Блок горизонтального отклонения электронно-лучевого осциллографа

Размещено на http://www.allbest.ru/

Размещено на http://www.allbest.ru/

Курсовой проект

Блок горизонтального отклонения электронно-лучевого осциллографа

Введение

Проектирование блока горизонтального отклонения электронно-лучевого индикатора предусматривает расчет следующих функциональных блоков схемы:

ь Генератор линейно изменяющегося напряжения (ГЛИН);

ь Фазоинвертор;

ь Выходной дифференциальный каскад;

ь Генератор-калибратор;

ь Аттенюатор;

ь Устройство синхронизации и запуска;

ь Устройство управления ГЛИН;

ь Устройство сравнения и блокировки;

ь Делитель для питания ЭЛТ;

ь Блок управления бланкирующими пластинами.

При выполнении проекта предусматривается возможность настройки длительности развертки и амплитуды входного сигнала. Предусматривается возможность регулировки яркости, фокуса изображения на экране индикатора, управление астигматизмом, а также смещение луча по горизонтали. Возможность работы блока горизонтального отклонения, как в автоматическом режиме, так и в режиме с внешней синхронизацией.

Назначение основных блоков БГО:

Входное устройство предназначено для деления входного сигнала, а также формирования сигнала для блока запуска и синхронизации.

Схема запуска предназначена для формирования запускающего импульса при достижении входным сигналом порогового значения напряжения. Для запуска может быть использован сигнал с УВО или внешний сигнал, поданный на гнездо входа синхронизации. Это буферный каскад, он находится на входе БГО и выполняет функции сопряжения БГО с внешними цепями запуска и УВО.

Схема управления генератором линейно изменяющегося напряжения - управляет запуском генератором линейно изменяющегося напряжения (ГЛИН). Основное назначение выработка сигнала заданной длительности. Здесь осуществляется выбор автоколебательного или ждущего режима. Схема управления выполнена в виде триггера Шмитта на операционном усилителе (ОУ).

ГЛИН осуществляет пропорциональное преобразование временного интервала в напряжение с заданным коэффициентом усиления. То есть формирует ЛИН, которое управляет ходом луча на ЭЛТ.

Устройство управления бланкирующими пластинами осуществляет гашение луча при обратном ходе луча.

Фазоинверсный каскад предназначен для согласования несимметричного выхода предварительного усилителя с дифференциальным входом оконечного каскада. ФИ позволяет получить два выходных сигнала, равных по амплитуде, но противоположных по фазе.

Оконечный каскад нагружен на горизонтально отклоняющие пластины ЭЛТ и создает в нагрузке симметричное парафазное отклоняющее напряжение.

Генератор - калибратор является отдельным независимым блоком, предназначенным для генерации фиксированных (по амплитуде и частоте) прямоугольных импульсов, служащих для точной установки коэффициента усиления (УВО) и длительности развертки (БГО).

1. Расчёт схемы генератора линейно изменяющегося напряжения

генератор фазоинвертор усилитель развертка

ГЛИН предназначен для выработки ЛИН, которое после прохождения ФИ и ОК усиливается до необходимого уровня и передается на горизонтально отклоняющие пластины ЭЛТ для обеспечения горизонтального отклонения луча.

Применение в данной схеме положительной обратной связи (ПОС) и отрицательной обратной связи (ООС) обеспечивает ей высокую линейность выходного напряжения. Во время перезарядки конденсатора, входящего в ПОС, происходит формирование ЛИН на выходе ОУ. Для дискретной смены длительность развертки, предусмотрен набор конденсаторов.

Схема управления ГЛИН должна позволять корректную развертку сигнала, как в автоматическом, так и в ждущем режиме.

В качестве ГЛИН использован генератор линейно изменяющегося напряжения с ПОС на ОУ. Схема генератора приведена на рисунке 1.

Рисунок 1 - Принципиальная схема ГЛИН

В исходном состоянии ключевой транзистор VT открыт и насыщен, емкость разряжена. При появлении входного импульса отрицательной полярности происходит запирание транзистора на время длительности этого входного импульса, т.е. на время прямого хода луча (Т_раб), благодаря чему происходит заряд емкости от источника Е через резисторы R3 и R3' на емкость C1. Зависимость длительности прямого хода пилы от длительности запускающего импульса является недостатком схемы. Чтобы длительность рабочего хода определялась только параметрами схемы генератора, на вход ГЛИНа ставим триггер на ОУ, расчет которого будет произведен ниже.

Одновременно с зарядом емкости увеличивается разность напряжений между инвертирующим и неинвертирующим входами ОУ, что ведет к генерации ЛИН на выходе ОУ. По окончании входного импульса положительный перепад отпирает транзистор VT1 и емкость C1 разряжается коллекторным током через открытый диод VD1. За время Т_обр происходит восстановление схемы ГЛИН, т.е. луч ЭЛТ возвращается в исходное состояние. Емкость С2 является форсирующей, назначение которой заключается во временном увеличении токов включения и выключения на время переходных процессов. В установившемся режиме используется ненасыщенный режим работы транзистора. Выберем номинал С2 = 100 пФ.

Прежде, чем приступить к расчету ГЛИН, нужно рассчитать длительности прямого хода и временные диапазоны. Из задания следует, что минимальный и максимальный период сигнала равен:

,(1.1)

.(1.2)

Пусть на экране отображается 1,5 периода сигнала, тогда длительности прямого хода:

(1.3)

(1.4)

Горизонтальный размер экрана индикатора равен 40 мм. Пусть одно деление равняется 10 мм, тогда получаем 4 деления. Рассчитаем первый диапазон.

.(1.5)

Возьмем первый диапазон: 0,5 мкс/дел, тогда T_р = 2 мкс. Таким образом, весь диапазон измеряемых времен разобьем на поддиапазоны:

0,5 мкс/дел, T_р = 2 мкс,

1 мкс/дел, T_р = 4 мкс,

2 мкс/дел, T_р = 8 мкс,

5 мкс/дел, T_р = 20 мкс,

10 мкс/дел, T_р = 40 мкс,

20 мкс/дел, Т_р = 80 мкс,

50 мкс/дел, Т_р = 0,2 мс,

0,1 мс/дел, Т_р = 0,4 мс,

0,2 мс/дел, Т_р = 0,8 мс,

0,5 мс/дел, Т_р = 2 мс.

В схеме использованы следующие элементы:

- операционный усилитель К154УД4;

- транзистор 2Т385А-2;

- диод ГД402А;

Параметры данных элементов приведены в Приложении А.

В задании сказано, что скважность импульсов Q=2, значит период следования пилы в два раза больше длительности входного импульса. Для обеспечения хорошей линейности, зададим постоянную времени цепи заряда емкости (рабочий ход) в 2 раз больше периода развертки. Также зададимся номиналами сопротивлений, исходя из следующих соображений:

- для обеспечения наилучшей линейности в генераторе должно выполняться соотношение ;

- рекомендация для исключения влияния входных сопротивлений операционного усилителя и .

