Исследование особенностей технической реализации и эффективности уплотнения нестационарных сигналов
Классификация и структура систем беспроводного доступа. Анализ методов уплотнения и распределения каналов. Характеристики наиболее распространенных протоколов доступа. Многоканальные и многоадресные системы передачи информации со статическим уплотнением.
| Рубрика | Коммуникации, связь, цифровые приборы и радиоэлектроника |
| Вид | дипломная работа |
| Язык | русский |
| Дата добавления | 18.07.2014 |
| Размер файла | 465,6 K |
Отправить свою хорошую работу в базу знаний просто. Используйте форму, расположенную ниже
Студенты, аспиранты, молодые ученые, использующие базу знаний в своей учебе и работе, будут вам очень благодарны.
(9.24)
при 0 T, где T - длительность элементарного сигнала, а интегрирование производится на любом интервале от t до t+T.
Строго говоря, условие (9.24) выполняется только в случае, когда сигналы sк(t) представляют собой белый шум, т.е. имеют неограниченную ширину спектра и бесконечную дисперсию; для реальных сигналов оно невыполнимо. Вместе с тем, можно сформировать такие сигналы, для которых (9.24) выполняется приближенно в том смысле, что
(9.24а)
при 0 T, т.е. скалярные произведения сигналов при любом сдвиге по времени много меньше энергии элементарного сигнала. Такие сигналы можно назвать почти ортогональными. По своим свойствам почти ортогональные сигналы приближаются к белому шуму, поэтому их часто называют шумоподобными: их корреляционные функции и спектральные плотности мощности близки к аналогичным характеристикам квазибелого шума. Шумоподобные сигналы относятся к классу сложных сигналов, база которых B = 2FT >> 1, и являются дальнейшим развитием сигналов, различающихся по форме. Теории шумоподобных сигналов и вопросам их использования в различных системах связи посвящены работы Л.Е.Варакина [5]. Наиболее распространенным примером технической реализации почти ортогональных шумоподобных сигналов могут служить определенным образом сформированные псевдослучайные последовательности дискретных, в частности, двоичных радиоимпульсов. База сигналов при этом определяется числом импульсов в последовательности. Каждому каналу присваивается одна из множества почти ортогональных двоичных последовательностей, которая служит "адресом" канала. Это приводит к названию "асинхронные адресные системы связи" (ААСС).
Важным достоинством ААСС является то, что нет необходимости в центральной коммутационной станции; все абоненты имеют прямой доступ друг к другу без частотной перестройки приемных и передающих устройств. Здесь достаточно набрать "адрес" вызываемого абонента, т.е. изменить "форму" импульсной адресной последовательности.
В системах с закрепленным каналами ЧРК и ВРК добавление хотя бы одного нового абонента оказывается возможным лишь при исключении одного из имевшихся в системе. Значительно проще эта задача решается в ААСС. Здесь вследствие свободного доступа к линии связи могут вести передачу любые Na активных абонентов из N абонентов системы связи. При определении числа Na нужно учитывать, что вследствие неполной ортогональности каналов в ААСС неизбежны переходные помехи ("шумы неортогональности"), уровень которых растет по мере увеличения Na. Поэтому число одновременно работающих абонентов должно быть ограничено. Допустимое значение Na возрастает по мере увеличения базы сигнала, так как чем больше база сигнала, тем точнее выполняется условие (9.24 а).
В зависимости от времени активности абонентов (т.е. от доли времени, занимаемой k-м каналом для передачи сообщений) можно организовать, например, 1000 - канальную систему связи, в которой одновременно ведут передачу любые 50 абонентов из тысячи. В таких системах легко реализуются резервы пропускной способности, возникающие за счет малоактивных абонентов. Изучив статистику сообщений, передаваемых по каждому каналу, можно установить допустимое число каналов в системе N, при котором обеспечивается нормальная работа Na активных каналов.
