80а)

звідки випливає, що Uн > Uж.

Це пояснює, що на інтервалі (t0 < t < ?3) потенціал катода діода VD вище за потенціал його анода (відносно загальної шини), тому діод - у розімкненому стані.

Інші розрахункові параметри ПВ-каскаду наведені в табл.. 3

Далі проаналізуємо роботу полярно-інвертувального силового каскаду.

Полярно-інвертувальний силовий каскад

Якщо необхідно отримати відносно загальної шини полярність напруги на виході КТСН, протилежну полярності джерела живлення, застосовують полярно-інвертувальний (ПІ) силовий каскад (рис. 36). Особливістю цього каскаду є також можливість забезпечити значення вихідної напруги більше або менше, ніж вхідна, залежно від шпаруватості (коефіцієнта заповнення) - .

Рисунок 36 - Схема електрична принципова силового каскаду КТСН полярно-інвертувального перетворювача підвищувального або знижувального типу

У замкненому стані транзисторного ключа VT1 (t0 < t < ?3) напругу Uж джерела живлення прикладено до дроселя , сила струму якого iL лінійно зростає. Значення сили струму iL на початку та наприкінці інтервалу становить відповідно:

(81)

Діод VD у цьому режимі розімкнено впливом на нього суми напруг Uн + UL, яку прикладено у зворотному напрямі.

Напругу на виході каскаду забезпечують конденсатором С внаслідок накопиченої на протязі попереднього інтервалу часу енергії.

Після розімкнення ключа VT струм iL(t) зменшується, похідна змінює знак - отже, змінюється полярність напруги (знаки в дужках).

Тепер на діод VD діє різниця напруг Uн - UL, яка його замикає (on), і напруга UL надходить через діод VD на вихід КСН.

На інтервалі (?0 < t < Tр) , звідки:

(82)

(83)

(83а)

Таким чином, залежно від значення ?, значення напруги Uн може бути менше або більше Uж і має зворотну полярність.

Інші розрахункові параметри ПІ-каскаду наведені в табл.3.

Зауважимо, що КТСН підвищувального та полярно-інвертувального типу, в порівнянні зі знижувальним КСН, мають гірші масогабаритні й динамічні показники, нижчий ККД, і тому їх застосовують, головним чином, якщо необхідно забезпечити вихідну напругу більшу вхідної, або з іншою полярністю без застосування трансформатора.

З аналізу роботи наведених вище силових каскадів випливає, що струм від джерела живлення в каскадах ЗН та ПІ є переривчастим, а ПВ майже незмінним. Безперервний струм має перевагу в сенсі практичної відсутності електромагнітних завад.

Нижче проаналізуємо специфічний каскад:

- комбінація підвищувального й знижувального, який було розроблено в СРСР Олександром Полікарповим та в США - Слободаном Чуком (Иuk). В деякій вітчизняній літературі його називають "каскад Кука", проте найбільш коректна назва «каскад Полікарпова-Чука».

Таблиця 2 ? Перетворювачів без гальванічного відокремлення

Елемент і характеристика

Параметр

Тип силового каскаду перетворювача

Знижувальний

Підвищувальний

Полярно-інвертувальний

(підвищувальний/знижувальний)

Характеристика

перетворення

Дросель

Транзистор

Конденсатор

Діод

Каскад Полікарпова-Чука. Каскад Полікарпова-Чука - послідовне з'єднання підвищувального і знижувального каскадів із спільним дроселем. (рис. 37а), Тому у вхідному і вихідному колах пульсації майже відсутні. За такої структури завади в колі живлення значно зменшено.