С учетом этих условий были выбраны следующие номиналы сопротивлений

.(1.6)

Тогда для граничных значений длительности входного импульса, получим соответствующие значения емкостей. Расчет производим по формуле.

.(1.7)

Получены следующие значения емкостей для соответствующих длительностей развертки:

С1=53,3 пФ;

С2=107 пФ;

С3=213 пФ;

С4=533 пФ;

С5=1,1 нФ;

С6=2,1 нФ;

С7=5,33 нФ;

С8=11 нФ;

С9=21,3 нФ;

С10=53,3 нФ.

Выберем следующие номиналы емкостей:

С1: С = 47 пФ, С = 6,2 пФ;

С2: С = 100 пФ, С = 6,8 пФ;

С3: С = 200 пФ, С = 15 пФ;

С4: С = 510 пФ, С = 22 пФ;

С5: С = 1000 пФ, С = 100 пФ;

С6: С = 2000 пФ, С = 100 пФ;

С7: С = 4700 пФ, С = 620 пФ;

С8: С = 0,01 мкФ, С = 1000 пФ;

С9: С = 0,015 мкФ, С = 6200 пФ;

С10: С = 0,047 мкФ, С = 6200 пФ

Для первого диапазона рассчитаем U_вых(t_р.х.) - максимальное напряжение развертки на выходе схемы, U_c(t_р.х.) - максимальное напряжение на емкости, p - коэффициент нелинейности, t_о.х. - время обратного хода.

E = +10 В.

.(1.8)

Относительный коэффициент усиления

(1.9)

учитывает конечность дифференциального коэффициента усиления ОУ K_d=1600.

,(1.10)

.(1.11)

Управляющее напряжение на разрядный ключ поступает с выхода триггера и в режиме удержания ключа в открытом состоянии имеет значение, отличающееся от положительного напряжения питания микросхемы Е = +10 В на величину (1ч2) В. Принимаем выходное напряжение триггера в исходном состоянии равным U⁺_вых = 8 В, тогда для простейшего ГЛИН с интегрирующей цепью при большой степени насыщения ключевого транзистора справедливо

.(1.12)

Данный номинал сопротивления R5 удовлетворяет условию нагрузки ОУ, на основе которого построен триггер управления, а именно сопротивление нагрузки ОУ не менее 2 кОм.

Рассчитаем параметры транзистора VT1.

Для коллекторного питания транзистора VT1 выбираем одно из напряжений питания операционного усилителя, т.е. принимаем E = +10В. Тогда ток насыщения VT1 будет равен

.(1.13)

Ток базы насыщения



,(1.14)

.(1.15)

Расчет запирающих напряжений:

,(1.16)

.(1.17)

Расчет основных параметров транзистора

,(1.18)

,(1.19)

,(1.20)

,(1.21)

,(1.22)

,(1.23)

,(1.24)

,(1.25)

,(1.26)

,(1.27)

Rг = R_{вых ОУ} = 100 Ом

(1.28)

,(1.29)

,(1.30)

,(1.31)

.(1.32)

Вычислим t_вкл:

.(1.33)

,(1.34)

.(1.35)

Вычислим t_выкл:

.(1.36)

Вычислим время задержки срабатывания

.(1.37)

Результаты вычислений основных характеристик пилообразного напряжения представлены в таблице 1.

Таблица 1 - Характеристики пилообразного напряжения

Диапазон	Емкость
0,5 мкс/дел	53 пФ	5	9,9	0,13	2,51 нс.
1 мкс/дел	107 пФ	5	9,9	0,12	5,01 нс.
2 мкс/дел	215 пФ	5	9,9	0,12	10,00 нс.
5 мкс/дел	532 пФ	5	9,9	0,13	25,07 нс.
10 мкс/дел	1,1 нФ	4,8	9,7	0,12	50,03 нс.
20 мкс/дел	2,1 нФ	5	9,9	0,13	0,10 мкс
50 мкс/дел	5,32 нФ	5	9,9	0,13	0,25 мкс
0,1 мс/дел	11 нФ	4,8	9,7	0,12	0,50 мкс
0,2 мс/дел	21,2 нФ	5	9,9	0,13	1,00 мкс
0,5 мс/дел	53,2 нФ	5	9,9	0,13	2,51 мкс

Для обеспечения перекрывания диапазонов, предусмотрен переменный резистор R3', номинал которого составляет 15 кОм, при этом плавная регулировка составляет 10%.

Емкость будет разряжаться до 0,3 В (падение напряжения на прямо смещенном p-n - переходе германиевого диода), что даст на выходе схемы постоянный уровень 0,6 В в отсутствии сигнала на входе. Эта составляющая убирается разделительной емкостью С2 = 1 мкФ.

Требования к запускающему импульсу ГЛИНа:

а) Импульс прямоугольной формы отрицательной полярности;

б) U_зап = 8 В;

Моделирование работы ГЛИН в автоколебательном режиме со схемой блокировки приведена на рисунке 2.

Рисунок 2 - Работа ГЛИН в автоколебательном режиме

2. Расчет схемы управления ГЛИН

В качестве схемы управления ГЛИН используется триггер Шмитта на ОУ.

Длительность управляющих импульсов устанавливается автоматически за счет обратной связи между генератором и триггером управления. Триггер опрокидывается под воздействием импульса запуска, запускает ГЛИН, и напряжение с выхода ГЛИН поступает на устройство сравнения, которое обеспечивает возвращение триггера в исходное состояние по достижении заданного уровня срабатывания, при этом формирование линейно изменяющегося напряжения прекращается. На выходе триггера формируются прямоугольные управляющие импульсы, длительность которых определяется скоростью изменения ЛИН. При постоянном уровне сравнения размах пилообразного сигнала не меняется при переключении времязадающих элементов.

Генератор развертки работает в ждущем режиме. При помощи специального потенциометра R5 триггер можно превратить в управляющее устройство с одним устойчивым состоянием, которое соответствует прямому ходу развертки. В этом случае генератор развертки будет работать в автоколебательном режиме. В момент достижения ЛИН заданного уровня управляющее устройство переводится и удерживается в неустойчивом состоянии. Схема управления ГЛИН приведена на рисунке 3.

Рисунок 3 - Схема управления ГЛИН (триггер Шмитта на ОУ)

Расчет триггера выполним для ждущего режима генератора.

Пусть Е = 0, т.е. движок потенциометра режима находится в крайне нижнем положении. Пороги срабатывания триггера задаются цепью ПОС. В исходном состоянии на выходе триггера напряжение должно быть равно U⁺_огр = +8 В, чтобы ключевой транзистор ГЛИН был открыт, а времязадающая емкость разряжена. С помощью цепи ООС выбирается режим работы схемы и осуществляется запуск. Возвращение триггера в исходное состояние должно происходить, когда напряжение на выходе ГЛИН достигнет значения U_вых.max = 9,9 В; при этом триггер находится в состоянии с U^-_огр = -8 В.

Напряжение на неинвертирующем входе выбираем исходя из максимального напряжения, до которого должен заряжаться времязадающий конденсатор в конце рабочего хода .