3.2 Принципы построения систем с расширенным спектром
Часто основным показателем качества функционирования систем радиодоступа выступает устойчивость к внешним помехам. В такой ситуации находят широкое распространение сигналы с расширенным спектром, которые применяются также при решении задач множественного доступа, борьбы с замираниями, определения местоположения объектов и др.
Сигналы с расширенным спектром (СРС) занимают значительно большую полосу, чем требуется для передачи информационных символов. Иначе такие сигналы называют сигналами с большой базой
В = FT » 1,
где F-- полоса частот, занимаемая сигналом; Т-- длительность символа. Таким образом, под сигналом с расширенным спектром понимают сигнал, у которого в течении длительности информационного символа меняются параметры.
К основным преимуществам СРС относятся высокая помехоустойчивость, возможность борьбы с замираниями, применение кодового разделения каналов (CDMA) и изменения координат и параметров движения объектов.
Высокая помехоустойчивость обеспечивается увеличением отношения сигнал/(шум+помеха) на выходе коррелятора (рис. 2.34) или согласованного фильтра в В раз.
Рисунок 9 Структура системы связи с использованием сигналов с расширенным спектром
Рисунок 10 Временные диаграммы при формировании сигнала с расширенным спектром
Исходная последовательность данных d(t) с длительностью символа Тс (рис. 2.35) умножается на расширяющую последовательность r(t), изменяющуюся по псевдослучайному закону, а затем результирующая последовательность m(t) модулирует несущую, например по фазе. Расширение спектра при этом происходит во столько раз, во сколько длительность элементарного символа ПСП т0 меньше длительности символа последовательности данных В = Тс/т0.
Наиболее распространена двоичная или BPSK цi - = {0,р} модуляция, однако находят применение сигналы QPSK цi = {0, р/2, р, 3р/2} и многофазные сигналы. База сигнала ФМ ПСП определяется выражением
B =ТПСП/T0 = TПСПF,
где TПСП = NTo -- длительность сигнала с расширенным спектром; F -- полоса частот элементарного символа.
В результате длительного развития теории сигналов разработано значительное количество систем ФМ ПСП с хорошими корреляционными свойствами и оценкой значений боковых лепестков. Наиболее известными и распространенными являются М-последовательности, связанные с ними системы сигналов Голда, Касами; сигналы Уолша, сигналы Баркера, Фрэнка, сигналы на основе последовательностей Виленкина-Крестенсона др.
Применение конкретной системы СРС в системе радиодоступа определяет ключевые характеристики, такие как коэффициент повтора частот, возможности кодового разделения сигналов и количество одновременно действующих в общей полосе частот абонентов.
Реализация положительных свойств СРС требует обеспечения точной синхронизации приемника и передатчика (реализуется устройством синхронизации). В системах радиодоступа с кодовым разделением каналов синхронизировать требуется все передатчики и приемники, входящие в сектор базовой станции.
3.3 Примеры шумоподобных сигналов
В настоящее время усиленно разрабатываются методы синтеза сигналов с заданными автокорреляционными и взаимокорреляционными свойствами. Если рассматривать последовательности из n импульсов прямоугольной формы, которые могут принимать значения 1, то простым перебором можно найти такие последовательности.
Таблица 9.1- Сигналы Баркера и их АКФ
|
N |
Номер импульса |
Максимум нормированного модуля АКФ |
||
|
Основной |
Дополнительный |
|||
|
2 |
1,-1 |
1 |
Ѕ |
|
|
3 |
1,1,-1 |
1 |
1/3 |
|
|
4 |
1,1,-1,1 |
1 |
ј |
|
|
4 |
1,1,1,-1 |
1 |
ј |
|
|
5 |
1,1,1,-1,1 |
1 |
1/5 |
|
|
7 |
1,1,1,-1,-1,1,-1 |
1 |
1/7 |
|
|
11 |
1,-1,1,1,-1,1,1, 1,-1,-1,-1 |
1 |
1/11 |
|
|
13 |
1,1,1,1,1,-1,-1, 1,1,-1,1,-1,1 |
1 |
1/13 |
Последовательности Баркера имеют близкую к идеальной форме автокорреляционную функцию: абсолютное значение боковых лепестков не превышает 1/n основного. На рисунке 11а приведены последовательность (называемая также кодом) Баркера для n =11 и ее автокорреляционная функция (рисунок 11, б ).