Рисунок 37- До пояснення принципу дії каскаду Полікарпова-Чука: а - схема електрична принципова, б - форма сигналів

Каскад Полікарпова-Чука працює таким чином. На інтервалі часу, коли транзистор VT1 замкнено, діод VD1 розімкнено, бо конденсатор заряджено з вказаною полярністю. Дросель накопичує енергію від через транзистор VT1. Конденсатор розряджається через дросель , навантажувальне коло і вихідний фільтрувальний конденсатор , передаючи на протязі цього часу енергію в . Коли VT1 розімкнено, полярність напруги на змінюється (зазначено в дужках) і VD1 переходить в стан замкнено. Далі передає енергію до і . Конденсатор заряджається через діод VD1 до напруги за інтервал, коли транзистор VT1 розімкнено. Зауважимо, що конденсатор є розділювальним, який реалізує процес перенесення енергії; передає накопичену енергію в на інтервалі , а - в , і на інтервалі .

Цей каскад може функціонувати як підвищувальний, коли >0,5, та як понижувальний, коли <0.

Схема каскаду Полікарпова-Чука дещо складніша в порівнянні з іншими, але краща за рівнем пульсацій. Ці властивості в багатьох ситуаціях компенсують його підвищену вартість. Цей каскад можна застосовувати за потужності порядку кіловата.

Каскад Полікарпова-Чука має й інші корисні властивості. Якщо і мають спільний магнітопровід, а співвідношення кількості витків та коефіцієнт зв'язку між ними вибрані вірно, пульсації вхідного і вихідного струмів можна звести до нуля. В каскаді Полікарпова-Чука вхід і вихід можна поміняти місцями.

Далі за логікою дисципліни з'ясуємо принцип дії та реалізацію кіл керування силовими каскадами.

6.3 Кола керування

Кола керування ключових стабілізаторів складено з тих самих каскадів, що й у стабілізаторах неперервного типу (регулювального; підсилення сигналу зворотного зв'язку; вимірювання параметра, який стабілізують, опорної напруги та їх порівняння), а також специфічних вузлів, які забезпечують перетворення аналогового сигналу зворотного зв'язку в імпульсну послідовність для керування роботою регулювального (силового) каскаду, у такому складі: задавальний генератор, генератор пилкоподібної напруги, широтно-імпульсний модулятор, формувач керувальних імпульсів, порогові ланки. До цих вузлів ставлять такі вимоги: забезпечення стабільності параметрів, стійкості функціонування, високої надійності, низької споживаної потужності. У деяких ситуаціях функції задавального генератора, широтно-імпульсного генератора та підсилювача зворотного зв'язку можуть бути суміщені в одному вузлі, що зменшує кількість компонентів та полегшує проектування КСН.

Кола керування релейного типу (двопозиційні) формують на основі імпульсних пристроїв, які мають два пороги спрацьовування (гістерезис за вхідним сигналом ?Uвх = Uпор1 - Uпор2; зауважимо, якщо значення ?Uвх менше, значення пульсації вихідної напруги менше без додаткових каскадів підсилювання). Такими елементами є, наприклад, тригер Шмітта, тригер на тунельному діоді тощо.

Кола керування для реалізації регулювання з ШІМ можна об'єднати таким чином: керовані мультивібратори; блокінг-генератори; модулятори, які застосовують вертикальний принцип порівняння сигналів; пристрої, що застосовують магнітні елементи. Роботу вузлів перших двох видів з'ясуємо далі на конкретних прикладах; що стосується магнітних елементів ШІМ, то це - самонасичувані швидкодійний магнітні підсилювачі - дроселі насичення з позитивним зворотним зв'язком.

Основними перевагами магнітних ШІМ є такі: високі чутливість і коефіцієнт підсилювання потужності, невелика кількість елементів, висока надійність, забезпечення гальванічного відокремлення вхідних і вихідних кіл, вони майже несприйнятливі до змінення температури й радіаційного опромінювання.

Спочатку покажемо простіші способи формування пилкоподібної напруги із застосуванням RC-кола.

Інтегрувальне коло та часові залежності, що ілюструють його роботу з прямокутними імпульсами на вході, показано на рис. 38а, й додаткових пояснень не потребують.

