Високотемпературні надпровідні схеми інтегральних мікросхем

2

Содержание

• Вступ
• 1. Принцип дії SFQ цифрових схем
• 2. Основні проблеми в HTS SFQ ланцюгів
• 2.1 Параметри ланцюга
• 2.1.1 Джозефсонівські переходи
• 2.1.2 SFQ Петлі
• 2.1.3 Опір
• 2.2 Фактори, що обмежують HTS SFQ ланцюгових операцій
• 2.2.1 Теплові шуми
• 2.2.2 Паразитична Індуктивність
• 2.3 Виготовлення SFQ схем
• 2.3.1 Матеріали
• 2.3.2 Джозефсонівські переходи
• 2.4 Елементарні RSFQ схеми
• 2.4.1 Збалансований компаратор
• 2.4.2 Дільники напруги
• 2.4.3 Аналого-цифрові перетворювачі флеш типу
• 2.4.4 Підрахунок типу АЦП
• 2.4.5 Сігма-дельта АЦП
• 2.4.6 Колектор
• 2.4.7 Затримка лінії пам'яті
• Висновки
• Список використана література

Вступ

Надпровідникова цифрова схема має дві переваги в порівнянні з її конкурентоспроможністю, такі, як джозефсонівські і надпровідникові лінії електропередачі. Джозефсонівські можуть перемикатися при нульовій напрузі протягом декількох пікосекунд і потужність дисипації перемикання є вкрай низькою, так як напруга менша ніж на декілька мілівольт. Надпровідникова мікросхема ЛЕП здатна передавати пікосекундні сигнали практично на будь-яку відстань між чіпами зі швидкістю, близькою до швидкості світла.

Було витрачено багато зусиль для розробки схем з перевагами для вивчення надвисокої швидкості обробки систем надпровідних цифрових схем з використанням металевих матеріалів, надпровідників, таких як Pb і Nb. Два приклади таких зусиль: проект IBM (1969-1983) (1) і японського проекту MITI (1981-1991) (2). Успішна демонстрація на низькій Тс надпровідникових (LTS) каналів були зроблені, наприклад, 4Кбіт оперативної пам'яті, має 42000 вузлів і працює на частоті 620 МГц (3) і комп'ютерного ланцюгового зв'язку логіки, має 4300 вузлів і працює на частоті 2 ГГц (4). Однак, стало ясно, що перше покоління надпровідних цифрових схем, так звані "замок логіки "схем з використанням нульового і кінцевого значення, напруга логічного" 0 "і" 1 ", не може конкурувати з високою швидкістю напівпровідникової схеми після охолодження. Основним недоліком "замка логіки" є те, що синхронізація великої радіочастоти (РЧ) поточного зовнішнього чіпа. Частота операцій обмежується кількома гігагерц, оскільки велика кількість поточних (наприклад, кілька ампер) не можуть бути поставлені на більш високій частоті. Багато уваги, таким чином, були спрямовані на один потік квантів (SFQ).

Алгоритм, який кодує інформацію, не бінарний за допомогою постійного струму напруги, а за допомогою одного кванта магнітного потоку (Ф₀=h/2e=2.07*10^-15Wb). Надпровідні цифрові схеми з використанням програми SFQ були спочатку запропоновані Накаджімом і Онодером і в 1976 році (5), і з 1985 року значно покращилися в Московському державному університеті (6). Їх SFQ схем, називаються швидкі одно потокові квантові (RSFQ) схеми, стали одні з найпопулярніших SFQ схем і, як очікувалося, працювали на частоті більше 100ГГц. Деякі високошвидкісні RSFQ схеми на основі тунельного типу LTS Джозефсонівських переходів не було, і у вищій мірі важливим з них є аналого-цифрові перетворювачі, які були зроблені

А.Л. Семеновим та іншими з тисячами переходів і працювали на частоті до 11ГГц (7).

ВТНП (HTS) цифрових схем, більше підходять для використання в SFQ схем, ніж ті, LTS, тому що HTS джозефсонівських природно змінених, це означає, що їх ВАХ не виявляють гістерезис, і в ланцюгах SFQ повинні бути переходи. Тунелем типу LTS джозефсонівські переходи, з іншого боку, від них і вимагають деяких опорів між двома електродами кожного переходу. Це робить характерну напругу (IcRn продукт) значень нижче, що дозволяє знизити швидкість роботи, а також ускладнює планування і процес виготовлення. Продукт з IcRn HTS переходах можна очікувати більшого, ніж у переходах, оскільки LTS нерозривно залежить від розриву напруги надпровідників. Кількість випробування схеми RSFQ з допомогою HTS джозефсонівських переходів не надходило, але більшість схем є малими, тому що технологія виготовлення для HTS переходів і раніше знаходиться в первісному стані.

1. Принцип дії SFQ цифрових схем

Магнітний потік квантів в надпровідних пристроях замкнутого циклу з мінімальним SFQ. На рис.1 показана найпростіша петля для замикання SFQ, для надпровідників, включаючи джозефсонівські. Як для магнітного потоку надпровідного переходу свинцю заборонено ефект Джозефсона Мейснера перехід грає роль "воріт" для виходу з петлі. Коли Джозефсонівських контактів вимикачів на напругу, магнітний потік іде

Рис.1. Зберігання SFQ в тому числі надпровідних джозефсонівських петель через з'єднання.

