Размещено на http://www.allbest.ru/

9

ФЕДЕРАЛЬНОЕ АГЕНТСТВО ПО ОБРАЗОВАНИЮ

ФИЛИАЛ ГОСУДАРСТВЕННОГО ОБРАЗОВАТЕЛЬНОГО УЧРЕЖДЕНИЯ

ВЫСШЕГО ПРОФЕССИОНАЛЬНОГО ОБРАЗОВАНИЯ

«МОСКОВСКИЙ ЭНЕРГЕТИЧЕСКИЙ ИНСТИТУТ (ТЕХНИЧЕСКИЙ УНИВЕРСИТЕТ)» в г. Смоленске

Кафедра электроники и микропроцессорной техники

ДИПЛОМНЫЙ ПРОЕКТ

подготовки инженеров по специальности «Промышленная электроника»

Тема: СПЕЦИАЛИЗИРОВАННЫЙ ИСТОЧНИК ПИТАНИЯ

Студент группы ПЭ-03

Левченков Андрей Иванович

Руководитель проекта

старший преподаватель

Фролков Олег Александрович

Смоленск 2009

АННОТАЦИЯ

Автор работы - Левченков Андрей Иванович

Тема - специализированный источник питания.

Произведен патентный поиск и обзор литературы по данной теме, использовано 18 источников информации.

Разработаны функциональная и электрическая принципиальная схемы, проведена конструкторско-технологическая разработка печатной платы системы управления источника питания.

Проведен расчет принципиальной схемы, расчет надежности и себестоимости изделия, проведено моделирование работы системы управления и силовой части. Рассмотрены вопросы эргономики и меры по защите окружающей среды при производстве и эксплуатации устройства.

Расчётно-пояснительная записка оформлена с привлечением текстового редактора MSWord 2003 и графического редактора MSVisio2003, системы автоматического проектирования Micro-Cap 9. Разработка печатной платы выполнена при помощи пакета P-Cad 2006.

Данная расчетно-пояснительная записка содержит:

138 листов;

38 рисунков;

13 таблиц;

7 приложений;

18 наименований использованных источников литературы.

ABSTRACT

The Author of the work - Levchenkov Andrey Ivanovich Subject - specialized power source.

The Maded patent search and review of the literature on given to subject, is used 18 the sources to information.

It Is Designed functional and electric principle scheme, is organized design-technological development of the printed charge managerial system power source.

The Organized calculation of the principle scheme, calculation to reliability and prime cost of the product, is organized modeling of the work managerial system and power part. The Considered questions эргономики and measures on protection of environment at production and usages device.

Accounting-explanatory note is executed with attraction of the text editor MSWord 2003 and graphic editor MSVisio2003, systems of the automatic designing Micro-Cap 9. The Development of the printed charge is executed at package P-Cad 2006.

Given accounting-explanatory note contains:

-138 a sheet;

-38 a drawing;

-13 a tables;

-7 exhibits;

-18 a names of the used sources of the literature.

СОДЕРЖАНИЕ

ОБОЗНАЧЕНИЯ И СОКРАЩЕНИЯ

ВВЕДЕНИЕ

1 ОБЗОР ЛИТЕРАТУРЫ И ПАТЕНТНЫЙ ПОИСК

1.1 Патентный поиск

1.2 Особенности проектирования источников вторичного электропитания

1.3. Современная элементная база для систем вторичного электропитания

2. ВЫБОР И ОБОСНОВАНИЕ ФУНКЦИОНАЛЬНОЙ СХЕМЫ

2.1 Описание функциональной схемы

3 ОПИСАНИЕ ПРИНЦИПИАЛЬНОЙ СХЕМЫ

3.1 Контроль магнитного состояния сердечника

3.2 Компенсационный стабилизатор

3.3 Драйвер управления верхним ключом

3.4 Релейный стабилизатор

3.5 Драйвер управления нижним ключом

4. РАСЧЕТ ОСНОВНЫХ УЗЛОВ СХЕМЫ

4.1 Выбор и расчет элементов системы управления

4.2 Входной выпрямитель и фильтр

4.3 Выбор элементов силовой части

4.4 Выходной выпрямитель и фильтр

4.5 Описание методики и расчет трансформатора

5. РАСЧЕТ НАДЕЖНОСТИ

6. МОДЕЛИРОВАНИЕ И ЭКСПЕРИМЕНТАЛЬНОЕ ИССЛЕДОВАНИЕ УЗЛОВ УСТРОЙСТВА

7. КОНСТРУКТОРСКО-ТЕХНОЛОГИЧЕСКАЯ РАЗРАБОТКА

7.1 Выбор размеров ПП

7.2 Размещение и установка элементов на ПП

7.3 Разработка проводящего рисунка

7.4 Материалы для изготовления печатных плат

7.5 Методы изготовления печатных плат

7.6 Применение САПР

8. БЕЗОПАСНОСТЬ И ЭКОЛОГИЧНОСТЬ ПРОЕКТА

8.1 Техника безопасности при работе с электрооборудованием

8.2 Меры по обеспечению комфортности работы с устройством

8.3 Требования по экологической безопасности

9. ОЦЕНКА И АНАЛИЗ ЭФФЕКТИВНОСТИ ИНВЕСТИЦИОННОГО ПРОЕКТА

9.1 Определение объема инвестиций для производства

9.2 Расходы на сырье и основные материалы

9.3 Расходы на покупные комплектующие изделия и материал

9.4 Определение цены продажи за единицу изделия

9.5 Расчет показателей эффективности инвестиционного проекта

ЗАКЛЮЧЕНИЕ

СПИСОК ИСПОЛЬЗОВАННЫХ ИСТОЧНИКОВ

ОБОЗНАЧЕНИЯ И СОКРАЩЕНИЯ

БТ - биполярный транзистор;

БТИЗ - биполярные транзисторы с изолированным затвором;

ДУ - драйвер управления;

ИВЭП - источники вторичного электропитания;

ИП - импульсный преобразователь

КПД - коэффициент полезного действия;

СПП - силовые полупроводниковые приборы;

ОС - обратная связь;

ПП - печатная плата;

УР - усилитель рассогласования;

СУ - система управления;

ШИМ - широтно-импульсная модуляция;

ООХП - однотактный обратноходовой преобразователь.

ВВЕДЕНИЕ

Одним из важнейших направлений современной электроники является создание высокоэффективных импульсных источников питания (ИВЭП).

В настоящий момент любое электронное оборудование не может существовать без данного рода устройств, которые по своей сути являются вторичными источниками электропитания.