Диференційне коло та часові залежності показано на рис. 38б. Це коло формує різнополярні імпульси. Тому в КТСН застосовують модифікацію з мостовим випрямлячем, на виході якого сформовано однополярні імпульси подвійної частоти (рис. 38в).

Похилі ділянки кривих мають експоненціальну форму. Проте за раціонального вибору рівня напруги генератора (uвх >> uвих), сталих часу кіл ? і частоти генератора f = 1/T (? >> T), можна вважати їх лінійними. Для збільшення значення ? замість резистора застосовують високоомний транзисторний двополюсник.

Рисунок 38 - RC-кола, що формують пилкоподібну напругу, часові діаграми вхідної та вихідної напруг

Модулятор (рис. 39а) виконано на транзисторі VT1, на базу якого відносно емітера подають дві напруги: для замикання - з навантажувального резистора R6 підсилювача зворотного зв'язку на транзисторі VT2 (VD5, R5 - джерело опорної напруги; R7, R8, R9 - вимірювальний подільник) і розмикання - пилкоподібну напругу з резистора R3.

Спеціалізованою мікросхемою для керування пороговими стабілізаторами є К142ЕП. Схему КТСН знижувального типу із застосуванням К142ЕП наведено на рис. 40.

Силовий каскад складено з регулювального елемента VT5, VT6, виконаного за схемою складеного транзистора з додатковою симетрією та VD-LC-фільтра (комутувальний діод VD3, дросель L, конденсатор C4).

Рисунок 40 - КТСН з керуванням від мікросхеми К142ЕП1

До складу схеми керування входять: джерело опорної напруги на транзисторі VT1 із параметричним стабілізатором напруги R1, VD1, подільником R2, R3 і термокомпенсувальним діодом VD2 (у термокомпенсації бере участь також емітерний перехід VT1); імпульсний узгоджувальний підсилювач кіл керувального й регулювального каскадів, виконаний як складений транзистор VT3, VT4 за схемою Дарлінгтона; підсилювач - інвертор - на транзисторі VT7; тригер Шмітта - на транзисторах VT8, VT9 (виконує функції порогового елемента й елемента перетворення сигналу); вузол уведення модулювального сигналу через трансформатор TV, який складено з мостового випрямляча VD4…VD7, емітерного повторювача VT10, VT11; резистора R16, який виконує сумісно із зовнішнім конденсатором С5 і випрямлячем VD4, VD7 функцію формувача пилкоподібної напруги (див. рис. 39в); диференційний підсилювач сигналу відхилення на транзисторах VТ13, VT15, який виконує також функцію схеми порівняння, з високоомним двополюсником у колі колектора VT13 на транзисторі VT12, напругу зміщення для якого формує транзистор VT14 у діодному включенні; еталонна напруга на VT13 надходить з R3, VD2; вимірювальний елемент, який складено із зовнішнього резистивного подільника R18, R19.

Електроживлення мікросхеми здійснено через зовнішній транзистор VT2 - регулювальний каскад транзисторного стабілізатора з опорною напругою еталонного джерела, зібраного на транзисторі VT1. Для забезпечення стабільної роботи застосовано коригувальні кола з конденсаторами С1, С2, С3, С6.

Мікросхема забезпечує роботу стабілізатора на частоті до 100 кГц із вихідною напругою 3...20 В, ТКН = 0,05 %/?C, вихідний струм мікросхеми (у колі транзисторів VT3, VT4) досягає 0,2 А. Роботу стабілізатора з'ясуємо з визначення стану транзисторів тригера Шмітта (ТШ) VT8, VT9.