Якщо продукт від перехрестя критичного струму Ic і петлі індуктивності L від Ф₀ <LI_c < 2Ф₀, тільки SFQ може існувати в цьому циклі після перезавантаження переходу в надпровідний стан і робить SFQ циркулюючого струму в Icir циклу. Рис.2. показує інше пояснення SFQ зберігання та випуску в надпровідних циклах. При постійному струмі зміщення Ib подається в надпровідникових петлях у тому числі переходу Джозефсона, майже всі нинішні переходи через індуктивність L в іншому рисунку (рис.2a). Тут, Ib менше ніж критичний струм Ic переходу. Якщо сигнал струму в подальшому використовується для з'єднання сумів, I_b і I_s більше Ic, з'єднання перемикається напруга I_b і I_s чи потік через індуктивність (рис.2b). Після переходу в надпровідний стан І_b і I_s перетворюється, поточний протікає через індуктивності зберігається в петлю (рис.2c). Збережений поточний Icir дорівнює Ф₀/L якщо L і Ic значення задовольнять умову Ф₀ < LI_c < 2Ф₀. Збереження Icir в циклі відповідають SFQ. Icir звільнений I_s, в зворотному напрямку. Струми I_s і I_cir додалися тому що вони течуть в тому ж напрямку, і їх сума перевищує Ic (рис.2d).

Рис.2. Основні операції SFQ воріт.

Рис.3. Ряд схем SFQ: DC / SFQ, JTL, і SFQ / DC.

Потім включається і Icir розсіюється на переході (рис.2е). Це відповідає SFQ виходу з циклу. Рис.9.3 показує ряд схем SFQ: DC / SFQ трансформатор, Джозефсонівська (лінія електропередачі) ЛЕП (JTL) і SFQ / DC трансформатори. DC / SFQ перетворювач, який складається з переходів J1 і J2 та індуктивності L1, дає імпульс SFQ на постійному струмі введення I_in. Якщо I_in збільшується за попереднє значення, імпульсу SFQ створюється по J2 включення і передається в правильному напрямку, на рис.3. DC / SFQ трансформатор скидається в початковий стан, коли I_in падає нижче певного значення. Скидання схеми супроводжується генерацією імпульсу SFQ через J2, не поширюються праворуч. JTL складається з трьох надпровідних петель у тому числі переходів J3-J5 й індуктивності L2-L4. Оскільки значення Ic і L і для кожного надпровідника контур менший, ніж в Ф₀ в JTL, імпульсу SFQ поширюється через JTL без зберігання в цих петлях. SFQ / DC перетворювача містить цикл SFQ зберігання J5, L5, і L6, в якому LI_c значення ЛІК більше Ф₀, і зчитування SQUID, що складається з переходів J7 і J8 і напруги на виході терміналу між ними.

З цієї схеми відхилення постійного струму Ib показано на рис.3, ВЧ зміщення необхідне для поточної схеми для їх скидання непотрібних операцій в SFQ схем. Це головна причина того, SFQ схеми набагато швидші, ніж запірні схеми. Будь-які логічні функції та операції з пам'ятю можуть бути реалізовані SFQ використанням схем, комбінуючи LI_c > Ф₀ петлі і LI_c < Ф₀ петель.

У схемах SFQ, двійкової інформації поширюється як дуже короткі напруги імпульсів замість постійної напруги в надпровідні запірні схемі, а також у всіх напівпровідникових схем. Імпульсну напругу V (T) має квантова область:

Швидкість перемикання ф від простої SFQ петлі як і на рис.1-3 обмежена характерними частотами змінного струму ефект Джозефсона. Використання критичних струмів джозефсонівських контактів мікросхеми та нормального опору Rn, ми можемо представити ф наступним чином:

IcRn величина є одна з найбільш важливих параметрів для оцінки Джозефсонівських переходів, які використовуються в схемах SFQ. Якщо продукт IcRn становить 1 мВ, який розумні значення для HTS джозефсонівських переходів, ф може складати всього лише 2шт.

Енергоспоживання на одне перемикання джозефсонівських SFQ про вихід I_c²R_nф = I_cФ₀ і що необхідні при переході на частоті ѓ є nI_cФ₀ѓ коли кількість переходів Джозефсона на виході є n. Використання таких типових значень як Ic = 0,4 мА та n=4, ми можемо оцінити спожиту потужність HTS SFQ схеми з частотою 100 ГГц до 0,33 µW. З іншого боку, споживання енергії з метал-оксидного напівпровідника (C-MOS) на вході 3 В рівень сигналу 7-fF ємність 62 µВт, навіть якщо його робочі частоти тільки 1 ГГц. Таким чином, споживання енергії на виході HTS SFQ на два порядки менше, ніж величина виходу C-MOS.