ИВЭП по своей физической сущности являются преобразователями вида и качества электрической энергии. Очень редко (только в автономных системах) питание устройств ведется непосредственно от первичного источника электроэнергии, т.е. от преобразователя неэлектрической энергии в электрическую. В большинстве случаев первичный источник или стандартная сеть по частоте, стабильности или напряжению оказываются непригодными для питания электронных устройств. Поэтому возникает необходимость преобразования электрической энергии.

Класс устройств, преобразующих электрическую энергию, весьма разнообразен и охватывает диапазон мощностей от долей вата до нескольких тысяч киловатт. Преобразователи электрической энергии широко используются в промышленной и бытовой технике

Одной из основных задач проектирования источников вторичного электропитания является их миниатюризация, т.е. получение заданной мощности при минимальном объёме.

Источники вторичного электропитания предназначены для получения заданной мощности в нагрузке и высокой динамичности реакции на ее изменение. Требуемая мощность часто оказывается значительной и, поэтому, достижения интегральной техники, в смысле повышения плотности упаковки электронных элементов, не оказывают прямого и решающего влияния на миниатюризацию источников вторичного электропитания. Миниатюризация потребителей энергии приводит к увеличению относительного объёма источников вторичного электропитания в системе, если их миниатюризация не осуществляется одновременно и с такой же эффективностью.

Нельзя оставить без внимания сложившийся десятилетиями взгляд на источник вторичного электропитания как на простейшие и второстепенные по значению устройства. Однако становится всё очевиднее, что рассматривать источники вторичного электропитания как сочетание простейших элементов: трансформаторов, выпрямителей, сглаживающих фильтров и стабилизаторов непрерывного действия дальше нельзя, так как объём и масса источников вторичного электропитания становится больше объёма и массы питаемой ими электронной аппаратуры.

Одним из путей решения проблемы создания высокоэффективных источников питания является применение импульсного способа регулирования постоянного напряжения. Вторичные источники питания, использующие данный способ, имеют высокий КПД, малые габариты и вес, характеризуются большой удельной мощностью, высокой динамичностью и, как следствие, стабильностью питающего напряжения.

Целью данной дипломной разработки является проектирование мощного источника вторичного питания с возможностью отдачи большой мощности за малый промежуток времени, т.е. обладающего хорошими динамическими характеристиками, который может применяться в качестве силовой части имитатора солнечной батареи.

схема источник питание мощность батарея

1. ОБЗОР ЛИТЕРАТУРЫ И ПАТЕНТНЫЙ ПОИСК

1.1 Патентный поиск

Таблица 1.1 -Результаты патентного поиска

Предмет поиска (объект, составные части)	Источники информации, по которым Проведен поиск	Научно-техническая и патентная документация, отобранная для поиска	Сущность технического решения в анализируемом источнике информации
Импульсные преобразова-тели	Р.Ж.«Электронные компоненты» 2003г.	Начальная школа построения импульсных DC/DC преобразователей. «Электронные компоненты» № 6, 2003г.	Рассмотрены принципы построения сдвоенных одноактных преобразователей, а также режимы работы схем. Варианты схем, для увеличения мощности, получаемой в нагрузке.
Интегральные схемы управления устройствами преобразова-ния.	«Электроника» (1998 г.) “Электродви-гатели”, Лихачев, 2004	Френк Гудинаф. Интегральные схемы управления источниками питания. “Электроника”, №23 ,1998г.	Дан обзор интегральных схем управления различными типами преобразовательных устройств.
Преобразо-ватели напряжения на базе инверторов.	“Электронная техника” серия 5 “Основы силовой электроники”, Редди,2006	Бландова Е.С., Богарников М.Я. К вопросу разработки вторичных источников питания. “Электронная техника” Выпуск 4, 1998 г.	Описаны варианты схем построения вторичных источников питания.
Проектиро-вание однотактных преобразова-телей с трансформа-торной развязкой	Справочная литература	Мэк, Р. Импульсные источники питания. Теоретические основы проектирования и руководство по практическому применению/Пер. с англ. / Р. Мэк - М. : Издательский дом «Додэка-XXI», 2008. - 272 с.	Рассмотрены принципы построения и функционирования однотактных преобразователей
Принципы построения импульсных источников питания.	Справочная литература	Головков, А. В. Блоки питания для системных модулей типа IBM PC-XT/AT / А. В. Головков, В. Б. Любицкий. - М. : «ЛАД и Н», 1995. - 91 с.	Представлены схемотехнические решения проектирования основных функциональных узлов ИП. Рассмотрены наиболее доступные системы управления в преобразователях, рассмотрена их элементная и основные методы схемной реализации
Источник напряжения постоянного тока	Патенты РФ на изобретение	О.В. Григораш. G05F 1/46 SU № 2274891 15.09.2004.	Используется в системах электроснабжения в качестве источника напряжения постоянного тока. Результатом является повышение надежности работы источника питания.
Преобразо-ватель постоянного напряжения	Патенты РФ на изобретение	А.П. Прасолин, Б.В. Некифоров. Н02М 3/335 SU № 2283530 09.08.2005.	Использование в электрических схемах источников питания повышенной мощности с гальванической развязкой.
Преобразо-ватель постоянного напряжения	Патенты РФ на изобретение	Генин А. И. С1 RU № 4826424	Получение преобразователя напряжения с обратной связью по выходному напряжению и гальванической развязкой входной и выходной цепи
Источник вторичного электропита-ния	Патенты РФ на изобретение	Л.Н. Шалимов, Н.Г. Манько, Б.А. Солдатов. Н02М 7/217 SU № 2271598 27.05.2005.	Преобразователь переменного напряжения в постоянное с защитой нагрузки от перенапряжения, с увеличением быстродействия защиты.
Преобразо-ватель напряжения постоянного тока с микроконтроллерным управлением	Патенты РФ на изобретение	В.Н. Давыдов, В.Н. Жилич, Т.А. Петрович. Н02J 9/06 SU № 2284623 09.08.2005.	Широкие функциональные возможности по параметрам качества электропитания нагрузки за счет применения оригинальных алгоритмов и встроенных систем управления
Преобразо-ватель постоянного напряжения	Патенты РФ на изобретение	А.П. Прасолин, Б.В. Некифоров. Н02М 3/335 SU № 2283530 09.08.2005.	Изобретение относится к преобразовательной технике и предназначено для стабилизации и регулирования постоянного напряжения источников питания мощной нагрузки.