З підключенням джерела електроживлення один із транзисторів ТШ - у режимі відсікання (розімкнений), другий - насичення (замкнений). На резисторі R13 сформовано напругу зміщення, яку до електродів база - емітер VT9 прикладено з полярністю, що забезпечує режим відсікання. У цьому стані напруга UКЭ транзистора VT9 - велика й забезпечує режим насичення VT8. Таким чином, коли подано напругу електроживлення на мікросхему, транзистор VT8 - замкнено, VT9 - розімкнено. Через резистор R11 протікає струм, який створює напругу сигналу для насичення VT7. Тоді напруга електроживлення мікросхеми на подільнику R7, R8 створює напругу, яка призводить до замикання VT3, VT4, формуванню падіння напруги на R4, внаслідок чого VT4 і VT5 замкнено.

У результаті напруга на виході стабілізатора зростає. Через дільник R18, R19 напруга, яка зростає, надходить до бази VT15; сила його струму також зростає і створює на R17 відповідну напругу. Ця напруга порівнюється з еталонною - формується сигнал відхилення, який подається на VT13. Це збільшує потенціал колектора VT13, який через емітерний повторювач VT11 передається на базу VT9.

Якщо потенціал бази розімкнутого VT9 перевищує потенціал емітера (пороговий рівень 1), настає лавиноподібний процес, у результаті якого VT9 замкнено, потенціал його колектора (бази VT8) стирімко зменшується, VT8 розімкнено, при цьому розмикаються VT7, VT3, VT4, VT5, VT6. Напруга на виході починає зменшуватись. Це призводить до зменшення потенціалу бази VT9 і, коли він стане менше потенціалу його емітера (пороговий рівень 2), настає лавиноподібний процес - VT9 в стані розімкнено, VT8 в стані замкнено тощо.

З опису роботи стабілізатора випливає, що напруга на виході змінюється в межах Uн1 і Uн2, що відповідає (з урахуванням коефіцієнта передачі підсилювача зворотного зв'язку) пороговим рівням перемикання тригера.

Тому за рахунок впливу дестабілізувальних факторів (за мережею або за навантаженням) змінюються характер траєкторії вихідної пульсації (її крутизна) та співвідношення між ?3 і ?р силового ключа, але значення вихідної напруги знаходиться в межах Uн1 і Uн2.

Таким чином, стабілізатор функціонує в релейному (двопозиційному) режимі. Рівні, за яких відбувається переключення регулювального каскаду, обумовлені рівнями спрацьовування тригера Шмітта з урахуванням коефіцієнта підсилення підсилювача зворотного зв'язку.

Для реалізації режиму ШІМ від генератора прямокутних імпульсів частоти подають напругу uмод через трансформатор TV, коло: С5, VD4 - VD7, R16, що формує пилкоподібну напругу, і транзисторний каскад VT10, VT11 на вхід ТШ VT9. Тому моменти розмикання VT9 фіксовані.

На практиці частіше модулювальну напругу подають не через трансформатор TV, а через розділовий конденсатор С7 на базу VT1 Тоді пристрій працює стабільніше.

КТСН описаного типу за навантаження 1 А, Uж = 40 В і Uн = ..30 В забезпечують ККД відповідно 80 - 92%.

Наявність у складі мікросхеми К142ЕП1 порогового елемента (ТШ), джерела еталонної напруги та підсилювача зворотного зв'язку забезпечує застосування її для формування аварійного сигналу в режимах перевантаження за струмом або відхиленні вихідної напруги від обумовлених меж.

У колі керування КТСН стабілізованими перетворювачами можна застосовувати інші вузли, в тому числі спеціалізовані великі інтегральні мікросхеми (ВІС).

Останнім часом, у зв'язку з розширенням і ускладненням функції пристроїв електроживлення, постачанням користувачів енергії за спеціальною програмою, як елементу систем керування ДВЕЖ застосовують програмно-керовані універсальні цифрові пристрої - мікропроцесори.

Застосування мікропроцесорів дозволяє суттєво покращити показники РЕА: розширити функціональні можливості без суттєвого збільшення витрат; прискорити пошук несправностей та здійснювати діагностичні операції, що вдосконалює експлуатаційні якості ДВЕЖ; підвищити надійність і питомі показники.