Тогда коэффициент передачи цепи ПОС

.(2.1)

Выбираем сопротивление R3 = 11 кОм

.(2.2)

Выбираем номинал R4 = 6,8 кОм.

Пороговый уровень срабатывания триггера по неинвертирующему входу равен

.(2.3)

Откуда коэффициент передачи цепи ООС

.(2.4)

Выбираем сопротивление R1 = 10 кОм

.(2.5)

Значение напряжения на неинвертирующем входе в ждущем режиме

.(2.6)

Полученное значение U^-_вхU⁺_вх триггер будет находиться в устойчивом состоянии.

Запускающий сигнал подается на инвертирующий вход триггера и должен иметь положительную полярность и амплитуду, достаточную для переключения триггера. Минимальное значение напряжений на входах ОУ в исходном состоянии:

.(2.7)

Для надежного срабатывания триггера необходимо обеспечить амплитуду запускающего сигнала:

.(2.8)

Для переключения ГЛИН в автоколебательный режим необходимо перевести триггер в квазиустойчивое состояние, для чего с помощью потенциометра R5 необходимо подать дополнительное напряжение смещения, достаточное для компенсации разностного напряжения на входах триггера. С этой целью используем дополнительный источник напряжения Е = 3 В. Чтобы резистор смещения не влиял на работу схемы, его сопротивление должно быть низкоомным, поэтому выбираем R5 = 100 Ом на номинальную мощность 1 Вт.

Расчет фронтов импульсов на выходе триггера управления ГЛИН приведен ниже. Для ОУ К154УД4

,(2.9)

где V - скорость нарастания ОУ, U_mт - значение амплитуды на выходе триггера.

3. Схема блокировки устройства управления ГЛИН

Для обеспечения полного восстановления ГЛИН к моменту прихода очередного синхроимпульса и его надежной синхронизации необходимо предусмотреть блокировку устройства на время формирования обратного хода и формирование временной задержки очередного цикла работы, в течение которой генератор находится в режиме ожидания синхроимпульса. С этой целью предусмотрена схема, состоящая из эмиттерного повторителя на транзисторе, работающего в ключевом режиме, и интегрирующей цепи С1, R2. Во время рабочего хода емкость С1 заряжается до амплитудного значения возрастающего напряжения ГЛИН через малое выходное сопротивление повторителя. С момента формирования обратного хода напряжение на базе транзистора VT1 скачком уменьшается, а на эмиттере из-за наличия емкости оно мгновенно измениться не может, что приводит к запиранию транзистора и удержанию триггера в состоянии блокирования работы ГЛИН на время перезаряда С1 до значения напряжения порогового уровня, заданного цепью ПОС триггера. Далее процесс повторяется (автоколебательный режим). Для правильной работы необходимо, чтобы постоянная перезаряда С1 была выбрана существенно больше, чем время обратного хода генератора, что необходимо для полного восстановления схемы к моменту прихода очередного синхроимпульса, способного активно воздействовать на ГЛИН в течение времени задержки (режим синхронизации).

Схема блокировки устройства управления ГЛИН приведена на рисунке 4.



Рисунок 4 - Схема блокировки устройства управления ГЛИН

Эмиттерный повторитель должен работать в активном режиме во время формирования хода и закрываться с началом обратного хода. В качестве источника питания используем источник как для ОУ, т.е. Е1,2 = 10 В, а для быстрого и надежного запирания рабочую точку выбираем вблизи области отсечки. Необходимо учесть, что резистором R2 в значительной степени определяется время задержки. Для того чтобы номинал емкости цепи задержки С1 был небольшим, сопротивление R2 должно быть достаточно высокоомным. В исходном состоянии напряжение на выходе ГЛИН, равное напряжению на базе VТ1, близко к нулю. В активном режиме U_бэ 0,7 В, тогда падение напряжения на эмиттерном сопротивлении

.(3.1)

Зададимся эмиттерным током в рабочей точке I_э0 = 200 мкА и найдем сопротивление

.(3.2)

Выбираем номинальное значение R2 = 47 кОм. Так как входное сопротивление и динамический диапазон эмиттерного повторителя велики, то базу транзистора можно непосредственно подключать к выходу ОУ. Однако для защиты ОУ от перегрузки по току в случае короткого замыкания (пробой переходов в VТ1) целесообразно включить в базу транзистора токоограничивающий резистор R1, значение сопротивления которого можно оценить по максимально возможному падению напряжения на нем и величине допустимого выходного тока ОУ

.(3.3)

Выбираем номинальное значение R1 = 1 кОм.

Рассчитаем значение емкости в цепи задержки. Перезаряд С1 во время формирования задержки происходит при закрытом транзисторе VТ1 через резистор R1 и резисторы R1, R2 схемы управления ГЛИН с постоянной времени . Длительность задержки можно рассчитать по выражению

.(3.4)

Максимальное напряжение, до которого емкость стремится зарядиться

Напряжение на емкости в конце рабочего хода

Напряжение прерывания процесса перезаряда

.

Длительность задержки обычно составляет (0,1ч0,2) Т_р, но для небольших интервалов развертки ее значение может быть выбрано постоянным по Т_р, соответствующей среднему поддиапазону длительности развертки. Зададимся длительностью задержки t_зад = 50 мкс. Значение емкости цепи задержки:

.(3.5)

Выбираем номинальное значение С1 = 1000 пФ.

4. Устройство синхронизации и запуска развертки

Устройство синхронизации и запуска развертки преобразует различные по форме и амплитуде сигналы в стандартные импульсы и позволяет выбрать момент времени для запуска развертки, который соответствует определенному уровню исследуемого сигнала. Вход устройства может быть открытым и закрытым. В большинстве случаев достаточен запуск по переменному току. Но при исследовании сигналов, статистически распределенных во времени, необходимо пользоваться открытым входом. В противном случае в результате изменения постоянной составляющей, обусловленного присутствием разделительных емкостей, менялся бы уровень напряжения сигнала, определяющий момент запуска развертки, что привело бы к размытости изображения на экране ЭЛО.

Устройство синхронизации состоит из следующих основных функциональных узлов:

ь переключателя входа, при помощи которого выбирается запускающий сигнал;

ь эмиттерного повторителя со следящей связью, обеспечивающего хорошее согласование, имеющего в своем составе средства зашиты от перегрузки канала и достаточно высокое входное сопротивление;

ь переключателя полярности запускающего сигнала, при помощи которого можно выбрать момент запуска развертки во время возрастающей или спадающей части сигнала;

ь усилителя, при помощи которого запускающий сигнал достигает необходимого уровня;

ь триггера Шмитта для выбора уровня напряжения запускающего сигнала, определяющего момент запуска развертки;

ь формирователя коротких импульсов запуска и синхронизации с постоянными крутизной фронта и амплитудой, независящими от параметров входного сигнала.

Принципиальная схема устройства синхронизации и запуска развертки приведена на рисунке 5.