Таблица 1.2-Технико-экономические показатели данного вида техники

Наименование сравниваемого параметра и единица измерения.	Значение технико-экономических показателей
	ASTECVS6-L2-00	Magnetek Millennium 3	Штиль PS48042T-2	Mean Well RSP-1500-48	Дипломная разработка
Архитектура построения	Импульс-ная	импульсная	импульсная	импульсная	импульсная
Входное напряжение, В	85-264	176-264	220	85-264	220
Выходное напряжение, В	48	40-60	42-56	48	25-72В
КПД, %	80	92	89	90	80-90
Максимальный ток нагрузки, А	30	50	40	32	100
Максимальная мощность нагрузки, кВт	1,5	3,0	2,4	1,5	2,5
Цена, р	14000	32000	26300	16000	10600

На данный момент на рынке представлено множество мощных источников вторичного питания от широкого круга производителей, а том числе и российских. К их достоинствам можно отнести высокий КПД, широкий диапазон напряжений питания, высокие мощностные показатели, и конечно надежность, ведь эти производители не первый год на рынке.

Однако для нашего специфического применения они мало подходят. В первую очередь это малый диапазон регулировки выходного напряжения, величина которого делает нецелесообразным их применение в качестве силовой части имитатора солнечных батарей. Второе, это габаритные размеры источника. Изначально планировалось монтировать источники в 19'' стойки и подбирать их количество для достижения необходимой суммарной мощности, но не все представленные на рынке образцы подходят для такого применения.

Из вышесказанного следует целесообразность дипломной разработки. При этом имеется простор для схемотехнической реализации проекта, реализации необходимых режимов работы источника, его выходных характеристик и габаритного исполнения.

Выигрыш в розничной цене разрабатываемого источника питания а также высокие мощностные показатели достигнуты путем использования современной силовой элементной базы.

1.2 Особенности проектирования источников вторичного электропитания

При разработке источников питания используются всем известные и зарекомендовавшие себя принципы конструирования схем и в большинстве случаев выбирают такую, которая обеспечивает необходимые рабочие характеристики без использования дополнительных компонентов и без больших затрат на разработку. При этом полученное устройство должно соответствовать всем современным эксплуатационным характеристикам.

Электрическая схема ИП практически всегда размещается в металлическом кожухе, который служит электромагнитным экраном. Такое оформление является одной из мер по снижению уровня помехообразования. Боковые или задние стенки корпуса имеют щелевые или перфорированные прорези для обеспечения принудительной конвекции воздуха, необходимого для охлаждения элементов схемы.

Типовая структурная схема преобразователя напряжения (рис. 1.1), функционирует по следующему принципу: переменное сетевое напряжение частотой 50 Гц выпрямляется и сглаживается выпрямителем-фильтром (ВФ1). Затем постоянное напряжение с помощью инвертора (И) преобразуется в импульсное напряжение повышенной частоты. Импульсный трансформатор (ТР) преобразует это напряжение в необходимое для питания подключаемых устройств. Выпрямитель-фильтр (ВФ2) сглаживает пульсации и питает нагрузку R_н. Цепь обратной связи в импульсных преобразователях используется для контроля необходимых выходных параметров и стабилизации их на нужном уровне (контроль за напряжением, током, магнитным состоянием сердечника силового трансформатора и т.д.).

Основной частью ИП, определяющей режим его работы и основные эксплуатационные параметры является силовая часть преобразователя - инвертор. От его структуры в большей степени зависят энергетические и массогабаритные параметры источника.

Рисунок 1.1 - Структурная схема типового преобразователя напряжения

Схемы преобразователей напряжения подразделяются на однотактные (рис.1.2 а, б, в) и двухтактные (рис.1.2 г, д, е). В однотактных схемах энергия в нагрузку передается в один из тактов работы ключа: либо при его замкнутом состоянии, либо при разомкнутом. В двухтактных схемах энергия в нагрузку поступает за оба такта. Комбинируя однотактные схемы можно создавать режим работы двухтактных схем.

Рисунок 1.2-- Силовые схемы преобразователей напряжения.

Схема однотактного обратноходового преобразователя (рис.1.2а) является наиболее простой, так как содержит минимальное число элементов. Принцип работы такого преобразователя заключается в следующем. При открытом состоянии ключа (VT) в индуктивности первичной обмотки - W1 трансформатора накапливается энергия, которая при закрытом состоянии ключа передается в нагрузку через обмотку Wн.

В связи с импульсным характером передачи энергии в нагрузку на выходе преобразователя ставят сглаживающий конденсатор Сф.

В однотактной схеме прямоходового преобразователя (рис. 1.2. б) при замкнутом ключе энергия первичного источника Uп поступает через трансформатор на нагрузку. При закрывании транзистора на обмотках трансформатора возникают перенапряжения, обусловленные энергией, накопленной в магнитном поле трансформатора. Эта энергия должна быть выведена из трансформатора, так как при следующих включениях магнитопровод трансформатора может насытиться, что приведет к неограниченному росту тока ключа. Для вывода энергии в трансформатор вводят размагничивающую обмотку Wp.

Полумостовая однотактная схема («косой мост») представляет собой комбинацию первых двух схем. Особенностью схемы является возможность ее работы в режимах обратноходового или прямоходового преобразователя с ограничением напряжения на ключах на уровне напряжения Uп.

Различные схемные решения однотактных преобразователей отличаются друг от друга способами использования трансформатора, однако для них характерна работа магнитопровода трансформатора по частному циклу перемагничивания[4].

В двухтактной полумостовой схеме (рис.1.2.д) первичная обмотка трансформатора включена последовательно с конденсаторами C1 и С2, что устраняет возможность появления в первичной обмотке постоянной составляющей магнитного потока. Напряжение на ключах в полумостовой схеме не превышает напряжения питания Uп. К недостаткам схемы относят то, что амплитуда напряжения, подводимого к первичной обмотке трансформатора, определяется половиной напряжения питания, а мощность полученного источника ограничена токами конденсаторов С1 и С2 полумоста.

В мостовых схемах (рис.1.2.е) к первичной обмотке трансформатора прикладывается напряжение питания. Следовательно, выходная мощность мостового преобразователя больше, чем у полумостового. К недостаткам мостовых схем преобразователя относят сложность управления четырьмя ключами и возможность появления постоянной составляющей магнитного потока в первичной цепи трансформатора, что может вызвать насыщение сердечника и неограниченный рост тока первичной обмотки [1, 6].

На практике ключи во всех схемах двухтактных преобразователей шунтируют диодами, благодаря чему при активно-индуктивной нагрузке обеспечивается сброс избыточной магнитной энергии нагрузки в источник Uп.

Отличительной чертой разрабатываемого источника питания является возможность отработки быстрого сброса-наброса, т.е. его динамические показатели.