Мікропроцесори перспективні у джерелах електроживлення спеціального медичного устаткування і приладів для фізичних досліджень, у системах безперервного електроживлення для контролю і вчасного переходу з основного джерела до резервного й забезпечення необхідних характеристик, системах керування електродвигунами тощо.

6.4 Деякі структурні схеми ключових (імпульсних) стабілізувальних ДВЕЖ

З проаналізованих раніше функціональних вузлів, перетворення частоти здійснюють імпульсні стабілізатори та інвертори, які є основою сучасних ДВЕЖ із безтрансформаторним входом (БТВ). Найбільш поширені структурні схеми таких ДВЕЖ наведено на рис. 41.

Перевагою джерела живлення за схемою рис. 41а, в кожному каналі якого застосовують ключовий (імпульсний) стабілізатор напруги, є відносна простота його формування; суттєвий недолік - відсутність гальванічного відокремлення між входом і виходом та між окремими каналами.

Рисунок 41 - Структурні схеми ДВЕЖ а - з КТСН , б - з КТСН та нерегульованим інвертором, в- с нерегульованим інвертором та КТСН в кожному каналі, г - та стабілізованим інвертором (В - випрямляч, Ф - фільтр, І - інвертор, СН - додатковий стабілізатор)

Для кожного КСН необхідна система керування; регулювання вихідної напруги ДВЕЖ можливе тільки зміненням шпаруватості імпульсів, що, за необхідності отримання низьких електроживильних напруг, призводить до значного ускладнення схеми керування СК, погіршення масогабаритних показників згладжувального фільтра й усього джерела в цілому.

Для забезпечення гальванічного відокремлення і спроможності порівняно просто отримати необхідну кількість вихідних каналів у ДВЕЖ із БТВ застосовують інвертори (див. розділ 6), у склад яких входить трансформатор. У ДВЕЖ, наведеною на рис. 41б інвертор встановлено на виході КТСН. У каналі з головним зворотним зв'язком забезпечено стабілізацію вихідної напруги зі зміненням як вхідної напруги, так і навантажувального струму. В інших каналах, для забезпечення необхідної нестабільності зі зміненням навантаження, необхідно застосувати додаткові стабілізатори - ключові або неперервної дії, що ускладнює та збільшує вартість ДВЕЖ. Окрім того, інвертор, який у такому джерелі слід розрахувати на потужність, що дорівнює сумарній потужності всіх каналів, частіше виконують за двотактною схемою, що потребує застосування спеціальних кіл для забезпечення симетрування півперіодів, усунення наскрізних струмів.

На рис. 41в наведено структурну схему ДВЕЖ, у якому нерегульований інвертор встановлено на вході, а КТСН - на виході кожного з каналів. ДВЕЖ має дещо кращі динамічні характеристики через меншу кількість кіл, що зсувають фазу, охоплених зворотним зв'язком. Як вихідні тут можуть застосовуватись як ключові, так і неперервні стабілізатори.

На відміну від попередніх, у ДВЕЖ за схемою рис. 41г відсутній стабілізатор напруги як окремий функціональний вузол, перетворення частоти та регулювання вихідної напруги здійснено стабілізованим інвертором. Для забезпечення необхідної нестабільності вихідної напруги в умовах змінення навантаження в усіх каналах, окрім охопленого зворотним зв'язком, необхідні додаткові стабілізатори.

Існують також інші модифікації структурних схем ДВЕЖ - наприклад, із вольтододатковим пристроєм, регульованим випрямлячем. В процесі проектування ДВЕЖ для обгрунтованого вибору структурної схеми доцільно проаналізувати декілька варіантів, тому що кожний із них може мати переваги залежно від сукупності параметрів, які треба забезпечити.

Наведемо загальні рекомендації, які треба враховувати для вибору структурної схеми ДВЕЖ.

За однакової форми вихідної напруги й значення перетворюваної потужності згладжувальний фільтр має кращі масогабаритні показники в колі з більш високою напругою.