2. Основні проблеми в HTS SFQ ланцюгів

Над затуханнями джозефсонівських переходів, які мають dc кривих I-V, не гістерезису, використовуються в схемах SFQ. Розподільні загасання представлені в_с= (2р/Ф₀) I_cR_n²C де C є переходом ємності (8,9). Nb / AlОx / Nb джозефсонівських контактів (10), що використовуються в LTS SFQ схемах тунельні переходи з своїм в_с набагато більше, ніж 1. Тому, вс з точки з'єднання повинен бути скорочений шляхом додавання через її опір тунельного бар'єру (6). Опір шунта використовується в так званих “NEC стандартних процесів” є 3-5 ? (11). Додавання шунтів опором знижує IcRn значення на 4,2 K від 1,7 мВ до 0,3 мВ і подовжує час перемикання від 1,2 до 6,7 пс. З ВТС джозефсонівських контактів, з іншого боку, це менше 1 без додаткового опору шунта. Це відбувається тому, що ВТС на тунельних переходах, мають слабкі зв'язки і, отже, характеризуються меншими значеннями Rn. Внутрішні IcRn значення HTS джозефсонівських можна очікувати більшого, ніж LTS переходи через великі енергетичні щілини у HTS матеріалів. Розвиток покращеної якості джозефсонівських переходів з високими IcRn значеннями є одним із самих важливих питань в галузі досліджень, пов'язаних з додатками HTS SFQ ланцюга. Спад краю HTS переходів за допомогою Ga-легованих PrBa₂Cu₃O_x бар'єру і мають IcRn значення від 8 мВ при 4,2 K було повідомлено групою університету Твенте (12) і спад краю HTS переходах допомогою Со-легованого YBa₂Cu₃O_x, бар'єр і, IcRn значення 0,8 мВ при 65 K були зареєстровані в групі Northrop Grumman (13).

Розглядаються відносини між Ic поширення в чіп і рівня схеми інтеграції (14,15). Щоб проілюструвати ефект критичного струму користуються схемою виходу, ми вважаємо один перехід входу критичного струму Ic. Крім того, ми передбачаємо, що процес виготовлення дасть переходам, розподіл критичного струму розподіл Гауса з стандартним відхиленням у.

Вірогідність даного переходу, що входять Д край надано критичного струмами розподілу Гауса зі стандартним відхиленням:

Критичний струм кожного з'єднання в ланцюзі, що складається з N таких переходів повинен бути між Ic-Д і Ic+Д. Сумарний вихід ланцюга буде P^N. Рис.9.4 показує, цінність, необхідних у виробництві ланцюгів даного з'єднання (15). Маленький критичний струм розповсюдження досягнутих на сьогоднішній день складає 1у =8% для 100 спаду краю переходів модифікованим інтерфейсом бар'єр (16). Як показано на рис.4, де критичний струм поширення відповідає прибутковості 50% для схем з кілька сотень вузлів.

Розповсюдження від Rn і IcRn продукт має менше за критичне значення, ніж схема поширення Ic. Крім того, розповсюдження Rn і IcRn продукту, як правило, менше, ніж поширення Ic (17).

2.1.2 SFQ Петлі

SFQ схеми містять два види петель SFQ. Одним з них є для зберігання циклу, для якого Ф₀ < в_l = LI_c < 2Ф_0. Інша передача циклу для JTL, для яких в_L < Ф₀. Ці типові значення 1,5 Ф₀ і 0,5 Ф₀, відповідно. Тут L є індуктивність петлі SFQ і І_с критичний струм переходу у тому циклі.

Індуктивність L надпровідного мікролінійний рядок якого, що розділ представлений на рис.5 дається

де w - ширина лінії, L - довжина лінії, L є надпровідна глибина проникнення поверхнею грунту і лінія, t_G і t_c товщини поверхні грунту та лінії, відповідно, d є товщина ізоляції шару, µ₀ проникність вільного простору, і К окантовка (1). Тому що л_L матеріалів HTS більше, ніж матеріали LTS, L на квадратний (L_?) значення для HTS мікрополоскових ліній більше, ніж для Nb мікрополоскових відповідно до тієї ж товщини діелектрика.

Важко викласти невелику петлю L з-за великого значення L_?. Більше того, ми пояснимо докладно в розділі 9.3.2.1., Ic не може бути зменшений занадто багато через тепловий шум. Труднощі рішення менших в_L петля є однією з найсерйозніших проблем в HTS схеми SFQ.

2.1.3 Опір

Три види опору необхідні в чіпі HTS SFQ. Опір менше кілька Ом розміщуються в деяких в SFQ. Деякі SFQ виходи не мають потреби в цих малих опорах, але деякі використовуються для затухання опору (6) і Сигма-дельта модулятор, який використовується для основної частини свого роду аналого - цифровий трансформатор, є необхідними для опору.

Надпровідникові

дроти

Рис.5. Поперечний переріз надпровідних мікрополоскових прямих над надпровідної заземленою поверхнею.

Опір використовуватися для розділення струму зміщення в кожному циклі SFQ паралельно має значення кілька десятків Ом. Цей опір, необхідний для запобігання несправних операцій, викликаних поточним відображенням з інших включених переходів. Третій вид опору відповідні опору у високошвидкісних I / O лінії. Він необхідний для повного опору на 50-? зовнішньої сигнальної лінії.

2.2 Фактори, що обмежують HTS SFQ ланцюгових операцій

2.2.1 Теплові шуми

На жаль, цифрових схем на основі Nb необхідно охолоджувати до температури рідкого гелію. Використання матеріалів HTS дозволить скоротити витрати на охолодження, а також підвищення робочих частот з-за більш високого IcRn HTS Джозефсонівських контактів, але більш висока робоча температура призводить до більш теплового шуму. Енергетичний бар'єр між двома станами потоку на виході SFQ є дуже низьким. Груба оцінка (18) показує, що для типового критичного струму близького до 10^-4 А, цей енергетичний бар'єр близький до 10^-1J. Таким чином, на деякі коливання, не враховуються оцінки на виході, описаних у попередньому розділі, можуть збільшити спонтанного перемикання потоку. Ймовірність виходу SFQ, викликані тепловим шумом були досліджено теоретично й експериментально.