Рисунок 11 Реализация последовательности Баркера (а) и ее автокорреляционная функция (б)
Прием последовательности s1(t) ("адрес" первого канала) рис. 9.10, а выполняется согласованным трансверсальным фильтром рис. 9.11.
Рисунок 12 Согласованный фильтр для последовательности Баркера
Импульсы последовательности Баркера с числом знаков n=11 поступают сначала на фильтр СФпи, согласованный с прямоугольным импульсом (см. $ 5.7), а затем в линию задержки (ЛЗ), имеющую отводы через промежутки , далее на фазоинверсные (-) и фазосохраняющие (+) каскады с одинаковыми коэффициентами передачи, схему суммирования и решающее устройство РУ.
Фазоинверсные и фазосохраняющие каскады включены в порядке, соответствующем обратному порядку чередования биполярных импульсов n-последовательности (рис. 9.10, а): число этих каскадов равно числу элементов последовательности. Первый каскад включен до линии задержки, последний - на ее конце. При приеме n-последовательность продвигается по ЛЗ, и в момент, когда все импульсы совпадут по знаку с весами, включенными между отводами ЛЗ и суммирующим устройством, все импульсы сложатся синфазно, на выходе РУ появится наибольший импульс - согласованный фильтр зафиксирует адрес 1-го канала. При всех других сдвигах суммирование производится не в фазе (с разными знаками), и на выходе РУ появляются уровни, не превышающие по модулю 1/n от максимального значения.
Поскольку функции взаимной корреляции между последовательностями имеют наибольшее значения, не превышающее 1/n, то последовательность адреса чужого канала не может вызвать ложного срабатывания решающего устройства 1-го канала.
Исследования показывают, что последовательностей с "остатками" величины 1/n для n > 13 не существует. Поэтому для больших n приходится довольствоваться последовательностями, имеющими "остатки" большие, чем 1/n.
Несколько худшие автокорреляционные свойства по сравнению с баркеровскими последовательностями, но все же достаточно подходящие для использования в качестве адресных сигналов имеют линейные рекуррентные M- последовательности (ЛРП) или, как их еще называют, линейные последовательности сдвигового регистра максимальной длительности. Для ЛРП отношение главного максимума к максимальному боковому лепестку автокорреляционной функции растет приближенно как n, где n - число импульсов в последовательности.
Линейные рекуррентные последовательности обладают свойством хаотичности, которое заключается в следующем. Если из периода ЛПР, содержащего n = 2 - 1 членов, выбрать возможные отрезки членов в каждом, то, во-первых, среди этих отрезков не будет совпадающих и, во-вторых, среди них найдутся любые комбинации из +1 и -1, состоящие из членов (кроме запрещенной комбинации, состоящей только из +1). Эти свойства сходны со свойствами случайных биполярных последовательностей; поэтому ЛРП часто называют псевдослучайными или шумоподобными последовательностями.
3.4 Принципы технической реализации синхронного уплотнения источников информации
СПИ с КР можно разбить на два класса: синхронные адресные системы (САС) и асинхронные адресные системы (ААС). В данной разделе будут подробно рассмотрены синхронные адресные системы и будет произведено их сравнение с системами с частотным и временным разделением.