Такая динамика может быть реализована лишь при наличии некоторого избытка энергии, запасенной в силовом трансформаторе, которая может быть отдана в нагрузку в любой момент времени. Это обуславливает наличие еще одного режима работы силового трансформатора, кроме получения и передачи энергии - хранение энергии. Такой режим работы источника питания обеспечивает только силовая часть построенная по схеме «косого моста».

1.3 Современная элементная база для систем вторичного электропитания

Решающим фактором в деле повышения удельной мощности и уменьшения размеров ИВЭП, как и прочих других устройств энергетической электроники, является ускорение процессов переключения силовых полупроводниковых приборов (CПП), позволяющее уменьшить размеры и массу пассивных компонентов и теплоотвода. Таким образом, совершенствование источников питания - это, прежде всего, использование современной активной и пассивной элементной базы.

Сегодня активная элементная база представляет собой широкий спектр дискетных СПП, интеллектуальных модулей и интегральных схем (ИС).

Такое многообразие СПП объясняется растущими потребностями устройств энергетической электроники в надёжных твердотельных ключевых пpибоpах с высокими динамическими характеристиками и коммутируемыми мощностями, которые достигались в ходе постоянного совершенствования структур и технологий.

Общие наплавления при разработке этих приборов:

- обеспечение более лёгкого управления за счёт роста усиления по току и по напряжению, снижение потерь и уменьшение затрат на схему управления;

- повышение коммутируемой мощности путём улучшения запирающей способности;

- улучшение динамических характеристики или расширение частотного диапазона.

За последние 5 лет наблюдается значительный прогресс в области разработки и промышленного производства мощных МДП-тpанзистоpов, занявших доминирующее положение среди других типов низковольтных СПП.

Мощные МДПТ имеют существенно лучшие области безопасной pаботы и выходные характеристики для параллельной работы по сравнению с другими типами силовых ключей.

Максимальный ток, проводимый МДП транзистором, определяется его сопротивлением в открытом состоянии, которое в высоковольтных пpибоpах зависит в основном от сопротивления дрейфовой n- области. Сопротивление МДП транзисторов во включенном состоянии увеличивается с ростом максимального напряжения сток-исток пропорционально степени 2.3-2.7, т.е. существенно более резко, чем в БТ, что является основным ограничением на пути создания мощных приборов, одновременно сочетающих высокие значения максимально допустимых значений постоянного тока стока и напряжения сток-исток. Качественный скачок в области создания транзисторов сочетающих в себе одновременно достоинства БТ и МДП, связан с разработкой нового класса приборов, так называемого БТИЗ - биполярного транзистора с изолированным затвором (IGBT - Insulated Gate Bipolar Transistor - терминология фирмы Ge, COMFET - Conditive Modulated FET - R.C.A). Проведя обзор элементной базы силовых ключей для источников питания[2, 8, 9, 15, 16], можно составить таблицу для качественного сравнения основных типов приборов, наиболее приемлемых по всем параметрам. Можно увидеть, что свойства данных типов приборов схожи. Некоторые параметры лучше у полевых транзисторов, некоторые у биполярных с изолированным затвором. В совокупности же преимущества имеют первые.

Таблица 1.3 - Основные свойства силовых полупроводниковых приборов

Тип транзитора	Свойства
Полевые транзисторы (MOSFET)	Низкое напряжение Очень малое RDS(on) Очень высокая частота (до 1 МГц) Легко управляем
Биполярные транзисторы с изолированным затвором (IGВТ)	Высокое напряжение Большие токи Легко управляем Потери при включении много меньше, чем у MOSFET Средняя частота (до 100 кГц)

В связи с этим было решено провести практические исследования параметров ключевых приборов этих двух типов, и уже на основании практических данных выбрать силовые ключи для дипломной разработки.

а)

б)

Рисунок 1.3 -- Напряжения сток-исток (коллектор-эмитер) на открытом ключе при токе 20А ( а - сопротивление в затворе 20Ом, б - сопротивление в затворе 40Ом )

На рис.1.3 приведены осциллограммы напряжений на стоке (эмиттере) ключевых транзисторов двух семейств (IRFPS43N50K --MOSFET, IRG4PC30W и IRG4PC50W --IGBT) при разных значениях сопротивления в затворе ключа.

Хорошая динамика, малое сопротивление канала и легкость в управлении позволяют говорить о том, что транзисторы MOSFET-структуры наиболее приемлемы в качестве силовых ключей для нашего источника.

2. ВЫБОР И ОБОСНОВАНИЕ ФУНКЦИОНАЛЬНОЙ СХЕМЫ

2.1 Описание функциональной схемы

Рисунок 2.1--Функциональная схема устройства

Предложенная схема, в отличие от обычного однотактного обратноходового преобразователя с двумя режимами работы: накопление энергии, передача энергии в нагрузку, имеет три режима работы:

1. накопление энергии в сердечнике трансформатора;

2. передача энергии в нагрузку;

3. хранение энергии в магнитном поле сердечника трансформатора.

Наличие режима хранения позволяет поддерживать величину запасенной энергии в сердечнике на оптимальном уровне, а, в случае необходимости, компенсировать падение напряжения за счет наброса нагрузки. Таким образом, преобразователь может быстро отрабатывать резкое изменение мощности в нагрузке.

Функциональная схема устройства содержит силовую часть, выполненную в виде моста, два противоположных плеча которого - ключевые МОП (БТИЗ) транзисторы VT3, VT4, а два других - коммутирующие диоды VD12, VD15; в одну диагональ моста подано питание Udc, в другую включена первичная обмотка W1 силового трансформатора ТС. Нагрузка подключается к обмотке W2 через диод VD и конденсатор С. Фазировка обмоток соответствует обратноходовому режиму.

Система управления преобразователем - двухконтурная.

Первый контур - компенсационный стабилизатор с ШИМ. Он осуществляет контроль за магнитным состоянием сердечника силового трансформатора ТС. Магнитное состояние сердечника определяется косвенным методом, путем интегрирования напряжения с обмотки обратной связи Wос. Проинтегрированный сигнал периодически корректируется с помощью трансформаторного датчика тока ДТ. Информация о магнитном состоянии сердечника обрабатывается компенсационным стабилизатором, сигналы управления с которого, через оптроны и драйверы силовых ключей, управляют работой транзисторов.

Второй контур управления следит за напряжением на нагрузке. Он выполнен в виде релейного стабилизатора, сигналы управления с которого, через оптрон и драйвер ДУ2, управляют работой транзистора VT4.