Рисунок 5 - Принципиальная схема устройства синхронизации и запуска развертки

Входной сигнал поступает или на внешний разъем блока Вход (внешняя синхронизация), или с канала «У» ЭЛО (внутренняя синхронизация). Переключатель S1 служит для переключения режима работы (с открытым или закрытым входом). С помощью S2 в режиме внешней синхронизации входной сигнал может быть ослаблен с помощью компенсированного делителя R1, R2, R3, C3, C4, C5. Для обеспечения высокого входного сопротивления канала в качестве входного каскада использован повторитель со следящей связью на DA1. Диоды VD1..VD4 предназначены для защиты входного каскада от пробоя при случайной подаче входного сигнала большой амплитуды. На DA2 собран фазоинвертор с усилением, позволяющий переключать полярность синхронизации с помощью S3 и усиливать входной сигнал до амплитуд, необходимых для надежного срабатывании триггера Шмитта. Назначение триггера Шмитта - сформировать, перепад напряжения с крутым фронтом в момент пересечения входным сигналом опорного уровня, выставленного с помощью потенциометраR15. Этим достигается формирование синхроимпульса и, следовательно, запуск развертки с определенного уровня входного сигнала, что позволяет получать на экране ЭЛО и детально анализировать отдельные участки исследуемого сигнала. Резистивный делитель R17, R18 обеспечивает амплитуду запускающего сигнала, необходимую для надежного срабатывания триггера. С помощью цепи С7, R19 сигнал дифференцируется. Укороченные биполярные импульсы поступают на диодный ограничитель нулевого уровня VD5 для сигналов отрицательной полярности. Положительный импульс синхронизации через разделительный конденсатор C8 поступает на схему управления ГЛИН.

Расчет компенсированного делителя напряжения.

Задаемся R1=100 кОм, что и обеспечит необходимое входное сопротивление 100 кОм, и С3=5,1 пФ.

Сопротивление R2 мало шунтируются R_ВХ входного каскада, поэтому этим можно пренебречь.

При делении 1:10 получаем:

.(4.1)

Для исключения искажения формы импульса аттенюатором постоянные времени RC цепей должны быть равны:

.(4.2)

Отсюда .(4.3)

При делении 1:100 получаем:

.(4.4)

(4.5)

Входная емкость С1 должна обеспечивать неискаженную передачу сигнала во всем частотном диапазоне. Так как сигнал может быть любой формы, то расчет значения емкости следует проводить для прямоугольного импульса, для которого искажения, вносимые емкостями связи, наиболее существенны и приводят к образованию скола импульса _И. Задавшись значением скола , найдем значение

(4.6)

При работе в режиме внутренней синхронизации емкость С2 нагружена только на входное сопротивление повторителя на ОУ, величина которого может достигать значений 100ч1000 МОм. Поэтому выбираем С2 = С1 =1 мкФ.

Микросхема DA1 должна иметь хорошие частотные свойства (для неискаженной передачи фронтов сигнала), малое напряжение смещения и слабую температурную зависимость, высокое входное сопротивление и коэффициент усиления. Исходя из этих соображений выбираем быстродействующий операционный усилитель К154УД4, параметры которого приведены в приложении. В повторители организована следящая связь: стопроцентная ООС, сигнал подается на неинвертирующий вход, , высокое входное сопротивление. Для увеличения входного сопротивления вводится следящая связь: ПОС на фоне стопроцентной ООС. Зададимся номиналами R5 = R6 = 100 кОм, С6 = 1 мкФ.

Диоды для защиты входа ОУ от перегрузки должны быть импульсными, иметь малое значение емкости перехода и большой импульсный ток. Выбираем кремниевые диоды типа КД509А, параметры которых приведены в приложении. Для расчета токоограничивающего сопротивления R4 следует задаться значением максимального напряжения U_вх max, которое может быть подано на вход синхронизации. Пусть U_вх max = 10 В, тогда

.(4.7)

Выбираем номинал R4 = 56 Ом.

Расчет усилителя-фазоинвертора.

Для усилителя выбираем ту же микросхему К154УД4 и задаемся коэффициентом усиления К = 200, при котором при минимальном входном сигнале 10 мВ напряжение на выходе будет 2 В. По заданному коэффициенту усиления рассчитываем сопротивления цепи ООС R7, R8. С одной стороны, сопротивление резистора R8 следует выбирать по возможности малым, чтобы снизить статические ошибки усилителя. С другой стороны, цепь ООС не должна перегружать выход усилителя по выходному току. При малых значениях R8 резистор R10, нагружающий выход повторителя, будет также низкоомным, что может привести к превышению допустимого выходного тока каскада на DA1. По паспортным данным ОУ минимальное значение нагрузки R_{н min} = 2 кОм, поэтому выбираем R10 = R7 = R_{н min} = 2 кОм и по заданному находим значение

.(4.8)

Выбираем номинал R8 = 430 кОм напряжение на выходе будет 2,2 В.

Чтобы коэффициенты усиления по обоим входам усилителя были равны, дополнительно к. неинвертирующему входу DA2 следует подключить резистор R9. Значение сопротивления R9 рассчитываем из равенства коэффициентов передачи по инвертирующему и неинвертирующему входам , где , , . Полученное значение R9 = 10 Ом, причем для более точной настройки равенства коэффициентов усиления по обоим входам в качестве R9 следует выбирать резистор переменного сопротивления.

Триггер Шмитта.

В качестве порогового устройства выберем триггер Шмитта на ОУ с максимально зауженной петлей гистерезиса. Выбираем микросхему К154УД4. Источник питания Е = 10 В. Пороговые уровни триггера меняются за счет переменного сопротивления R15.

Пусть R11 = R13 = 10 кОм, R12 = 510 кОм, R14 = 430 кОм. Рассчитаем пороговые уровни срабатывания триггера при нулевом напряжении на втором входе. Коэффициенты передачи ПОС и ООС:

(4.9)

(4.10)

В таком случае пороговые уровни:

(4.11)

При изменении напряжения на втором входе триггера пороговые уровни изменяются линейно в соответствии с формулой

,(4.12)

и при U_вх2 = 5 В составляют 5,42 и 4,54 В. Рассчитаем входной делитель, формирующий опорное напряжение таким образом, чтобы максимальное напряжение на входе 2 равнялось 5 В. Используем стандартное напряжение питания +10 В. Зададимся током делителя 1 мА. Тогда общее сопротивление делителя:

(4.13)

Возьмем R15 = 5,1 кОм и R16 = 5,1 кОм. В таком случае падение напряжения на резисторе R15 будет равно 5 В.

Расчет фронтов импульсов на выходе триггера приведен ниже. Для ОУ К154УД4

,(4.14)

где V - скорость нарастания ОУ, U_mт - значение амплитуды на выходе триггера.

Расчет резистивного делителя.

Для надежного срабатывания триггера в схеме управления ГЛИН необходим сигнал амплитудой 3В, поэтому

,(4.15)

Отсюда .

Зададимся номиналом R18 = 1 кОм, тогда R17 = 2,4 кОм.

Расчет дифференцирующей цепи.

Чтобы исключить влияние нагрузки на параметры дифференцирующей цепи R19, С7, выбираем R19 = 10 кОм с учетом неравенства R19<<R_Н. Зададимся из условия, что постоянная дифференцирующей цепи должна быть много меньше минимальной длительности импульса, тогда

,(4.16)

Что соответствует номиналу.