Збалансованого компаратора з допомогою двох переходів (рис.9.6) є основним компонентом з RSFQ логічних вентилів і SFQ підрахунку аналого-цифровий перетворювач (6). Державний університет Нью-Йорку група (18-21) досліджували вплив теплових шумів на виході SFQ теоретично на основі аналізу діяльності збалансованого порівняння. Коли на зовнішні виходи драйвер посилає імпульс SFQ збалансованому

Рис.6. Еквівалентна схема збалансованого компаратора.

компаратору, один з вузлів вимикання. Який переключає з'єднання шляхом додаткового поточного Ix подається в центральний вузол пристрою. J2 вимикачі коли Ix>0 і J1 вимикачів, коли Ix <0. Однак неминучим створенням коливань, сірі зони навколо Ix =0, де кожен з вузлів, має ймовірність 0 < P (I_x) < 1 бути включеним. Ефективна ширина ДI_x цього сірі зони, які визначається як ДI_x= (dp/dI_x) - ¹| _p=1/2, зменшує параметр кулуарів RSFQ логічних елементів. Результати цієї теорії є приблизно такими:

де I_t = (2e/ћ) k_BT ? (0.042 µA) * T (K) і Т є температура. У теплових межах коливань, ћ (kщс) ^1/2 << k_BT.

В іншому випадку, квантова межа, темпи залежності відрізняється,

і тепловий потік групи, якій замінюється поточною квантовою одиницею I_Q = (2e/ћ) eI_cR_n. Без обліку теплової та квантових флуктуацій, збалансований компаратор працює зазвичай 0 < I_x/I_c < 1. Операції різниці стають вузькими в результаті коливань. Операція детермінованих полів показана на рис.9.4 повинна бути переглянута з урахуванням цих шумів.

Сетчел (22) і Джеффрі та ін. (23) імітованих коефіцієнтів помилкових бітів (BER) різних SFQ воріт, і їхні результати знаходяться в добрі згоді з теоретичними передбаченнями.

Сетчел дійшов до висновку, що для роботи при температурах вище 40 К можлива тільки для тих схем, які мають добру перенесеність шуму, і Джефрі уклав що провал транспортного переключення (Т-FF) робоча температура повинна бути не нижче 40 К в порядку похибки менше 10 ГГц на 10^-6 швидкостей.

Вивчено вплив теплових шумів на збалансований компаратор з бікрісталом джозефсонівських експериментів (24), і співвідношення між струмом зміщення та Дix виміряні при 40 К показана на малюнку 9.7. ДI_x / Ic відношення з різними умовами упередженості оцінюється від 6% до 17%. Статична помилка відбувається, коли петля SFQ втрачає зберігання кванта потоку з-за теплового шуму і статичний коефіцієнт помилок петлі SFQ зберігання виготовлений з HTS бікрісталом джозефсонівських переходів вимірювали Чонг та ін. (25). Конфігурації стека двох HTS DC SQUIDs використана в цьому експерименті, одна виступає як сховише петлі для квантів потоку та інші, що виступає в якості зчитування потоку стану зберігання SQUID. Стабільні вимірювання часу для обох “+I" і “-I" SFQ в зберіганні циклу поблизу порога струму зміщення показані на рис.8. зменшення близько 6-7µA струму зсуву збільшиться стабільний час одного порядку.

Рис.7. Залежність Ix та струму зміщення, б.

Неправильне підключення вимикачів на своєму етапі відповідь на вхідний імпульс SFQ (26). Ці динамічні помилки домінуючими.

Рис.8. Вимірюється час стабільним для обох “+1" і “-1”станів поблизу струму зміщення. Суцільні лінії показують результати модельних розрахунків.

Рис.9. Білі квадрати виміряних точок; чорні квадрати відповідно середні значення.

Над практичними схемами RSFQ. Збалансований компаратор, що складається з орієнтованої зони випромінювання опроміненої пучком на переходах використана в цьому експерименті. Рис.9.9 показує, BER залежності від прикладеного струму, який так само, як Ix. Температура у цьому експерименті 39 К і вхідний імпульс SFQ частоти близько 1 ГГц. Були отримані BER менш 10^-11, показуючи, що SFQ схема може працювати при 39 К. Їх вимірювання також вказували, що значне полів параметрів схеми повинні бути прийняті до уваги коли температура вище 4,2 К.

Підтримання постійного поля шумів при підвищених температурах Ic значень переходу до збільшення частки до робочої температури і схеми індуктивності для зменшення значень, зберігаючи в_L постійною. Довге проникнення в глибину матеріалів HTS, однак, робить такі мало індуктівні значення недоцільними. Крім того, значення І_с, ймовірно, буде обмежено до 0,4 мА. Схеми повинні або бути обмежені порівняно з низькою робочою температурою або працювати з меншою.