Драйвер ДУ1 - одноканальный. Он управляет транзистором VT3, только по сигналам от компенсационного стабилизатора. Драйвер управления ДУ2 осуществляет управление транзистором VT4 учитывая совокупность сигналов от компенсационной и от релейной систем управления, причем сигналы от первой являются превалирующими.

В данной схеме присутствует контроль за питанием системы управления. При недостаточном напряжении питания работа СУ заблокируется.

Микросхемы работают синхронно, причем компенсационная ШИМ является ведущей, а релейная -- ведомой.

На рис.2.2 представлены временные диаграммы работы преобразователя в установившемся режиме: напряжения на затворах ключевых транзисторов U_ЗVT3, U_ЗVT4; напряжение на первичной обмотке трансформатора ТС U_w1; магнитное состояние сердечника i₁·w₁; токи через ключевые транзисторы i_VT3, i_VT4; токи через диоды i_VDН, i_VD12.



Рисунок 2.2 - Временные диаграммы работы преобразователя

Для упрощения и большей наглядности описания работы преобразователя сделан ряд допущений: не учитывается падение напряжения на элементах: VT3, VT4, VD12, и обмотке трансформатора; не учитывается влияние индуктивности рассеяния.

Цикл работы преобразователя состоит из нескольких этапов:

1) С момента времени t1, открыты оба транзистора VT3 и VT4. Ток i₁ нарастает и течет по контуру VT3-W1-VT4. При этом к первичной обмотке ТС прикладывается напряжение U_w1=U_dc. Полярность диода VDН такова, что он заперт. i₁·w₁ - растет - таким образом, осуществляется режим накопления энергии в сердечнике трансформатора T1, при этом контролируется максимально допустимый ток, через ключ VT4 датчиком тока ДТ.

Наилучший режим работы преобразователя обеспечивается тогда, когда сердечник трансформатора Tc работает на границе областей линейного и режима насыщения, для этого используется специальный узел обратной связи (УОС), анализирующий сигнал о магнитном состоянии сердечника, полученный от датчика тока ДТ и непосредственно от дополнительной обмотки обратной связи силового трансформатора T1 (Wос), результат поступает в компенсационный стабилизатор.

2) В момент t2 компенсационный стабилизатор с ШИМ размыкает транзистор VT3. При этом ток течет по цепи VT4-W1-VD12. Преобразователь работает в режиме хранения высокого уровня энергии (ХРВ).

3) В момент t3 релейный стабилизатор закрывает транзистор VT4. При этом полярность напряжения на стороне обмотки станет отпирающей для диода VDН - энергия будет передаваться в нагрузку - режим передачи энергии в нагрузку. При этом ток i₁ уменьшается. i₁·w₁ - убывает.

4) В момент t4 релейный стабилизатор открывает транзистор VT4. Начиная с момента t4 транзистор VT4 - открыт, VT3 - заперт. Ток течет по цепи VT4-W1-VD12. К первичной обмотке прикладывается напряжение U_w1= 0. Диод VDН - закрыт. Если пренебречь потерями в элементах, то можно считать, что энергия в сердечнике на интервале 0-t1 неизменна (i₁·w₁=const). Преобразователь работает в режиме хранения низкого уровня энергии (ХРН).

В нормальном режиме работы ток через VD15 не протекает. Он используется для сброса энергии накопленной в индуктивности рассеяния трансформатора Тс. Однако в переходных процессах и сбоях в системе управления через него может протекать полный ток первичной обмотки.

Проанализируем работу схемы в типовых переходных процессах:

1) При включении преобразователь начинает работать на максимально возможной мощности. Особенностью работы преобразователя является практически моментальный выход на режим (несколько первых периодов работы), задержка которого связана с накачкой энергии в сердечник трансформатора до заданного уровня. Известно, что эта энергия пропорциональна квадрату тока, протекающего через обмотки. Для получения максимального КПД работа силового трансформатора поддерживается на границе линейного режима и области насыщения магнитной индукции[1]. Этот уровень энергии отслеживает компенсационный стабилизатор. После накопления энергии до данного уровня преобразователь работает уже при максимальной отдаче энергии в нагрузку, а при достижении напряжения на нагрузке требуемого уровня, переводится в режим хранения энергии.

2) В установившемся режиме энергия, накопленная в сердечнике, соответствует максимальной выходной мощности преобразователя, поэтому, при резком увеличении мощности нагрузки, удается устранить провал выходного напряжения. При этом время отклика на возмущения по нагрузке не превышает половины периода тактовой частоты преобразователя (на частоте 100 кГц это время не превышает 5 мкс).

3. ОПИСАНИЕ ПРИНЦИПИАЛЬНОЙ СХЕМЫ

3.1 Контроль магнитного состояния сердечника

Как сказано выше, главной задачей компенсационной ШИМ является контроль за магнитным состоянием сердечника силового трансформатора ТС.

Для этого выбран наиболее простой вариант - трансформаторный датчик тока (Т2) рис.3.1. При этом важным является выбор места установки датчика. Минимальный уровень помех будет при установке датчика последовательно с нормально разомкнутым транзистором VT3 (его коллектор находится под постоянным потенциалом). Однако, при этом ток через датчик течет в течении части периода, когда VT3 открыт (заштрихованная область рис.3.2). Для получения информации о состоянии сердечника в течении всего периода используется обмотка обратной связи Wос (рис.3.1). В итоге, сигнал датчика тока редактирует показания с обмотки обратной связи на прямом ходу работы преобразователя.

Рисунок 3.1 - Схема датчика магнитного состояния сердечника

Сигнал на первичной обмотке датчика тока iк имеет трапецеидальную форму (рис.3.3). За время протекания этого тока он увеличивается, достигая максимального значения I_1MAX.

Рисунок 3.2 -- Принципиальная схема источника питания

Рисунок 3.3 - Изменение тока в первичной обмотке силового трансформатора при г=0,5

Для согласованной работы датчика тока и обмотки обратной связи необходимо, чтобы их показания были бы одинаковыми. То есть сигнал с обмотки обратной связи должен быть равен полученному Uдт(t).

Значение Uдт задается равным Uуст - напряжение на инвертирующем входе усилителя рассогласования (УР) ШИМ-контроллера. Величина Uуст, как правило, произвольна. Однако для увеличения помехозащищенности Uуст = Vref/2=2,5В. При этом суммарная помеха от шин Vref - GND будет в 2 раза меньше влиять на Uуст.

Максимальный ток I'к на вторичной обмотке датчика тока определяется через соотношение витков обмотки трансформатора тока и ограничен шунтовым резистором R26.