Для выделения после дифференцирования только положительных импульсов используем фиксатор нулевого уровня на VD5, в качестве которого используем импульсный диод с большим значением допустимого импульсного тока. Выбираем диод КД510А, параметры которого перечислены в приложении. Следует отметить, что в этом случае отрицательный импульс будет ограничен по амплитуде на уровне приблизительно -0,7 В.

Для исключения постоянной составляющей нагрузку к выходу блока подключаем через разделительный конденсатор, величину которого рассчитаем из условия неискаженной передачи импульса , где - постоянная времени разделительной цепи. Для того чтобы эта емкость и одно из сопротивлений делителя на входе триггера не образовывали еще одну дифференцирующую цепь, надо С8>>C7, пусть С8 = 0,1 нФ.

5. Расчет схемы управления бланкирующими пластинами ЭЛТ

Для предотвращения появления на экране ЭЛТ линий обратного хода развертки используют импульсное управление яркостью свечения экрана. С этой целью можно запирать трубку на время формирования обратного хода или увеличивать яркость свечения на время рабочего хода. Для управления яркостью в данной ЭЛТ используют специальные дополнительные электроды (бланкирующие пластины). Электронный луч будет находиться в пределах экрана ЭЛТ при прямом ходе развертки, а по окончании прямого хода развертки луч отклоняется за пределы экрана.

Требуется спроектировать схему управления бланкирующими пластинами ЭЛТ, в которой в качестве ГЛИН используется рассчитанная раннее схема генератора с ПОС на ОУ с диапазоном разверток 1 мксч1 мс. Входной сигнал берем с выхода управляющего триггера ГЛИН.

Произведем оценку фронтов сигналов.

При заданных длительностях разверток минимальный фронт исследуемого сигнала

.(5.1)

Тогда фронт импульса подсвета должен удовлетворять условию

Фронт импульсов на выходе триггера управления ГЛИН можно оценить по скорости нарастания ОУ

.(5.2)

V - скорость нарастания ОУ, U_mт - значение амплитуды на выходе триггера.

Таким образом, параметры входного сигнала удовлетворяют требованиям, предъявляемым к устройству управления бланкирующими пластинами ЭЛТ.

На рисунке 7 приведена схема управления бланкирующими пластинами ЭЛТ.

Рисунок 6 - Схема управления бланкирующими пластинами

Для построения схемы применяем ключевой каскад на высоковольтном транзисторе. Транзистор должен быть высокочастотным, с допустимым напряжением коллектор - эмиттер более 60 В, так как U_{з ап.бланк.пл.} = +60 В. В схеме применен ОУ, выполняющий роль фазоинвертора сигнала, поступающего с управляющего триггера ГЛИН. Сигнал, поступающий с выхода управляющего триггера имеет положительную полярность при формировании обратного хода развертки, а для запирания транзистора типа n-p-n на его базу необходимо подать импульс отрицательной полярности на бланкирующие пластины будет подаваться напряжение +60 В луч отклонится за пределы экрана.

Выбираем следующие номиналы сопротивлений R1 = R2 =100 кОм, тогда коэффициент усиления ОУ

.(5.3)

В качестве источника питания выбираем Е = +10 В. Поэтому даже при входном сигнале амплитудой 8 В, на выходе получим сигнал амплитудой равной питанию ОУ, т.е. 10 В.

Учитывая необходимые параметры, выбираем транзистор КТ605А, характеристики которого приведены в Приложении А.

Для повышения быстродействия используем ненасыщенный транзисторный ключ. Исходя из максимальной амплитуды сигнала, соответствующей полному запиранию ЭЛТ, выбираем напряжение коллекторного питания Е_к = +60 В. Так как в режиме покоя транзистор должен находиться в открытом состоянии, близком к насыщению (U_кэ0 2 В), ток насыщения можно выбрать, задавшись допустимой мощностью, рассеиваемой на коллекторном сопротивлении R6. Пусть P_R6 = 1 Вт, тогда

,(5.4)

.(5.5)

Ток базы

.(5.6)

Сопротивление резистора в базе

.(5.7)

Выбираем номинал R5 = 75 кОм.

Цепь R3-VD1-R4 обеспечивает ограничение выходного тока фазоинвертора, пропускание на базу VT1 только импульсов отрицательной (запирающей) полярности, а также понижение их амплитуды до значения напряжения база-эмиттер, допустимого для данного типа транзистора. Допустимый выходной ток микросхемы К154УД4 I_{m вых} = 25 мА. Ток, потребляемый ключевым каскадом ГЛИН, равен 3,5 мА. Зададимся импульсным током делителя I_вхZ = 1 мА, тогда для отрицательного импульса с амплитудой U^-_m = 10 В сопротивление делителя

.(5.8)

Допустимое напряжение база-эмиттер транзистора не более 5 В. Пусть значение амплитуды запирающего напряжения сигнала на базе VT1 U_{бэ m} = 2 В.

Коэффициент деления входной цепи усилителя

.(5.9)

Тогда

,(5.10)

.(5.11)

Выбираем номинал R3 = 8,2 кОм.

Емкость С1 предназначена для «развязки» по постоянной составляющей входа высоковольтного усилителя и предохраняет фазоинвертор на ОУ от пробоя по напряжению при выходе из строя ключевого транзистора.

Значение емкости можно рассчитать по допустимому сколу импульса 0,01,

,(5.12)

где _{и max} - максимальная длительность развертки,

- постоянная времени цепи связи.

Находим значение емкости

(5.13)

Выбираем С1 = 2,2 мкФ на рабочее напряжение 60 В.

Поскольку транзистор VT1 в исходном состоянии находится в усилительном режиме, задержка выключения будет отсутствовать. Фронт сигнала на выходе каскада

, (5.14)

где - постоянная времени транзистора.

Далее будет произведен расчет постоянной времени транзистора КТ605А.

Ток эмиттера равен:

.(5.15)

Рассчитаем сопротивление эмиттера транзистора:

.(5.16)

Коэффициент «2» в знаменателе дроби учитывает зависимость r_Э от рабочей точки.

Возьмем типовыми r_б = 100 Ом, тогда входное сопротивление транзистора:

.(5.17)

Крутизна в рабочей точке будет равна:

.(5.18)

Постоянная времени транзистора:

.(5.19)

Нагрузкой данной схемы служат бланкирующие пластины ЭЛТ, т.е. паразитная емкость бланкирующих пластин относительно остальных электродов трубки и паразитная емкость монтажа. Оценим влияние емкости нагрузки С_н на фронты выходного сигнала схемы управления. Затягивание фронта связано с зарядом емкости через коллекторное сопротивление при запирании транзистора с постоянной времени . Задавшись С_н = 20 пФ, получим затягивание фронта сигнала

,(5.20)

что существенно меньше, чем фронт сигнала, обусловленный частотными свойствами схемы управления бланкирующими пластинами.