Максимальна напруга V_d розділені за RSFQ Т-FF визначає максимальну частоту операції в_max в TFF: вmax =V_d/Ф₀. Значення IcRn джозефсонівських переходів в Т-FF і V_d цього Т-FF були зіставлені та їх температурна залежність була розглянута Сайто та ін. (27). Температурні залежності значень IcRn показані на рис.10. Vd ясно менше, ніж значення IcRn, хоча їх температурних залежностей достатньо подібні.

Рис.10. Залежність значення IcRn і напруги Vd.

Максимальна V_d на 15K, ѓmax відповідає 155 ГГц. Оцінка обмеження факторів, що визначаються як ѓ_max = гI_cR_n/Ф_0, становить 0,4 > г >0,1 для 15 K < Т < 27 К. Передбачається, що тепловий шум впливає на Т-FF операції, і вони включають такі теплові шуми в їх моделювання схеми. Результати моделювання і експериментальні результати, погоджені досить добре. Ці результати показують, що тепловий шум впливає на Т-FF логіку функціонування і пригнічує максимальні частоти. Вони припустили, що джозефсонівські контакти, для яких IcRn більше, ніж 1 мВ необхідні, щоб операція по швидкостях понад 100 ГГц і повинні бути отримані на 30 К.

2.2.2 Паразитична Індуктивність

Паразитарна індуктивність неминуча в практичному організаційному макеті джозефсонівських переходах і контактах в SFQ цифрових схем. Лінія індуктивності в ланцюгах є HTS вдвічі більша, ніж в схемах LTS. Крім того, дрібні елементи індуктивності HTS використовувалися в схемах з підтримкою в_l их Ic. Таким чином, більш серйозна проблема для HTS схеми SFQ ніж LTS схем.

Сатчел (22) і Джефрі (23) імітували паразитний вплив індуктивності до схеми виходу, а також теплового шуму. На рис.11, моделювання за результатами Jeferry, в якому дало результати для Т-FF SFQ з різними умовами та експлуатацією частот описані з (рис.11а). Ці результати показують, що кількісна паразитична індуктивність може мати значний вплив на ймовірність отримання HTS SFQ схема працює на надвисоких швидкостях.

Рис.11. Монте-Карло дають результати для Т-FF (а) і (б) без паразитичних індуктивностей.

Значення цієї паразитичної індуктивності достатньо велике, щоб скоротити операційний семплер ланцюга.

2.3 Виготовлення SFQ схем

Надпровідник, який найбільш широко використовується в HTS цифрових схемах Yba₂Cu3Ox (YBCO). YBCO плівки можуть бути вирощені: SrTiO₃ (STO), MgO, LaAlO₃, NdGaO_3, YSZ (стабілізований оксидом ітрію діоксиду цирконію), Sr₂AlTaO₆ (СБ), Sr ₂AlNbO₆ (SAN), і (La0.3Sr0.7) (Al0.65Ta0.35) Ox (останній). Серед них, СТО досі найбільш популярний матеріал підкладки для SFQ цифрових схем, оскільки його постійна решітки і коефіцієнт теплового розширення є близькі до YBCO. Вибір надпровідників у підкладці обмежує вибір ізоляторів. Вкрай бажано, що ізолятор може бути виготовлено з використанням тих же матеріалів, які використовується для депозитів YBCO і при температурі не набагато вище. Очевидним вибором для ізоляторів є субстрати матеріалів. Існують шари MgO, LaAlO₃, NdGaO₃,SAN. Опір цих матеріалів є достатньо високим для цифрового ланцюга.

Серед них, Pd / Au був з набагато меншим температурним коефіцієнтом опору, особливо при низькій температурі, ніж Pd. Поверхневий опір 400-нм Pd / Au. Було близько 0.6Щ від 4.2 К до 77 К. Вони припустили, що Pd / Au є найбільш підходящим матеріалом для схем SFQ. Форрестер та ін. Au використовуватися для резисторів з адгезією Ti шар в Sigma дельта модулятор (31) і Мо був використаний для 1 - Щ резистора Міллер та ін. (32). Контактний опір між цими резистора і шару YBCO є небажано великим у порівнянні з опором листа, тому важливо, що будуть досліджені способи зниження опору контакту.

2.3.2 Джозефсонівські переходи

З різних видів джозефсонівських ступенів розвитку, EDGE-тип переходів (34), схематично показано на рис.12а, як видається, є найбільш перспективними для цифрової схеми через свої невеликі розміри, потенційна керованість переходу критичного струму і перехід значень опору, і простота надпровідних проводів.

Рис. 12 Схема перетину HTS джозефсонівських переходів.

Сато та ін. Розробив на місці крайній підготовки до рампи PbCO-сходження ребер і набув поширення Ic 1у=10% за 12 переходів з продуктом IcRn 2 мВ при 4,2 К (35). Co-легованих YBCO діє як бар'єр при температурі вище 50 К і 20-рампа сходження ребер з співголовами легованих бар'єрів, які зроблені Малісоном та ін. Був продуктом IcRn 0,3 мВ при 50 К і показав Ic поширення 12% (1) (36). Інші краї перехрестя з Co-легованого бар'єр YBCO, база якого містить електроди YBCO 5% La, виставлена IcRn продукти 0.5 - 0.8 мВ при 65 К з 1у I_с що поширюється вниз до 12%, повідомив Хант та ін. (13). Було встановлено, що Ga допінгу, Rn систематично збільшився, а Ic залишився незмінним. Ванговен та ін. Доказали, що шляхом легування Ga, IcRn продукція була збільшена до 8 мВ при 4,2 К (12).