В САС передача информации осуществляется таким образом, что переносчики информации удовлетворяют условиям ортогональности (2.10), (2.11). Это обеспечивается выбором сигналов и синхронизацией их во времени. Как было отмечено ранее, и частотное, и временное разделение удовлетворяют этим условиям ортогональности и поэтому они также являются синхронными. Таким образом, частотное, временное и кодовое разделения абонентов (канатов) основаны на использовании ортогональности переносчиков информации. Поскольку ортогональность сигналов (или функций) является частным случаем линейной независимости сигналов (функций), то при общем описании и сравнении указанных методов разделения будем условно называть их линейным разделением. Естественно, что при линейном разделении (уплотнении) тракты передатчика и приемника должны быть линейными, так как при нелинейных трактах условия ортогональности (2.10), (2.11) будут нарушены и в результате появятся взаимные помехи между абонентами (междуканальные помехи).
На рис. представлены структурные схемы передающего и приемного устройств СПИ с линейным разделением и централизованным объединением абонентов. Информация от источников ИИ поступает на канальные модуляторы, где Lк -- число каналов. В j-м канальном модуляторе (МД) переносчик сообщения -- опорный канальный сигнал s0j (t) модулируется сообщением bj(t) так, что на выходе канального модулятора канальный сигнал sj (t) является функцией времени t и сообщения bj, т. е. sj (t) = s (t, bj (t)). При временном и кодовом разделении для обеспечения ортогональности канальных сигналов sj(t) необходима синхронизация всех опорных сигналов. Это обеспечивается в рассматриваемой системе специальным синхросигналом, передаваемым периодически с приемного устройства (предполагается, что в системе имеется обратный канал от пункта сбора информации до датчиков). Канальные сигналы с выходов канальных модуляторов поступают в канальные передатчики ПРД, где переводятся в требуемый диапазон частот (общий для всей системы сбора информации), усиливаются по мощности, а затем излучаются при помощи антенн.
Рисунок 13 Структурная схема передающей стороны беспроводной подсистемы сбора информации с датчиков системы охранной сигнализации
Поэтому групповой сигнал в данной системе формируется в пространстве как сумма канальных сигналов
Суммирование производится по всем источникам информации, хотя некоторые из них могут и не передавать информации в момент наблюдения t.
Приемное устройство состоит из приемника ПР, который оптимально обрабатывает групповой сигнал и выделяет сигнал синхронизации. Выделенный групповой сигнал поступает на устройство разделения УР, где групповой сигнал разделяется на канальные сигналы. Канальные сигналы поступают на входы канальных демодуляторов Д. Сигнал синхронизации или синхросигнал выделяется синхронизатором С2, который управляет ритмом работы канальных демодуляторов. Информация с выходов канальных демодуляторов поступает к получателям информации ПИ. Отметим, что структура приемника ПР определяется принятым методом модуляции несущего колебания канальными сигналами.
Поскольку методы модуляции несущего колебания канальными сигналами хорошо известны, то рассматривать их не будем.
Рисунок 14 Структурная схема приемной стороны беспроводной подсистемы сбора информации системы охранной сигнализации
Устройство разделения при ЧР является набором частотных разделительных фильтров, при BP -- набором временных селекторов. При кодовом разделении функции разделения выполняют канальные демодуляторы. Структура канальных демодуляторов определяется методами передачи информации. Предположим, что информация передается в виде дискретных сообщений. При этом канальные демодуляторы являются приемниками дискретных сообщений. Структурные схемы оптимальных канальных демодуляторов при приеме дискретных сообщений совпадают со структурными схемами оптимальных приемников. Их свойства были достаточно подробно описаны в различных учебниках, поэтому будем считать, что свойства отдельного канала в многоканальной СПИ известны, и перейдем к рассмотрению особенностей, которые вносит совместная работа многих абонентов.
4. Пример системы сбора информации на основе использования кодового уплотнения
4.1 Математическая модель многоканальных систем связи с кодовым уплотнением каналов
Предположим, что источники информации подключены к линии связи постоянно и постоянно активны. Такие многоканальные системы называются системами с закрепленными каналами. Это нам необходимо для того, чтобы не учитывать влияние процессов входа в синхронизм, а также процессов установления связи между абонентами (протоколы системы сигнализации), которые существенно затруднят анализ, но при этом их влияние на эффективность процессов уплотнения и разделения каналов несущественно.