Згладжувальний фільтр на виході КСН й стабілізувального інвертора звичайно більший за розміром, ніж на виході нерегульованого інвертора, оскільки стабілізувальні функціонують із паузою на нулі, що збільшує коефіцієнт пульсацій на їх виході.

Нерегульовані інвертори, так само як і стабілізувальні, потребують спеціальне коло керування, - наприклад, для забезпечення симетрування півперіодів.

Для формування багатоканальних ДВЕЖ у каналах, не охоплених зворотним зв'язком, необхідні додаткові стабілізатори для зменшення нестабільності за навантаженням.

7. Компенсаційні стабілізатори змінної напруги. Стабілізатори з дроселями насичення

Такі стабілізатори отримують переводом ручних регуляторів із дроселями насичення на автоматичне керування. Для цього дросель насичення переводять на керування від вхідної напруги - затискачі обмотки керування з'єднують з вихідними стабілізатора через випрямляч В (рис. 42а). Стабілізатор нормально працюватиме, якщо фаза керування робочим струмом Ір дроселя буде така, щоб за зростання струму керування Ік, Ір зменшується. Тоді буде реалізовано стабілізатор із керуванням із виходу. Такого керування досягають за допомогою обмотки зміщення, яку у стабілізаторах називають еталонною й живлять від допоміжного джерела стабільної сталої напруги Uет (рис. 43а).

Рисунок 42 - Електричні функціональні схеми стабілізаторів напруги з дроселем насичення: a - з еталонною обмоткою, б - з магнітним підсилювачем

Відповідне підключення виводів керувальної та еталонної обмоток повинно забезпечити зустрічний напрям створюваних ними магніторушійних сил. Ампер-витків еталонної обмотки awет повинно бути більше максимально можливих ампер-витків керувальної обмотки аwк; тоді зі зростанням вихідної напруги Uн зменшується потік підмагнічування, збільшується LДН, і відновлюється практично попереднє значення Uн. Необхідне номінальне значення Uн.ном можна отримати змінюванням опору реостата R.

Робота стабілізатора суттєво залежить від стабільності напруги Uет і змінення значень опорів кіл керування та еталонного за умови нагрівання керувальної обмотки wк і еталонної wет струмом, що через них протікає. Тому часто послідовно з wк і wет встановлюють додаткові резистори, опір яких мало залежать від температури, а самі обмотки виконують проводом більшого перерізу, ніж за нормами, пов'язананими з допустимою густиною струму.

Якщо стабілізатор призначено для живлення випрямляча, то обмотку wк можна живити безпосередньо від нього, із вилученням допоміжного випрямляча В (рис. 42а).

У такому компенсаційному стабілізаторі значення ампер-витків обмотки керування порівнюються в магнітопроводі (вимірювальний елемент) з ампер-витками еталонної обмотки (опорний елемент), і потік, спричинений різницею магніторушійних сил, змінює LДН, й таким чином, імпеданс дроселя насичення (регулювальний елемент).

На рис. 42б, наведено схему трифазного стабілізатора напруги з дроселем насичення (ДН). Тут В1 - головний випрямляч (до навантажувального кола); В2 - випрямляч, який створює сталу напругу для живлення обмоток керування ДН і зворотного зв'язку магнітного підсилювача; В3 - випрямляч для живлення еталонної обмотки. Допоміжний стабілізатор водночас живить випрямлячі В2 і В3. Магнітний підсилювач (МП) із додатковою обмоткою позитивного зворотного зв'язку ЗЗ, який виконує функції вимірювального та підсилювального елементів.