Інтерфейс інженерії рамп-сходження ребер (IEJ), розроблена Moeckly та ін. (37) привертають велику увагу, тому що відтворений виготовлення цілком підходить для додатків цифрової схеми. У цьому процесі осадження бар'єр формується тільки шляхом структурної зміни за допомогою іонного бомбардування і вакуумного відпалу. Зміни, в якому був сформований нормальний фрезерних іон. Їх зміна пов'язана в переходах (MIJ) також показала, відтворення l_c з 1у поширення в l_c складає менше 8% на 100 контактів (16).

Недоліком використання рамп-сходження ребер в ланцюгах SFQ є те, що буде важко зменшити петлю індуктивності. Один зі способів зменшити індуктивність SFQ циклу за допомогою вертикальної структури. Вертикальна петля може бути побудована за допомогою Stacked переходів (рис.12b) і з віссю Microbridge (CAM) в переходах (рис.12c). Як і конфігурація Stacked переходів, що й у Nb / Alox / Nb переходах, які використовуються в схемах LTS SFQ, розвиток Stacked переходів для HTS схеми SFQ довелось чекати від першого етапу HTS перехід розвитку. Нещодавно Stacked з продуктом IcRn 2,1 мВ і 10% lу поширив ІМС на 4,2 K. Ці характеристики подібні від краю рампи перехрестя і є перспективними у зв'язку з SFQ схем застосування.

CAM є просто надпровідною структурою без навмисного формування бар'єру слабкого зв'язку. З'єднання між двома шарами YBCO. Це поєднання має IcRn продукт, як великий 1,2 мВ при 60 К. Однак, оскільки критичного струму в звичайних (2 -мм-діаметр) CAM технології занадто високі. CAM діаметр 0,5 м потрібно для цілей критичного струму 0,5 мА на 40 - 60 К (39). Здається, що для досягнення гарної однорідності I_c буде важко завдяки своїй невеликій території.

Крок від краю межі (SEGB) вузлів, які утворюють розриви в кристалічній орієнтації, охоплює HTS крок у підкладці (рис.12d), більш легко інтегруються в мультислоях ніж рампа-сходження ребер (32,40). Орієнтовані-електронно-променево-опроміненні (ОЕПО) переходи на одному шарі YBCO визначаються шляхом опромінення краю з високими дозами електронів, що робить їх чисто резистивними. Таким чином, була можливість для точного визначення різних критичних струмів для переходу ОЕПО (41). ОЕПО переходи не підходять для використання у великих масштабах схеми, оскільки занадто багато опромінення часу потрібно для прийняття кожного переходу. Кілька HTS цифрових схем виготовлені з використанням зернограничних переходів, які виготовляються шляхом здачі на зберігання епітаксіального YBCO на бікристалі підкладки (42), тому що вони мають порівняно великі IcRn. Використання бікристаллом зернограничних переходів обмежені в невеликих масштабах.

З метою реалізації високопродуктивних HTS SFQ схем, розробка схеми процесу, якої інтегрує відтворення джозефсонівських в епітаксіальних мультислоях має важливе значення. Зокрема, надпровідність землі індуктивність коливального контуру потрібно тримати досить низькими, щоб імпульс SFQ міг генерувати достатній струм у навантаження і індуктор в_L в циклі SFQ можуть бути розроблені в рамках діапазону.

Першим на доповідь виготовлення переходів над SEGB землі був Missert (43). Цей пристрій діє як SQUID тільки до 20 К. Операції температури SQUID, яка складалася з переходів SEGB з 200k землі збільшена до 77К вище, Форестер та ін. (44). Вони виміряли температурну залежність L і знайшли її в добрій згоді з теорією, згідно з якою температурна залежність проникнення представляє глибини, використовуючи формулу Казимира, л (t) = л₀/ [1- (T/T_c) ⁴] ^1/2, де л₀ це глибина проникнення при Т = 0.

Рамп-сходження ребер з 450-нм. SQUID звернення працюють на температурах до 50 K, на використані товщі землі під площину робить поверхню бази електрода YBCO грубішою, в результаті чого появляється надлишковий струм в рампі-сходження ребер.

Co-легованих YBCO / YBCO переходах більше 200 нм YBCO площині. Обидва шаруватої структури, окрім тієї ж, що Аль Хант ET. Використовували La-легованого YBCO за базовий Mallison електрод і ін. SAN використовували для ізолятора. Хант та ін. Повідомили L? 1,0 рН і великим IcRn продукти 0.5 - 0.8 мВ при 65 К. Mallison повідомив L? 1,2 рН при 70 К. Ці заходи індуктивностей є досить низькими, щоб почати Highspeed

Тести малого масштабу схеми, навіть нижче, індуктивності L? = 0,8 рН. Як і в структурі, показаній на рис.13, базовий електрод YBCO в структурі виступає як YBCO. Таким чином, ця структура не вимагає додаткові площини землі. Така ж структура використана в роботах.

CAM технології, які використовуються природним наслідком низької індуктивності:

Рис.13 Креслення DC SQUID

Рис.14 Схематичний перетин YBCO / PbCO / YBCO. Рампа краю переходу інтегрована з верхньою площиною землі "HUG структури".