На практике используется, как правило, другой тип систем - систем с незакрепленными каналами.
Эти системы учитывают статистику активности каналов и имеют более высокую эффективность использования частотно-временных и энергетических ресурсов линии связи. Они в свою очередь подразделяются на системы с централизованным распределением (предоставлением каналов абонентам) и со случайным. Системы с централизованным распределением каналов в большей степени присущи проводным системам и сетям связи.
Последние часто называют системами множественного доступа. Они в большей степени распространены в системах беспроводного доступа. Эффективность функционирования таких систем зависит от законов распределения активности источников информации и описывается законами теории массового обслуживания.
Во вторых, рассмотрим синхронные системы, в которых начало и окончание информационных символов уплотняемых абонентов между собой строго синхронизированы. На практике используют и синхронные и асинхронные системы, первые, например, в сотовых системах при передачи информации от базовой станции к мобильным телефонам, а вторые, при передачи информации в противоположном направлении.
Рисунок 15 Структурная схема системы с кодовым уплотнением каналов
Если при линейном уплотнении уплотняются l источников информации (ИИ), то на передающей стороне формируется групповой сигнал вида
, (1)
где bki , - сообщение от i-ого ИИ при передаче k-ой реализации группового сигнала; si(t) - опорный канальный сигнал.
, (2)
где n(t) - аддитивная помеха.
На приемной стороне в j-ом канале УРК получим
, (3)
В том случае, если сигналы ортогональные, для которых выполняется соотношение при i ? j , то второе слагаемое в последнем выражении равно нулю и, соответственно, напряжение на выходе системы разделения каналов не отличается от обычной одноканальной системы.
Однако, ортогональных сигналы в реальных системах реализовать невозможно, поскольку требование ортогональности выполняется на конечном интервале, равном длительности передаваемых сигналов, а сигналы с конечной длительностью имеют бесконечный спектр, а реальные линии связи имеют ограниченный спектр. Это кстати и объясняет и тенденцию современных систем к расширению спектра. Одной из причин является увеличение скорости передаваемой информации.
При использовании неортогональных канальных сигналов, для которых не выполняется соотношение при i ? j , напряжение на выходе j-ого канала УРК эквивалентно
, (5)
где - отсчет шума приемника на выходе УРК, Е - энергия канальных сигналов.
То есть на помехоустойчивость линии связи влияет не только шум приемника, но и взаимные помехи (ВП), мощность которых пропорциональна мощности полезного сигнала, числу мешающих абонентов и взаимокорреляционным свойствам канальных (адресных) сигналах.
Наличие взаимных помех (межканальных, переходных, шумов неортогональности) между каналами системы и зависимость их мощности от мощности полезного сигнала является принципиальными свойствами многоканальных систем связи.
Наличие взаимных помех снижает помехоустойчивость системы, либо пропускную способность, поскольку мощность взаимных помех зависит от числа абонентов, уменьшение значения которого может уменьшить потери в помехоустойчивости.
Уровень (мощность) взаимных помех нельзя снизить увеличением мощности полезного сигнала, поскольку она пропорциональна этой мощности (часть энергии переходит из соседних каналов).
Таким образом, проблема взаимных помех является основной проблемой многоканальных систем, а поскольку в настоящее время подавляющее число линий и систем связи являются многоканальными, то и одной из основных проблем теории электросвязи.
4.2 Оценка влияния взаимных помех на эффективность многоканальной системы
Вероятность ошибок с учетом действия ВП при когерентном приеме в i-ом канале и передаче k-ой реализации ГС можно точно определить по формуле
,
где - модуль нормированного относительно энергии канальных сигналов напряжения на выходе j-ого канала разделения при передаче k-ой реализации группового сигнала.