6. Расчет фазоинвертора

Фазоинвертор предназначен для согласования несимметричного выхода предварительного усилителя с дифференциальным входом оконечного каскада (ОК). Фазоинвертор позволяет получить два выходных сигнала, равных по амплитуде, но противоположных по фазе.

В качестве элемента, инвертирующего фазу, применяется инвертор на операционном усилителе К154УД4, а не инвертированный сигнал ответвляется на входе и проходит на выход без изменений. Схема инвертора приведена на рисунке 7.

Рисунок 7 - Фазоинвертор

Питание ОУ Е = 10 В. Задаемся сопротивлениями:

R1 = 75 кОм, R2 = 1,5 кОм.

Тогда коэффициент усиления операционного усилителя вычисляется по формуле:

.

Следовательно, на выходе ОУ будет получен сигнал равный по амплитуде входному сигналу, но противоположной полярности.

7. Расчет оконечного усилителя канала X

7.1 Требования к каскаду

Нагрузкой выходного усилителя канала Х служит ЭЛТ 6ЛО3И. Параметры ЭЛТ, необходимые для расчета:

ь Чувствительность по пластинам Х S_х = 0,5 мм/В;

ь Рабочая часть экрана 30х40 мм;

ь Емкость пластин 10 пФ.

Выходное напряжение усилителя рассчитывается как

.(7.1)

Так как амплитуда сигнала с выхода фазоинвертора равна 9,9 В К_ОК = 8

Расчет будем вести на одно плечо U_ВЫХ = 40 В.

Исходя из этих параметров и требований к симметричности нагрузки, в качестве оконечного каскада выбран дифференциальный каскад. Кроме того, данный каскад будет обладать достаточно хорошей термостабильностью.

7.2 Выбор транзистора

При выборе транзистора для дифференциального каскада учитывалось:

- Допустимое напряжение U_КЭ транзистора должно обеспечивать передачу двойного выходного напряжения, т.к. по условию входной сигнал может быть произвольной полярности, кроме того, необходимо, чтобы был некоторый запас по амплитуде.

- Необходимо, чтобы транзистор мог обеспечить нужную верхнюю частоту, т.е. должно быть соответствующим f (f).

. (7.2)

- Должен обеспечиваться требуемый коэффициент усиления. Выбирается .

- Допустимое напряжение U_БЭ должно удовлетворять параметрам входного сигнала.

7.3 Выбор рабочей точки

Исходя из требований к выходному напряжению, виду сигнала и возможностей транзистора выбраны следующие параметры рабочей точки: Е_К = 250 В, Uкэ=125 В (для размаха в обе стороны по 80 В, с запасом), I_Кmax=50 мА. Получаем, что в рабочей точке I_К0=25 мА (см. рисунок 9). Амплитудное значение коллекторного тока с учетом принятого при расчетах 30% запаса на изменение рабочей точки с температурой

(7.3).

Рисунок 8 - Выбор рабочей точки ОК по постоянному току

7.4 Расчет параметров транзистора

На рисунке 10 приведена принципиальная схема оконечного каскада.

Рисунок 9 - Принципиальная схема ОК.

Рассчитаем некоторые параметры транзистора.

Ток базы в рабочей точке

.(7.4)

Ток эмиттера равен:

.(7.5)

Рассчитаем сопротивление эмиттера транзистора:

.(7.6)

Коэффициент «2» в знаменателе дроби учитывает зависимость r_Э от рабочей точки.

Возьмем типовыми r_КБ = 100кОм и r_Б = 100 Ом, тогда входное сопротивление транзистора:

.(7.7)

Крутизна в рабочей точке будет равна:

.(7.8)

Выходное сопротивление транзистора:

.(7.9)

7.5 Расчет параметров каскада

Исходя из выбора рабочей точки, рассчитаем каскад по постоянному току.

Рассчитываем значение коллекторного сопротивления

.(7.10)

Выбираем номинальное значение R_K = 2,4 кОм.

Напряжение на эмиттере транзистора

. (7.11)

Сопротивление в цепи эмиттера

(7.12)

Найдем сопротивления базового делителя R1 и R2. Зададимся током делителя

.(7.13)

Рассчитываем значения сопротивлений с учетом падения напряжения U_см = 0,7 В на эмиттерном переходе кремниевого транзистора

,(7.14)

.(7.15)

Выбираем номинальные значения R2 = 6,8 кОм, R1 = 16 кОм.

Требуемый коэффициент усиления плеча каскада с ООС

.(7.16)

Выбираем с запасом К = 5. При идеальной симметрии плеч обратная связь через сопротивление R'_Э отсутствует и при достаточно большом сопротивлении R_ос в цепи эмиттера коэффициент усиления на средних частотах равен

. (7.17)

Для корректировки коэффициента усиления плеч каскада R_ос выбираем переменным и равным 510 Ом. Общее эмиттерное сопротивление рассчитывается как

,(7.18)

что соответствует номинальному значению.

Входное сопротивление усилителя по переменному току:

.(7.19)

7.6 Расчет термостабильности схемы

Изменение неуправляемого тока коллекторного перехода

.(7.20)

Температура вызывает смещение

.(7.21)

Изменение с температурой в

.(7.22)

Общее изменение коллекторного тока

,(7.23)

Коэффициент температурной нестабильности Ns = 4

.(7.24)

Удовлетворяет условию термостабильности .

7.7 Расчет сопротивлений и частотных свойств каскада с ООС по току

Далее приведен расчет выходного сопротивления, фактора глубины обратной связи F, коэффициента усиления K₀^* и расчет емкости С_ВХДИН.

.(7.25)

Постоянная времени транзистора:

.(7.26)

Приведенная коллекторная емкость:

.(7.27)

Постоянная коллекторной цепи

.(7.28)

Постоянная цепи нагрузки

.(7.29)

Суммарная постоянная времени в области верхних частот

.(7.30)

Верхняя частота каскада без ООС будет равна:

.(7.31)

Коэффициент усиления выходного каскада без учета ООС

.(7.32)

Фактор обратной связи

,(7.33)

.(7.34)

Далее

.(7.35)

Используем в каскаде разделительные емкости, значения которых находим по нижней частоте каскада. Зададимся нижней частотой каскада 25 Гц.

Для расчета емкости С_св необходимо знать выходное сопротивление предыдущего каскада. Выходное сопротивление источника сигнала.R_г=10 Ом. Коэффициент низкочастотных искажений М_н распределяем равномерно между емкостями связи

.(7.36)

Значения емкостей:

,(7.37)

.(7.38)

Выбираем конденсаторы с номинальным значением емкости С_св1 = 3,3 мкФ и С_св2 = 10 нФ на напряжение 250 В.

Результаты моделирования каскада приведены на рисунке 10.



Рисунок 10 - Результаты моделирования каскада

Проверка по добротности:

- добротность каскада

.(7.39)

- добротность транзистора

.(7.40)

Выполняется условие D_ТР>D_К расчеты произведены верно.



Рисунок 11 - Амплитудно-частотная характеристика оконечного каскада по результатам моделирования

Рисунок 12 - Фазо-частотная характеристика оконечного каскада по результатам моделирования

8. Расчет схемы смещения луча по горизонтали

Для регулировки смещения луча по Х используем резистивный делитель, представленный на рисунке 13.