Стабілізатор працює таким чином. Припустимо, що Uн зростає - тоді збільшуються ампер-витки аwк і в результаті ампер-витки магнітного підсилювача

aw- = awет + awз.з - awк (77)

зменшуються, внаслідок чого зменшиться й потік підмагнічування Ф-. Зменшення Ф- спричинює зростання Lр і зменшення напруги на виході випрямляча В2, що зменшує Uк і силу струму керування дроселем насичення ДН. Це призводить до зростання опору робочих обмоток ДН і пов'язане з ним відновлення майже до попереднього значення Uн. Коло зворотного зв'язку функціонує таким чином: зниження Uк зменшує силу струму через обмотку ЗЗ і ампер-витки аwз.з, що призводить до більшого зменшення результивного потоку підмагнічування Ф-, ніж у тому випадку, якщо впливали б тільки ампер-витки аwк. Таким чином позитивний зворотний зв'язок призводить до збільшення коефіцієнта підсилення МП і зростання інтегрального коефіцієнта стабілізації. Глибину зворотного зв'язку встановлюють зміненням значення R2.

Якщо обмотку wк магнітного підсилювача живити напругою з резистора, ввімкненого послідовно з Rн, то отримаємо замість стабілізатора напруги - стабілізатор струму.

Вище проаналізовано стабілізатори випрямленого (середнього) значення напруги або струму. Проте у стабілізаторах змінної напруги часто треба підтримувати незмінним середньоквадратичне значення вихідної змінної напруги. Вочевидь вимірювальний елемент стабілізатора повинен реагувати на середньоквадратичне значення напруги (струму). Найчастіше для цієї цілі використовують тепловий вплив струму.

Стабілізатори струму на дроселях насичення широко застосовують у кінотехнічних пристроях електроживлення ксенонових ламп.

8. Висновки

1. Функціональний вузол, що забезпечує якісні показники напруги (струму) ДВЕЖ - є стабілізатор.

2. Необхідність застосування стабілізатора обумовлена впливом збурювальних (дестабілізувальних) факторів: змінення вхідної напруги, навантаження, температури тощо.

3. Допустимі межі стабілізованої величини визначають значенням нестабільності.

4. Якісними параметрами стабілізатора є коефіцієнт стабілізації, вихідний активний опір, вихідний імпеданс тощо.

5. Стабілізатори класифікують за принципом дії (параметричні, компенсаційні), стабілізованою величиною (напруги, струму), режимом роботи регулювального елемента (лінійні, або неперервні та ключові, або імпульсні) тощо.

6. Основою параметричних стабілізаторів є застосування нелінійних елементів з ВАХ типу

7. Основою компенсаційних стабілізаторів є система регулювання із колом негативного зворотнього зв'язку.

8. В складі компенсаційних стабілізаторів є: регулювальний елемент, вимірювальний елемент, еталонний (опорний) елемент, порівняльний елемент, підсилювальний елемент, у ключових стабілізаторах - додатково елемент перетворення аналогового сигнала керування в послідовність із змінювальним коефіцієнтом заповнення.

9. Найбільш широко застосовним параметричним стабілізатором постійної напруги є ПСПН з кремнієвим стабілізатроном (Uст > 5В ) або стабістором (Uст < 5В ).

10. Коефіцієнт стабілізації ПСПН із кремнієвим стабілітроном та лінійним баластним резистором дорівнює 20…30, а вихідний опір - диференційному опору стабілітрона (одиниці ом).

11. За необхідністю збільшення замість лінійного баластного резистора слід застосувати, так званий, високоомний транзисторний двополюсник (за сутністю - це стабілізатор струму на уніполярному або біполярному транзисторі). Тоді = 400…800 та вихідний опір дорівнює диференційному опору стабілітрона.

12. Для реалізації параметричних стабілізаторів змінної напруги застосовують комбінацію лінійного та нелінійного дроселів і ферорезонансні контури.

13. Одним із найбільш застосовним є компенсаційний лінійний транзисторний стабілізатор напруги (ЛТСН) , який забезпечує коефіцієнт стабілізації 30…60 та

R вих. - десяті долі ом .