Средняя вероятность ошибки в j-ом канале может быть получена путем усреднения по всем возможным реализациям ГС, а средняя вероятность ошибки в многоканальной линии путем усреднения по всем каналам уплотнения.
Приближенная оценка вероятности ошибки может быть определена с учетом апроксимации суммарного действия шума приемника и ВП нормальным законом распределения
,
где - среднеквадратическое значение отношение сигнал-помехи при линейно-независимых сигналах.
б - коэффициент, зависящий от вида модуляции (при амплитудной модуляции он равен 1/v2, при ортогональной - 1 и при фазовой - v2.
Если ввести обозначения
- отношение сигнал-шум;
N0 - спектральная плотность мощности;
- среднеквадратическое значение коэффициента взаимной корреляции, то среднеквадратическое отношение сигнал-помехи можно выразить в виде при ОМ и ФМ. При АМ необходимо учитывать, что мощность ВП будет пропорциональна только одновременно излучаемым канальным сигналам (то есть числу единиц).
.
Из данного выражения видно, что помехоустойчивость систем с линейным кодовым уплотнением не может быть увеличена путем увеличения мощности полезного сигнала, так как при этом увеличивается и мощность взаимных помех.
4.3 Оценка эффективности систем радиоохраны с ШПС
4.3.1 Оценка спектральной эффективности
Из всего перечня приведенных выше характеристик основными для сравнения различных беспроводных систем являютя помехоустойчивость и спектральная эффективность. Скорость передачи в данном случае является второстипенной характеристикой исходя из низкой информативности датчиков систем охранной сигнализации. Анализ рассматриваемых систем показал, что если в качестве адресов датчиков использовать ортогональные сигналы, то системы с одной зоной контроля с любыми способами уплотнения (временным, частотным либо кодовым) имеют примерно одинаковую спектральную эффективность, равную
г = V/F ,
где V - скорость передачи информации датчиками системы; FЧР = LFД - ширина полосы частот, занимаемая системой с частотным уплотнением , обслуживающей L датчиков;
FД - ширина спектра передаваемых сообщений датчиками.
Однако, учитывая, что при использовании квазиортогональных шумоподобных сигналов, сформированных, например, на основе нелинейных псевдослучайных последовательностей, можно получить число сигналов, значительно превышающее значение базы сигналов, то можно получить существенный выигрыш в спектральной эффективности.
В этом случае полоса частот, занимаемая системой с кодовым уплотнением будет определяться не числом датчиков, а базой сигналов.
FКР =BFД
Сравнивая эти два выражения, учитывая, что скорости передачи информации датчиками (соотвественно, ширина спектра, занимаемая сообщениями) одинаковы, получим выражение для выигрыша в спектральной эффективности системы с кодовым уплотнением по сравнению с системой с узкополосными сигналами.
гКР/гЧР = L/B,
Из приведенного выражения видно, что системы с КР выгодно использовать при большом числе датчиков системы.
Количественный выигрыш при конкретных значениях параметров системы получить затруднительно из-за сложной зависимости числа сигналов с заданными взаимокорреляционными свойствами от базы сигналов.( в настоящее время таких точных теоретических зависимостей не существует). Их можно получить только путем компьютерного моделирования, что выходит за рамки проводимых исследований.
4.3.2 Оценка помехоустойчивости системы
Для системы с КР и квазиортогональными сигналами приближенная оценка вероятности ошибки при когерентном приеме ФМ ШПС может быть определена с учетом апроксимации суммарного действия взаимных помех (ВП) нормальным законом распределения
где - среднеквадратическое значение отношения сигнал-помехи.
F(x) = - интеграл вероятности;
l - число активных датчиков;
rСР - среднеквадратической значение коэффициентов взаимной корреляции;
h0 - среднеквадратическое значение уровня шума (по напряжению).
Если в системе мощность взаимных помех от всех активных датчиков (при их одновременном срабатывании) меньше мощности шума приемника и других помех, то формула для вероятности ошибки упрощается
.