Рисунок 13 - Схема регулировки смещения луча по Х

Для расчета сопротивлений мостового делителя необходимо знать напряжение источника питания, которое можно найти, зная рабочую часть экрана по Х и чувствительность отклоняющих пластин Х1 и Х2. Для данной ЭЛТ размер экрана по Х равен 40 мм, а чувствительность пластин 0,5 мм/В, тогда для смещения луча по горизонтали требуется напряжение

.

Выбираем Е_пит = 250 В и расчет делителя ведем на одно плеча для среднего положения движка потенциометра R', так как схема симметричная.

Сопротивление R'' - предотвращают шунтирование делителем выходного усилителя канала Х, как правило, выбирается высокоомным, поэтому выбираем равным 1 МОм. Задаемся током плеча делителя, оптимальное значение составит I_дел=1 мА.

Сопротивление плеча

.(8.1)

Напряжение на пластине Х в среднем положении должно быть равно 125 В, т.е.

.(8.2)

, выбираем номиналы сопротивлений R = 130 кОм.

Тогда R' = 270 кОм.

9. Схема питания электронно-лучевой трубки

Схема питания электронно-лучевой трубки приведена на рисунке 14.

Рисунок 14 - Схема питания электронно-лучевой трубки 6ЛО3И

Характеристики трубки 6ЛО3И приведены в приложении.

Назначение элементов схемы: резистор R1 предназначен для выравнивания потенциалов катода и нагревателя в целях исключения влияния объемного заряда и токов утечки в промежутке катод - подогреватель, сопротивление в цепи модулятора R2 предотвращает влияние токов утечки модулятора на режимные потенциалы делителя R3 - R6, емкости С1, С3 - фильтрующие, обеспечивают плавное изменение потенциалов при регулировании яркости и фокуса, С2 - обеспечивает заземление катода трубки по переменному току. Резисторы R8, R9 предназначены для плавного изменения напряжения на 3-м и 4-м анодах. Стабилитроны VD1, VD2, VD3, VD4 - предназначены для задания напряжения 3 - го анода. Резисторы R7, R10 применяются в качестве ограничивающих.

Выбираем сопротивление в цепи модулятора (с учетом паспортных данных) R2 = 1 МОм, а сопротивление в цепи катод - подогреватель R1 = 100 кОм.

Если катод трубки заземлить, то на отклоняющие пластины необходимо подавать высокое относительно земли напряжение, что ведет к необходимости изолировать от земли усилители вертикального и горизонтального отклонений. Поэтому в ЭЛТ заземляем второй анод, а катод подключаем к отрицательному полюсу источника питания. При этом напряжения на остальных электродах трубки не изменяются относительно катода, но оказываются иными относительно точки заземления, и отпадает необходимость изоляции усилителей отклонения относительно земли.

Выбираем напряжение источника питания делителя E₁ > U_а2 = 700 В. Пусть E₁ = -1кВ. Зададимся током делителя I_дел>>I_эм, где I_эм - рабочий ток (ток эмиссии) луча пушки, который составляет обычно десятки микроампер. Пусть I_дел = 1 мА, тогда общее сопротивление делителя

.(9.1)

Напряжение на катоде должно быть равным U_кат = -700 В, т.е.

,(9.2)

Тогда .(9.3)

Сопротивление R4 предназначено для регулирования яркости свечения экрана изменением напряжения модулятора относительно катода. Это напряжение не должно быть меньше допустимого паспортного значения -30 В и больше -135 В. С учетом максимального напряжения U_зап = -60 В принимаем падение напряжения на регулирующем сопротивлении U_R4 = 135 В.

Тогда

.(9.4)

.(9.5)

Выбираем номинал R4 = 130 кОм.

Рассчитываем значение сопротивления R3

.(9.6)

Выбираем номинал R3 = 180 кОм.

Минимальное напряжение фокусирующего (первого) анода относительно катода U_{a1 min} = 0В. Максимальное напряжение на первом аноде U_{a1 max} = 150 В, тогда

,(9.7)

Что соответствует номиналу, выбираем переменным.

Значение сопротивления . Выбираем в качестве сопротивления R6 два последовательно соединенных резистора номиналом 330 и 220 кОм.

Выбираем С1=С2=С3=0,1 мкФ на рабочее напряжение 1000 В (С1, С2) и 300 В (С3).

Для питания пятого (ускоряющего) анода трубки требуется напряжение U_а5 = 2 кВ относительно катода. Так как катод трубки находится под потенциалом U_кат = -700 В, то для питания пятого анода используем отдельный источник E₄ = +1,3 кВ. Для питания четвертого анода использованы отдельные источники питания, так как требуется обеспечить интервалы рабочих напряжений: U_а4 = -50..+50 В. Поэтому используются источники напряжения E₂ = -50 В, E₃ = +50 В. Для получения напряжения 40 В при обеспечении интервала рабочих напряжений 3 - го анода U_а3 = -40..+40 В, в схеме используются стабилитроны VD1, VD2, VD3, VD4 (с напряжением стабилизации 20 В). В качестве стабилитронов взяты следующие КС220Ж1, параметры которых приведены в приложении.

Произведем расчет необходимых сопротивлений.

Так как схема симметричная, то расчет ведем на одно плечо.

Зададимся током текущим через сопротивление R9 равным 5 мА, тогда

.(9.8)

Поэтому выбираем R9 = 20 кОм переменным.

Для расчета сопротивлений необходимо учитывать параметры стабилитронов.

I_ст = 2 мА ,(9.9)

Тогда ограничительное сопротивление

.(9.10)

Выбираем сопротивления R10 = R7 = 4,3 кОм.

Сопротивление

.(9.11)

Выбираем номинал сопротивления R8 = 200 кОм.

10. Калибратор амплитуды и длительности развертки

Калибратор предназначен для калибровки коэффициента отклонения усилителя вертикального отклонения и длительности развертки канала Х, вырабатывает соответственно калибровочное напряжение и калибровочные интервалы. В качестве калибратора используется схема автоколебательного мультивибратора на ОУ. Для повышения стабильности частоты в схеме применяется кварцевый резонатор в цепи ПОС. Принципиальная схема калибратора представлена на рисунке 15.

Рисунок 15 - Калибратор амплитуды и длительности развертки

Калибратор, вырабатывает меандр со стабильной амплитудой благодаря применению стабилитронов VD1, VD2 - КС456А1. Также, предусмотрена возможность регулировки амплитуды выходного напряжения переменным резистором R4. В исходном состоянии, U_вх=U_с =0 В, U_вых = +U_выхmax. Заряд емкости C1 идет через резистор R1 до уровня U_вх = U⁺_пор, где U_вх напряжение на инвертирующем входе ОУ, а U⁺_пор пороговое напряжение переключения МВ (напряжение на не инвертирующем входе ОУ). По достижении данного уровня, происходит смена знака напряжения на выходе ОУ, U_вых = - U_выхmax. Конденсатор C1 начнет разряжаться через резистор R1 до тех пор, пока U⁺_вх не превысит уровень U_пор. После этого снова происходит изменение выходного напряжения скачком до уровня, U_вых = +U_выхmax. Конденсатор С1 снова начинает перезаряжаться.