14. З метою покращення параметрів ТСН застосовують модифікації: із складеним транзистором регулювального елемента, із додатковим стабілізованим джерелом живлення підсилювального елемента, із високоомним транзисторним двополюсником, із диференціальним підсилювальним елементом, із вихідною напругою із значенням меншим за опорну, тощо.

15. Дане значення ЛТСН може бути реалізоване лише за умови, що нестабільність опорного елемента не менш ніж на порядок від розрахункової стабілізатора, тобто; за умови під?єднання опорного джерела до виходу стабілізатора.


Подобные документы

  • Мікросхемні та інтегральні стабілізатори напруги широкого використання. Розробка принципової електричної схеми. Розрахунок схеми захисту компенсаційного стабілізатора напруги від перевантаження. Вибір і аналіз структурної схеми та джерел живлення.

    курсовая работа [294,4 K], добавлен 06.03.2010

  • Електронні вольтметри постійної напруги. Види електронних вольтметрів за родом вимірюваної напруги. Залежність відносної основної похибки вольтметрів від рівня вимірюваної напруги. Електронні вольтметри змінної напруги. Підсилювачі постійного струму.

    учебное пособие [564,5 K], добавлен 14.01.2009

  • Отримання аналітичного виразу для емпіричної характеристики підсилювача постійної напруги шляхом обробки результатів багаторазових вимірювань. Послідовність оцінювання похибки вивчення емпіричної залежності з урахуванням похибки засобу вимірювання.

    курсовая работа [2,5 M], добавлен 15.03.2012

  • Структура і принципи роботи тиристора, його вольт-амперна характеристика. Функціонування симістора, способи його відмикання. Конструкція і принципи дії трансформаторів. Розробка структурної схеми регулятора змінної напруги та розрахунок його елементів.

    дипломная работа [1,3 M], добавлен 14.11.2010

  • Ознайомлення із поняттями диференційних, перехідних та інтегруючих кіл. Вивчення принципу дії одностороннього та двостороннього обмежувачів амплітуди. Визначення призначення, основних параметрів та прикладів застосування стабілізаторів напруги.

    реферат [5,8 M], добавлен 30.01.2010

  • Особливості розробки схеми підсилювача напруги, що складається із повторювача напруги на польових транзисторах і трьох каскадів підсилення. Підсилювачі можуть використовуватися для підготовки сигналу в системах керування механічними виконуючими вузлами.

    курсовая работа [1,2 M], добавлен 01.02.2010

  • Вимірювання напруги методом амперметра та вольтметра. Методи на основі подільників напруги. Порівняння напруг на зразковому та вимірюваному конденсаторах. Розрахунок похибки та вихідних каскадів при колекторній модуляції. Принцип роботи приладу.

    курсовая работа [655,7 K], добавлен 20.04.2012

  • Принцип дії та будови індикатора напруги акумулятора, реалізація його схеми у середовищі "Sprint Layout". Проектування односторонніх і двосторонніх друкованих плат. Процес та технологія виготовлення монтажної плати навісним методом. Стадії збирання плати.

    отчет по практике [190,1 K], добавлен 29.12.2015

  • Технологія виготовлення та ремонту друкованих плат і монтажу радіоелементів до блоку живлення. Параметри стабілізаторів напруги. Технічні характеристики та принцип дії апарату; розрахунок трансформатора; чинники ремонтопридатності; собівартість проекту.

    дипломная работа [265,2 K], добавлен 25.01.2014

  • Сфера застосування мікроконтролерів. Розробка джерела високостабільної напруги з мікропроцесорним керуванням. Написання програми на мові ASSEMBLER. Огляд досвіду розробки подібних приладів на мікропроцесорах, написання програм системного характеру.

    курсовая работа [220,6 K], добавлен 31.07.2011

Работы в архивах красиво оформлены согласно требованиям ВУЗов и содержат рисунки, диаграммы, формулы и т.д.
PPT, PPTX и PDF-файлы представлены только в архивах.
Рекомендуем скачать работу.