Резистор R32 - размагничивающий резистор. Он обеспечивает режим прерывистых токов (РПТ) на вторичной обмотке датчика тока (рис.3.4).

Рисунок 3.4 - Ток во вторичной обмотке датчика тока

На диоде VD4 и конденсаторах С13, С15 собран селектор импульсов. VD4 - диод накопления заряда, должен иметь время восстановления больше, чем у диодов в нагрузке для вырезки пиков тока при переключениях. Оптимальным является вариант равенства этих задержек. Величина вырезки задается временем разряда параллельно включенных конденсаторов C13 и С15. С13 - электролитический и имеет большие токи утечки и паразитную индуктивность. Для компенсации паразитной индуктивности электролитического конденсатора и высокочастотных составляющих используется керамический конденсатор С15.

Перезаряд конденсаторов должен идти с постоянной времени, во много раз меньшей, чем время передачи энергии. Разряд конденсаторов происходит через R26. С16, R31 -демпфирующая цепь, подавляющая ВЧ пульсации с обмотки обратной связи.

3.2 Компенсационный стабилизатор

Вход 1 DD1 это неинвертирующий вход первого усилителя рассогласования, к нему через резистор R12 подключается датчик магнитного состояния сердечника трансформатора.

Резисторы R6-R8 обеспечивают уставку напряжения на инвертирующем входе этого усилителя.

Для обеспечения абсолютной устойчивости компенсационной ШИМ введена отрицательная обратная связь с выхода усилителя рассогласования на его вход через цепочку С2, R20.

Рисунок 3.5 -- Схема компенсационной ШИМ

Цепь R18,С1 задает частоту работы встроенного в микросхему генератора пилообразного напряжения и следовательно частоту управляющих сигналов.

Напряжение на входе 13 DD4 определяет режим работы микросхемы, в данном случае - однотактный с максимальной скважностью импульсов 50%.

Цепь R1-R3 обеспечивают уставку напряжения на входе 4 микросхемы, что в однотактном режиме работы влияет на скважность управляющих импульсов.

Для контроля питающего напряжения применен второй усилитель рассогласования. Резисторы R13, R17, R19 обеспечивают соответствующие потенциалы на его входах.

Конденсатор С5 - фильтр по шине питания.

Микросхемы ШИМ контроллеров DD1 и DD2 объединены по входам 15 и 16. однако, вследствие разброса параметров может произойти неодновременное отключение микросхем, но это не приведет к повреждениям схемы. Если первой выключиться компенсационная DD1, то DD2 выключиться автоматически из-за броска напряжения на входе 15. Если первой отключится DD2, то схема перейдет в режим хранения - номинальный режим. Особенностью схемы является выход на режим. К выводу 14 (V_REF) подключен конденсатор С4, который затягивает нарастание напряжения V_REF. В начальный момент времени при подаче питания на микросхему напряжение на выводе V_REF=0В и плавно доходит до 5В. Соответственно напряжение на выводе 4 также плавно нарастает. Это значит, что в первый момент времени силовые ключи работают на полную мощность, пока конденсатор не зарядится до Vref. Длительность заряда конденсатора С4 до V_REF=5В зависит от величины тока вывода 14 (V_REF) и составляет десятки периодов при рабочей частоте 100кГц.

3.3 Драйвер управления верхним ключом

Для управления силовым ключом VT3 используется оптическая связь на основе диодной оптопары АОД134 [13]. Транзистор VT3 - нормально разомкнутый и управляется только посредством компенсационной ШИМ(DD1)(рис.3.6а).

а)

б)

Рисунок 3.6 --Схема управления транзистором VT3

Светодиоды оптопары DA1 соединены последовательно и подключены к эмиттерам микросхемы DD1(рис. 3,6 а). Резисторы R24, R25 ограничивают средний ток светодиодов на допустимом уровне. Конденсатор С11 служит для обострения фронта управляющего импульса, шунтируя резистор R25 [5].

Для управления силовым ключом применена микросхема драйвера DD5 (рис.3,6 б), сигнал на который поступает с резистора R33 в анодах фотодиодов.

Выходные каскады драйвера питаются от емкостей С21, С22.

Конденсатор С19 - фильтр по питанию.

При перекрытиях в работе VT3 и диодов нагрузки могут возникать большие сквозные токи менее опасные для самого VT3, и более опасные для нормальной работы самой компенсационной ШИМ (ложные срабатывания). Для предотвращения данного эффекта используются цепи(VD10-R35, R36), затягивающие время включения и обеспечивающие быстрое выключение транзистора. Резистор R34 выбирается исходя из амплитуды и необходимой длительности среза импульса управления.

Резистор R37 обеспечивает нулевое смещение на затворе ключевого транзистора при отсутствии управляющего сигнала.

Стабилитрон VD11 обеспечивает защиту затвора транзистора от перенапряжений.

3.4 Релейный стабилизатор

Рисунок 3.7 -- Схема релейной ШИМ

Система управления релейным стабилизатором, управляющим нижним ключом VT4 (нормально разомкнутый) также построена на ШИМ-контроллере TL494 (DD2). Она отслеживает изменение напряжения на выходе преобразователя.

Микросхема DD2 является ведомой по отношению к DD1 и включена соответствующим образом (выводы 5 и 6 DD2.). Микросхема DD2 работает в двухтактном режиме (вывод 13 подключен к опорному напряжению Vref) с минимальной величиной «мёртвого времени» (вывод 4 DD2 «заземлен»).

Для контроля уровня напряжения питания СУ используется УР DD2(выводы 15, 16). Входы УР объединены параллельно со входами УР DD1, выполняющего те же функции контроля питающего напряжения.

Контроль напряжения нагрузки осуществляется с помощью второго УР (выводы 1, 2), включенного по схеме триггера Шмита. Резистивный делитель R4-R5 задаёт потенциал уставки на инвертирующем входе УР. Напряжение нагрузки подаётся через делитель R9-R11 на прямой вход УР. В цепь положительной обратной связи включен резистор R21. Он задаёт гистерезис срабатывания триггера [3].

Конденсаторы С5 и С6 выполняют те же функции что и аналогичные емкости компенсационного стабилизатора.

3.5 Драйвер управления нижним ключом

Транзистор VT4 управляется совокупностью сигналов с компенсационной и релейной ШИМ, причем сигналы от компенсационной ШИМ являются превалирующими. Данный режим обеспечивается логической микросхемой DD3(рис. 3,8 а)

Резистор R23 является нагрузочным для ключей микросхемы DD2.