Используя стандартную офисную программу Excel при h0 =2-3 получим значение вероятности ошибки примерно 10-3…10-5, что соотвествует требованиям, преъявляемым к современным беспроводным система передачи информации.
При использовании частотно-временных сигналов и сигналов с прыгающей частотой когерентный прием реализовать нельзя, поэтому используется некогерентный прием, например, с частотной , или с относительной фазовой манипуляцией.
При этом вероятность ошибки определяется выражением
P = 0,5exp(-бh02),
где б = 0,5 при ЧМ и 1 при ОФМ.
Расчеты, проведенные при помощи программы Excel показали, что при h0 =2-3 вероятность ошибки примерно на порядок больше при ОФМ и на два порядка при ЧМ. Это соответствует энергетическому проигрышу на 1,5-2 Дб, что весьма существенно.
При учете действия ВП помехоустойчивость системы может значительно снизиться, однако в этом случае могут использоваться специальные алгоритмы их компенсации, описанные , например, в [8,11,17].
Заключение
Достоинствами беспроводных систем связи являются их относительно низкая стоимость, быстрота развертывания и высокая мобильность, высокая структурная надежность.
Беспроводные системы незаменимы при строительстве газопроводов, атомных электростанций и других масштабных объектов, в случаях устранения последствий стихийных бедствий и аварий, в сельском хозяйстве, где строить сотовые системы экономически невыгодно.
При этом в отличие от одноканальных систем в многоканальных системах сжатие данных, как правило, производят за счет эффективной процедуры уплотнения источников информации. Наиболее целесообразными способами уплотнения являются адаптивный временной или кодовый, учитывающие статистику передаваемых данных.
При кодовом уплотнении с использованием квазиортогональных сигналов и процедур многопользовательской демодуляции эффективность уплотнения увеличивается с увеличением уплотняемых источников и их избыточности.
Основными методами реализации таких систем является множественный доступ с контролем несущей или кодовое разделение абонентов.
Построение системы с кодовым уплотнением каналов может быть реализовано с меньшей базой используемых сигналов, а значит и с меньшей полосой пропускания, если использовать прием сигналов с компенсацией взаимных помех. Выигрыш в полосе частот в зависимости от требуемой вероятности ошибки может примерно составлять 5-6 раз.
Список использованных источников
1 Берлин А.Н. Цифровые сотовые системы связи. -- М.: Эко-Трендз, 2007. -- 295 с.
2 Варакин Л.Е., Шинаков Ю.С. CDMA: прошлое, настоящее, будущее. -- М.: Международная академия связи, 2003. -- 601 с.
3 Вишневский В.М. и др. Широкополосные беспроводные сети передачи информации. -- М.: Техносфера, 2005. -- 592 с.
4 Волков Л.Н., Немировский М.С, Шинаков Ю.С Системы цифровой радиосвязи. -- М.: Эко-Трендз, 2005. -- 392 с.
5 Громаков Ю.А. Стандарты и системы подвижной радиосвязи. -- М.: Мобильные ТелеСисте-мы-Экотрендз, 2007. -- 240 с.
6 Григорьев В.А., Лагутенко О.И., Распаев Ю.А. Сети и системы радиодоступа. -- М.: Эко-Трендз, 2005. --384 с.
7 Ипатов В. Широкополосные системы и кодовое разделение сигналов. Принципы и приложения. -- М.: Техносфера, 2007. -- 486 с.
8 Крейнделин B.C. Новые методы обработки сигналов системах беспроводной связи. -- СПб.: Линк, 2009. -- 276 с.
9 Матвеева М.М., Шинаков Ю.С. Системы связи с подвижными объектами. -- М.: Радио и связь, 2002. -- 450 с.
10 Немировский М.С. Цифровая передача информации в радиосвязи. -- М.: Связь, 1980. -- 256 с.