Описані вище літаки землею поховані під переходах, і Товщина поховали літаки земля була бути нижче 200 нм, оскільки товщі землі привели в літаках більше шорсткість поверхні, що дозволило знизити якість з'єднання. Кожен шар YBCO структури HUG було перевірено на тісні поточні щільності до рівня asgrown YBCO плівки. Опір тришарових по 400-нм плівка товщиною STO виміряна більше 1 м? в діапазоні від 4.2 К до 300 К на площі 100*100 мm, що є достатнім для автоматичних операцій. Високотемпературні процеси використані у формуванні площини грунту не впливають на якість з'єднання, такі як IcRn продукти та надлишковий струм. Структура температурних залежностей може бути встановлена шляхом полосковою моделлю. Ця модель дещо відрізняється від Кортер-Казимира форми, л (t) = л₀/ [1- (T/T_c) ²] ^1-2.

2.4 Елементарні RSFQ схеми

Сігма-дельта архітектури є кращими архітектурами для АЦП з високим динамічним діапазоном. Цей підхід передискретизації здійснюється напівпровідниковими приладами, що використовуються в додатках, де аудіо сигнали на кілогерц частоти дискретизації МГц частот модулятора і результуючий потік бітів цифрової фільтрації, щоб забезпечити врегулювання 18 - 20Біт. Напівпровідниковий AD перетворювач обмежується МГц проб і цифровою фільтрацією. Надпровідник AD, однак, може виконувати гігагерц відбору проб і застосовувати переваги цифрової фільтрації, МГц смуги пропускання сигналів. Крім того, потік квантування в надпровідниковому контур забезпечує точний квантово-механічний механізм зворотного зв'язку. Точність відгуку дуже важливі для виконання AD перетворювачів.

Рис.22 показує, блок-схему першого порядку AD модулятора. Цифровий сигнал знімається з вхідного сигналу в ланцюзі зворотного зв'язку. Цей вид зворотного зв'язку приводить до усередненого виході компаратора в точності вхідного сигналу. Відхилення квантованих виходів компаратора від аналогового вхідного сигналу може бути небезпечним, як шум і називається шумом квантування. Шум квантування зміщений в область високих частот. Очевидно, що відношення сигнал шум може бути покращене шляхом фільтрації частот вищої смуги сигналу.

Інтегратор, компаратор і зворотний зв'язок першого порядку модулятор легко реалізується за допомогою джозефсонівських контактів, як показано на Рис.22. Форрестер та ін. Сфабрикували простий HTS модулятор. Вони вимірювали свої виступи на 35K шляхом введення 5,01 МГц сигналу і передачі вихідного потоку бітів аналізатором спектру, яким виміряно відносну амплітуду небажаних гармонік, і визначальних шпорів вільного динамічного діапазону (SFDR). З частотою дискретизації 27 ГГц, SFDP виміряно понад 75 дБ. Ця величина порівнянна з модулятором LTS.

Рис.22 Блок-схема першого порядку модулятора з цифровим фільтром.

Про інший HTS модулятор повідомив Рук та ін. Схема виготовлена на підкладці бікристала STO. YBCO / STO / YBCO тришарових виготовлена методом лазерного напилення.

Самий нижній шар служить надпровідною поверхнею грунту і джозефсонівські переходи сформовані у верхньому шарі. Pd / Au, ця тонка плівка використана для інтегратора опору.

Ланцюг складається з DC / SFQ конвертер, JTL, компаратор, L / R інтегратора і вихідних каскадів, що складалися з 10 вузлів. Коректної роботи модулятора було підтверджено на постійному струмі 34 К. лінійності модулятора, і досліджено шляхом вимірювання гармонійних спотворень 19,5 кГц синусоїдального сигналу, а мінімальну роздільну здатність 5 біт може бути оцінена записаного спектру.

Така точність обмежена шумом підсилювача. Коректна робота струмової петлі зворотного зв'язку продемонстрована шляхом розрізання зворотної індуктивності.

2.4.6 Колектор

Всі описані вище схеми елементів, що складалися з великих схем RSFQ або AD перетворювачів, за винятком осцилятора кільця і дільників напруги, які були реалізовані для дослідження операцій з частотами схеми SFQ. Ці самі схеми, не можуть бути поставлені на застосування. Колекторна схема складається з п'яти рамп краю переходів з накопичуючою горизонтальною площиною і спирається на операції SFQ. Зміна інтерфейсу переходів та верхнього шару грунту площини (HUG структури) застосовані в процесі виготовлення. На рис.23 показана схема дизайну колекторного ланцюга. SFQ імпульс струму I_p породжується JJ1 і JJ2 в момент зростання струму І_tr, і цей імпульс відправляється JJ3, де він з'єднується з сигналу струму (T) і зворотнім зв'язком поточного I_ѓ, який в даний момент визначається генератором I_p. Коли сума перевищує три ступені порогового значення, SFQ зберігається в надпровідниковому контурі, який містить JJ3 і L3. Потім, збережена SFQ викликає вихідну напругу при зчитування SQUID, який складається з JJ4 і JJ5. У кінці кожного циклу вибірки, що зберігається SFQ в контурі скидання використовуються негативні скидання струмів I_r.

Рис.23 Схема підключення колектора HTS.