Емкость С7 компенсирует броски напряжения на входе 2 DD3 из-за наличия «мертвого времени» при работе ключей DD2.

При активной релейной ШИМ (режимы накопления и отдачи энергии в нагрузку) сигнал с ее выхода не влияет на работу транзисторного ключа VT4, так как на входе 2 микросхемы DD3 поддерживается активный низкий уровень. В неактивном состоянии ШИМ контроллера DD2 на входе 2 микросхемы DD3 появляется высокий уровень, который запрещает работу светодиодов оптопары DA2.

а)

б)

Рисунок 3.8 --Драйвер транзистора VT4

Для увеличения управляющего сигнала по току на выходе логической микросхемы включен комплиментарный повторитель на биполярных транзисторах VT1, VT2.

Резисторы R28, R30 ограничивают ток светодиодов на допустимом уровне. Конденсатор С12 шунтирует резистор R30 и нужен для обострения фронтов управляющих импульсов.

Функцию драйвера нормально замкнутого транзистора VT4 выполняет логическая микросхема DD4 (К561ТЛ1 -- 4 элемента 2И-НЕ ) и драйвер ключа DD6 на микросхеме IR2121(рис.3,8 б). Питание выходные каскады драйвера получают от емкостей С23, С24. При работе преобразователя возможна ситуация пропадания напряжения питающего систему управления. Это аварийная ситуация, т.к. оба силовых ключа VT3 и VT4 запираются (режим передачи энергии) и вся накопленная в сердечнике Т1 энергия сбрасывается в нагрузку. Поскольку уровень накопленной энергии превышает энергию, отдаваемую в нагрузку за период работы, резкий сброс энергии приведёт к значительному перенапряжению, которое выведет нагрузку и силовой контур из строя. Поэтому в схему драйвера нижнего плеча введены инвертор DD4 и диод VD8, задающие задержку выключения транзистора VT4 за счёт энергии, накопленной в конденсаторах С21 и С22. После выключения питания эти конденсаторы питают DD5 и драйвер DD6, поддерживая VT4 открытым в течение времени рассеивания избыточной энергии.

Резистор R34 выбирается исходя из амплитуды и необходимой длительности среза импульса управления.

Цепи VD13-R38, R39 обеспечивают медленное включение и быстрое выключение ключа.

Резистор R40 обеспечивает нулевое смещение на затворе ключевого транзистора при отсутствии управляющего сигнала.

Стабилитрон VD14 обеспечивает защиту затвора транзистора от перенапряжений.

4. РАСЧЕТ ОСНОВНЫХ УЗЛОВ СХЕМЫ

4.1 Выбор и расчет элементов системы управления

Номинальный ток зависит от величины мощности в нагрузке Pн, напряжения на первичной обмотке трансформатора U_DC и значения коэффициента заполнения г:

Величины I_1НОМ и I_1MAX связаны через коэффициент пульсации тока Кп:

Величина Кп зависит от использования сердечника трансформатора.

Приведенное к первичной обмотке значение шунта Rш:

Тогда напряжение на выходе датчика тока:

С другой стороны для согласованной работы датчика тока и обмотки обратной связи необходимо, чтобы их показания были бы одинаковыми. То есть сигнал с обмотки обратной связи должен быть равен полученному Uдт(t).

Отношение о = Uос/U_DC практически обратно пропорционально нелинейности сигнала Uдт(t) . Чем больше о (чем больше Uос) тем меньше нелинейность.

Из (4.5) и (4.8):

1) Определение параметров силового контура.

Мощность в нагрузке Pн=2500Вт, коэффициент пульсаций тока 2Кп=0,1 (выбирается исходя из величины использования сердечника для хранения энергии), напряжение на первичной обмотке трансформатора U_DC=310В (выпрямленное сетевое).

На данном этапе необходимо задаться величиной максимального значения коэффициента заполнения г_max =0,5.

Средний, номинальный, максимальный и токи первичной обмотки из (4.1) и (4.2):



2) Расчет элементов датчика тока.

Расчет следует начать с определения величины максимального тока I'к на вторичной обмотке датчика тока. Этот ток ограничивается максимальным током диодов. Диод VD5 -- sf105, его средний ток I_{VD ср} = 1А. Можно определить минимальное соотношение витков обмотки трансформатора тока:

Выбрано значение w2i/w1i = 60.

Расчет приведенного значения Rш_ЭКВ из (4.5):

Из (4.3) можно найти значение шунта:

Выбран резистор R26 МЛТ --0.5-- 8,2 Ом±10%

Минимальное «мертвое время» в однотактном режиме составит 50% (г_max = 0,5). За это время сердечник должен размагнититься. Теоретически вся энергия накопленная в сердечнике токового трансформатора должна быть рассеяна на нагрузочном резисторе R26, однако, на практике из-за его большого номинала сердечник может не успеть размагнититься. Поэтому для ускорения размагничивания сердечника токового трансформатора введен резистор R32.

Выбран R32 МЛТ --0.125-- 10кОм±10%.

3) Расчет элементов селектора импульсов.

VD4 - диод накопления заряда, должен иметь время восстановления больше, чем у диодов в нагрузке для вырезки пиков тока при переключениях. Оптимальным является вариант равенства этих задержек. Таким образом, диод VD5 выбран - 2Д106А.

Величина вырезки задается временем разряда параллельно включенных конденсаторов С13 и С15.

Перезаряд конденсаторов должен идти с постоянной времени, во много раз меньшей, чем время передачи энергии. Разряд конденсаторов происходит через R26.

Зададим ток прямого смещения диода VD4 равный 5мА.

Тогда резистор R29 равен

Резистор R29 МЛТ --0.125-- 2,4кОм±10%.

Так как ток заряда конденсаторов через открытый диод VD4 определяется только током с токового датчика, то ширина вырезки звонов будет тем больше, чем больше емкость конденсаторов С13, С15.

Выберем конденсатор С13 TKC331M1E-- 330мкФЧ25В.

Конденсатор С15 RPER72A334K5 -- 0,33мкФ±10%.

4) Расчет обмотки обратной связи по напряжению. Как было сказано выше отношение о = Uос/U_DC практически обратно пропорционально нелинейности сигнала Uдт(t) . Чем больше о (чем больше Uос) тем меньше нелинейность. Выбирая Uос = 44В, можно определить параметры обмоток из (4.7):

Если W1.1=21, то Wос=3.

Для нахождения интегрирующей цепи R27·C10=Rос·Сос, необходимо воспользоваться формулой (4.9). Для этого необходимо определить индуктивность силового трансформатора:

Тогда:

Выбраны R27 - МЛТ -0,125 --62кОм±10%,

C10 RPER72A472K5-- 4,7нФ±10%.