11 Прокис Дж. Цифровая связь. -- М.: Радио и связь, 2000. -- 798 с.
12 Скляр Бернард. Цифровая связь. Теоретические основы и практическое применение. -- М.; СПб.; Киев; Вильяме, 2003. -- 1100 с.
13 Томаси У. Электронные системы связи. -- М.: Техносфера, 2007. -- 1360 с.
14 Финк Л. М. Теория передачи дискретных сообщений. -- М.: Сов. радио, 1970. - 356 с.
15 Цапенко М.П. измерительные информационные системы.- М.: Энергоатом издат, 2005. - 440с.
16 Зюко А.Г., Кловский Д.Д., Назаров М.В., Финк Л.М. Теория передачи сигналов. М: Радио и связь, 2001 г. -368 с.
17 Ключко В.И., Казаков А.Н. Эффективность компенсации взаимных помех в синхронных адресных системах связи/«Средства связи»-1986, с.48-53
Размещено на Allbest.ru
Подобные документы
Разработка системы сжатия и уплотнения каналов и определение её параметров и характеристик. Проектирование и применение систем уплотнения каналов с целью уменьшения плотности и сложности линий связи, увеличения числа каналов, улучшение качества связи.
курсовая работа [487,0 K], добавлен 25.12.2008Разработка системы сжатия и уплотнения каналов систем линий связи. Мажоритарное уплотнение каналов. Способы определения функций Уолша. Расчет характеристик и выбор элементов структурной схемы. Структура группового сигнала. Выбор частоты дискретизации.
курсовая работа [110,1 K], добавлен 28.02.2011Исследование технологии построения систем передачи со спектральным уплотнением оптических каналов WDM/DWDM. Характеристика основных принципов работы анализаторов оптического спектра. Организация тестирования параметров линейных сигналов систем WDM/DWDM.
презентация [1,6 M], добавлен 05.02.2011Сравнительный анализ систем беспроводного доступа. Способы организации связи. Разработка структурной схемы сети беспроводного доступа. Размещение базовых станций и сетевых радиоокончаний. Воздействие электромагнитных полей на организм человека.
дипломная работа [274,2 K], добавлен 04.01.2011Базовая модель взаимодействия клиента с Интернет. Развитие технологии беспроводного доступа к WWW. Этапы развития мобильного Интернета. Семейство протоколов WAP. Схема управления доступом к телефонной сети. Протоколы беспроводного доступа в Интернет.
реферат [34,2 K], добавлен 22.10.2011Характеристика системы беспроводного удаленного доступа в телефонную сеть (WLL): функциональная схема радиосвязи, устройство и принцип работы станционного полукомплекта. Технические характеристики и схемотехника передающего устройства абонентской станции.
дипломная работа [2,9 M], добавлен 08.06.2012Обзор существующих технологий доступа широкополосной передачи данных. Анализ стандартов предоставления услуг. Использование метода множественного доступа при построении сети. Расчет потерь сигнала и сетевой нагрузки. Настройка виртуального окружения.
дипломная работа [2,5 M], добавлен 07.06.2017Особенности использования параллельной передачи дискретных сообщений. Анализ принципов технической реализации многочастотных сигналов и их помехоустойчивости. Пути повышения энергетической эффективности усилителей мощности многочастотных сигналов.
дипломная работа [1,0 M], добавлен 09.10.2013Принципы построения систем передачи информации. Характеристики сигналов и каналов связи. Методы и способы реализации амплитудной модуляции. Структура телефонных и телекоммуникационных сетей. Особенности телеграфных, мобильных и цифровых систем связи.
курсовая работа [6,4 M], добавлен 29.06.2010Анализ современного состояния пропускной способности систем широкополосного беспроводного доступа. Математическая модель и методы модуляции сверхширокополосных сигналов, их помехоустойчивость и процедура радиоприема. Области применения данных сигналов.
контрольная работа [568,2 K], добавлен 09.05.2014