Значення (I_S), яке визначається як мінімальний , необхідне для зберігання SFQ в цьому циклі для I_s, яке може бути визначене, повторивши зазначені вище операції зі значеннями різних . Порівняння (I_S) з, яка є для I_S =0, ми можемо отримати I_s (t) значення. Сигналу вимірюється за допомогою виявлення I_s (t), значення для різних генераторів I_p.

Рис.24 показує зразок чіпа для вимірювання високих частот роздільною здатністю. Чіп є відносно невеликим (2,5 мм квадратних), так що високошвидкісних ліній струму на підтримку STO (який має величезний діелектричної проникності) не вистачає. Сигнал струму заміряти цей зразок генерується сигнал входу по струму на Істр на чіпі Джозефсона сигналу генератора (СГ) і поширюється на зразок через 4 - му масштабі, 400 - м в довжину лінії без YBCO підходящу опору.

Рис.25 показаний один з результатів з 1-пс час затримки між кожною точкою відбору проб. Падіння структури близько 160 пс на рис.25a був переоцінюються в деталях і показано на рис.25b. На рис.25b, максимальна диференціальних час вимірюється сигнал в 12 /пс, який впав 60 з 5-пс проміжок часу з 2,5µA - чутливістю по струму.

Семплер HTS здатний вимірювати струм сигналів безпосередньо з піко- і мікроампер резолюцій. Напівпровідникових проб і електрооптичних (НЗ), семплери, добре відомі для характеристики тимчасової форми високошвидкісних електричних сигналів. Тим не менше, напівпровідникові пробовідбірники виміру напруги і E-O пробовідбірники дотримуватися електричного поля. Для вимірювання струму використанням цих проб, електричного імпедансу виміряних частин повинен бути відомий. Як робочої частоти великих напівпровідник ГГц вимірювання.

Рис.24. Крупним планом оптичні HTS семплери чіпа. Семплер схеми в центрі і нижче семплер на генератор джозефсонівського сигналу.

Збільшується з точки зору проектування схеми та електромагнітної сумісності (EMC) технології. Однак через опір проводки в LSI тестованого, як правило, невідомі з-за своєї складної шаруватої структури і ще через струм, що протікає через проводку не може бути виміряна за допомогою напівпровідникових або EO пробовідбірників. Семплер HTS здатний спостерігати ток БІС з високою роздільною здатністю. Ми очікуємо, що HTS семплер дуже корисні для вивчення деяких перехідних явищ, перехресних перешкод і EMC в високошвидкісних БІС.

2.4.7 Затримка лінії пам'яті

Хатторі і інші розробила пам'яті HTS на лініях затримки для асинхронного режиму передачі (ATM) системи комутації (74). Ця пам'ять сама по собі не цифрова схема, вона має цікаві застосування цифрових пристроїв ВТНП. Це пристрої з високошвидкісними напівпровідниковими перемикачами.

Рис. 25. Поточні сигнали вимірювання HTS проб: (А) сигналу вимірюється від 0 до 600 пс і (б) оцінка сигналу між 130 пс і 200 пс.

Швидке зростання трафіку в області телекомунікацій призвела до необхідності швидких систем комутацій. Межа частоти даної системи визначається за максимальною тактовою частотою звичайного напівпровідникового пристрою пам'яті. Тому, що максимальна частота цих зареєстрованих файлів обмежена за поширенням затримка між кожною стадією реєстрації. Оскільки надпровідних ліній затримки пам'яті дозволяє уникнути цього обмеження використання аналогової затримки задається надпровідною лінією затримки, ця пам'ять повинна бути використана у високій швидкості банкомату буферної пам'яті.

Рис. 26. Конфігурація лінії затримки пам'яті. Ця пам'ять складається з надпровідної лінії затримки і 2*2 координатний комутатор.

Конфігурація повторної лінії затримки пам'яті показано на рис.26. Пам'ять рециркуляції зберігання петлі для фіксованої довжини пакетної передачі даних і складається з надпровідної лінії затримки і напівпровідникового 2*2 координатного комутатора. Ця затримка дає лінію введення даних фіксованого затримкою, відповідає його довжині. Координатний дозволяє перехресне або паралельне з'єднання між двома вхідними портами і двома портами виводу. Лінії затримки зворотнього зв'язку з вихідним портом до його вхідних портів і форми зберігання циклу. Це цикл має тривалість, яка відповідає фіксованій довжині пакетної передачі даних. Оскільки сигнали в лінії затримки не можуть бути посилені і реорганізовані, затухання та спотворення в лінії затримки повинні бути дуже низькими, незважаючи на високі частоти і довгострокові затримки. Це неможливо для плоскої лінії електропередачі із звичайного, з-за її поверхневого опору. Ось чому надпровідні лінії затримки використовували.

Компланарна затримка YBCO лінії 10м в ширину і 37см в довжину було сфабриковано. Ця лінія затримки була близько 2,8нс і були використані, поряд з комерційно доступними напівпровідникові інтегральні схеми, щоб зробити надпровідними пам'яті затримки на лініях. Як показано на рис.27, ця пам'ять працювала як 32-бітний буфер зберігання при тактовій частоті 10 ГГц при 46 K, яка у кілька разів швидше, ніж напівпровідникові реєстраційні файли. Цей результат показує, що надпровідні лінії затримки пам'яті є потужним кандидатом для високошвидкісних ATM зберігання буфера камери.