R31, C16 - демпфирующая цепь, подавляющая «звоны» на частотах более 1МГц.

То есть

Выберем С16 RPER71H751K2-- 750пФ±10%,

R31 МЛТ -0,125 --910Ом±10%.

5) Расчет резистивного делителя напряжения на инвертирующем входе усилителя рассогласования. Помимо напряжения Uдт с Rш необходимо учесть падение напряжения на VD1. Тогда

Uуст = U _R14 = Uдт + U_VD = 2,5В + 0,7В = 3,3В.

Пусть R8 МЛТ -0,125 --6,2кОм±10%.

Тогда

Тогда R7 МЛТ -0,125 --3,0кОм±10%,

R6 МЛТ -0,125 --200Ом±10%.

6) Расчет цепей установки мертвого времени и максимального коэффициента заполнения. Величина мертвого времени t_DTC определяется значением напряжения на выводе 4 - U_DTC (рис.4.1). На рисунке г_max - максимальный коэффициент заполнения.

В данной схеме это напряжение снимается с резистивного делителя R1- R3 который подключен к напряжению V_REF.

Рисунок 4.1 - Зависимость г и t_DTC от напряжения на выводе 4 - U_DTC

При выборе г_max = 50% по рис. U_DTC = 1,6В.

Выбирая R3 МЛТ -0,125 --820Ом±10%, из (4.11):

Резистор R1 МЛТ -0,125 --2.5кОм±10%.

R2 - подстроечный резистор номиналом 4,7кОм.

Резисторы R12= R14 МЛТ -0,125 --12кОм±10%.

7) Цепь обратной с выхода УР необходима для обеспечения абсолютной устойчивости и является типовой [3]:

С2- RPER72A104K3-- 0.1мкФ±10%,

R20- МЛТ -0,125 --62кОм±10%.

8) Задание рабочей частоты. Ранее была выбрана частота 100кГц.

Если С1 RPER71H152K2-- 1,5нФ±10%, то значение R18:

Резистор R18 МЛТ -0,125 --7,5кОм±10%.

9) Расчет резисторов в цепи светодиодов оптопар.

При падении напряжения на каждом светодиоде 2В и токе через них 20мА

получим

Соотношение номиналов между резисторами R24 и R25, а также емкость конденсатора С11 подбираются экспериментально в каждом конкретном случае.

Выберем

R24 МЛТ -0,125 --160Ом±10%,

R25 МЛТ -0,125 --200Ом±10%,

С11 RPER71H103K2 --10нФ±10%.

Суммарный номинал резисторов меньше 400Ом, но это допустимо, так как в динамическом режиме работы допустимый ток светодиодов много больше чем в статике.

Для второй пары светодиодов аналогично выберем

R28 МЛТ -0,125 --160Ом±10%,

R30 МЛТ -0,125 --200Ом±10%,

С12 RPER71H103K2-- 10нФ±10%.

10)Расчет затворной цепи транзисторов

Резистор R36 ставится последовательно с затвором для подавления «звонов» в процессе коммутации ключа, а так же для управления динамикой переключения. Номинал зависит от затворной емкости и лежит в пределах 10-100Ом. Выберем

R36 МЛТ -0,125 --43Ом±10%.

Аналогично возьмем

R39 МЛТ -0,125 --43Ом±10%.

Цепь R37, VD10 нужна для ускорения запирания ключа и ставится по мере необходимости. Номинал резистора R35 подбирается экспериментально. Это касается и резистора R38.

R35 МЛТ -0,125 --27Ом±10%,

R38 МЛТ -0,125 --27Ом±10%.

Резисторы R37, R40 обеспечивают нулевой потенциал на затворе при отсутствии входного сигнала. Чтобы их номинал не влиял на работу ключей выберем

R37 МЛТ -0,125 --51кОм±10%,

R40 МЛТ -0,125 --51кОм±10%.

Стабилитроны VD11, VD14 выберем 1N4746 (1W, 18В) чтобы в нормальном режиме работы схемы они не оказывали влияния.

11)Резисторы R33, R34 в анодной цепи фотодиодов определяют длительность среза сигнала и уровень логической «1» на входе последующих цепей.

Экспериментально подобраны:

R33 МЛТ -0,125 --3кОм±10%,

R34 МЛТ -0,125 --3кОм±10%.

12)Расчет элементов релейной ШИМ.

Резистивный делитель R4-R5 задаёт потенциал уставки на инвертирующем входе УР. Зададимся уровнем в 2,5вольта.

Выберем

R4 МЛТ -0,125 --6,2кОм±10%,

R5 МЛТ -0,125 --6,2кОм±10%.

Напряжение нагрузки подаётся через делитель R9--R11 на прямой вход УР.

Задавшись током 1мА и максимальным напряжением нагрузки 72В при пороге 2,5В получим:

Выберем

R9 МЛТ -0,125 --20кОм±10%,

R10-подстроечный 47кОм.

Выберем

R11 МЛТ -0,125 --2,5кОм±10%.

Резисторы

R15 МЛТ -0,125 --12кОм±10%,

R16 МЛТ -0,125 --12кОм±10%.

13) Расчет резисторов контроля питающего напряжения

На неинвертирующий вход усилителя рассогласования (вывод 16 DD1) через резистор R19 подано опорное напряжение 5В. Для включения микросхемы необходимо подать на инвертирующий вход напряжение 5В.

При токе через делитель 0,5мА получим:

.

R13 МЛТ -0,125 --10кОм±10%. При включении микросхемы при 13В питания получим:

.

R17 МЛТ -0,125 --16кОм±10%. Выберем R19 МЛТ -0,125 --12кОм±10%. Выберем R22 МЛТ -0,125 --62кОм±10%.

4.2. Входной выпрямитель и фильтр

Все промышленные схемы импульсных сетевых источников электропитания содержат так называемые фильтры электромагнитной совместимости (рис. 4.2), устанавливаемые на входе источника, перед диодным мостом [6]. Он обладает свойством двунаправленного помехоподавления, то есть предотвращает проникновение высокочастотных импульсных помех из сети (которые иногда могут иметь к тому же значительную амплитуду) в ИП, и наоборот - из преобразователя в сеть.

Рисунок 4.2 - Входной фильтр преобразователя напряжения

Переменное напряжение сети подается через сетевой выключатель SA1, предохранитель FU1, терморезистор R41 c отрицательным температурным коэффициентом сопротивления (ТКС) и помехоподавляющие фильтры на мостовую схему выпрямления VD16.