Рассчитаем параметры схемы.

(10.1)

Выбираем номинал R2 = 68 Ом.

Выберем частоту колебаний из середины диапазона входного сигнала: f = 500 кГц

Подберем параметры времязадающей цепи исходя из длительности импульса:

(10.2)

Получаем: R1 = 4,3 кОм, С = 1 нФ, R3 = 2 кОм, R6 = 15 кОм. При таких параметрах значение _и = 1 мкс. При этом кварц следует выбрать на 500 кГц.

Рассчитаем значение сопротивления R5:

(10.3)

(10.4)

Выбираем номинал R5 = 9,1 МОм.

Для регулировки амплитуды выходного сигнала, имеет место прецизионный переменный резистор R4 = 1 Мом. Для того чтобы на выходе не получать 0 В, введено сопротивление R5 = 500 кОм, что обеспечивает min напряжение на выходе 1,6 В.

Осциллограмма выходных импульсов калибратора приведена на рисунке 16.

Рисунок 16 - Осциллограмма выходных импульсов калибратора

11. Расчет мощностей сопротивлений блока

Расчет мощностей резисторов производится с использованием формул:

,(11.1)

(11.2)

Результаты вычислений приведены в таблице 2.

Таблица 2 - Мощности резисторов

Резистор	Ток, А	Напряжение, В	Мощность, Вт	Резистор	Ток, А	Напряжение, В	Мощность, Вт
R1		10	110-3	R37	1010-3		0,68
R2		10	1010-3	R38	1710-3		0,69
R3		10	0,1	R39	2610-3		0,34
R4		10	1,8	R40	2610-3		0,68
R5	110-6		110-7	R41	2610-3		0,34
R6	110-6		110-7	R42	1710-3		0,69
R7	110-6		210-9	R43	1010-3		1,6
R8	110-6		110-11	R44	1010-3		0,68
R9	110-6		210-9	R45	110-6		110-7
R10	110-6		4,310-7	R46	110-6		110-7
R11	110-3		510-3	R47	110-3		8,210-3
R12	110-3		510-3	R48	110-3		210-3
R13	110-6		110-8	R49	0,810-3		0,05
R14	110-6		110-8	R50	1610-3		0,92
R15	110-6		510-7	R51	110-3		0,18
R16	110-6		410-7	R52	110-3		0,13
R17	2,910-3		0,02	R53	110-3		1
R18	2,910-3		8,4110-3	R54	110-3		0,15
R19		3	910-4	R55	110-3		110-3
R20		3	0,09	R56	110-3		0,33
R21	110-6		110-8	R57	210-3		0,02
R22	110-6		1,110-8	R58	110-3		0,22
R23	110-6		1,510-8	R59	0,410-3		0,032
R24	110-6		6,810-9	R60	510-3		0,5
R25	3,310-3		0,026	R61	2,410-3		0,035
R26	10010-3		1	R62	110-3		1
R27		10	1,310-3	R63	110-3		1
R28	0,0710-3		3,710-4	R64	110-3		0,27
R29		10	6,710-3	R65	110-3		0,13
R30	0,0710-3		3,710-4	R66	110-3		0,13
R31		10	1,310-3	R67		10	1,110-5
R32	0,210-3

Подобные документы

• Проектирование блока горизонтального отклонения электронно-лучевого осциллографа

  Разработка структурной схемы электронно-лучевого осциллографа. Методика расчета базовых усилительных каскадов и расчет элементов принципиальной электрической схемы. Выбор тактового генератора - кварцевого автогенератора с буферным выходным элементом.
  
  курсовая работа [1,1 M], добавлен 12.03.2013
  

• Расчет схемы мультивибратора на полевых транзисторах

  Электронная вычислительная техника. Описание схемы устройства, расчет фантастронного генератора пилообразного напряжения. Генераторы прямоугольных импульсов, линейно-изменяющегося напряжения, ступенчато-изменяющегося напряжения, синусоидальных колебаний.
  
  дипломная работа [614,9 K], добавлен 17.04.2009
  

• Расчет генератора кадровой развертки

  Построение выходного и предвыходного каскадов генератора развертки. Выбор элементной базы разрабатываемых узлов. Схема блока развертки. Синхронизация генератора кадров. Напряжения требуемой формы для работы устройства динамического сведения лучей.
  
  курсовая работа [232,3 K], добавлен 30.08.2011
  

• Проектирование усилителя низкой частоты активной акустической системы

  Эскизное проектирование усилителя. Определение схемы блока оконечного усилителя и расчет предварительного устройства. Составление технического задания на промежуточное оборудование. Конструктивный расчет радиатора. Разработка печатного узла блока.
  
  курсовая работа [1,2 M], добавлен 01.06.2012
  

• Проектирование усилительной части устройства

  Выбор и расчет блока питания всей схемы. Назначение усилительного устройства и его структура. Выбор и расчет параметров усилителя напряжения, параметров активного фильтра и усилителя мощности. Входное сопротивление усилителя. Параметры активного фильтра.
  
  контрольная работа [125,9 K], добавлен 05.08.2011
  

• Усилитель вертикального отклонения

  Расчет усилителя вертикального отклонения осциллографа, нагрузкой которого являются пластины вертикального отклонения электронно-лучевых трубок. Определение параметров выходного и входного каскадов, выбор транзисторов. Обеспечение плавной регулировки.
  
  курсовая работа [1,2 M], добавлен 04.04.2012
  

• Разработка электронного устройства

  Разработка структурной схемы электронного устройства. Синтез и расчет транзисторного усилителя. Синтез преобразователей уровня, схемы арифметических преобразователей. Схема компаратора, разработка цифровой схемы. Расчет тока нагрузки блока питания.
  
  реферат [1,4 M], добавлен 06.11.2013
  

• Устройство импульсного управления исполнительным двигателем постоянного тока

  Анализ исходных данных и выбор схемы импульсного управления исполнительным двигателем постоянного тока. Принцип работы устройства. Расчёт генератора линейно изменяющегося напряжения. Построение механической и регулировочной характеристик электродвигателя.
  
  курсовая работа [843,9 K], добавлен 14.10.2009
  

• Модернизация канала формирования импульсов запуска блока Т-17М

  Средства воздушного нападения. Обоснование необходимости модернизации канала формирования импульсов запуска блока Т-17М радиолокационной станции за счет применения новой элементной базы. Разработка структурной и функциональной схемы системы синхронизации.
  
  дипломная работа [1,4 M], добавлен 14.05.2012
  

• Блок управления контактором

  Разработка функциональной и принципиальной схемы блока управления контактором и расчет силовой части устройства. Расчет параметров силового транзистора и элементов блока драйвера. Выбор микроконтроллера и вычисление параметров программного обеспечения.
  
  дипломная работа [3,4 M], добавлен 16.12.2011
  

• главная
• рубрики
• по алфавиту
• вернуться в начало страницы
• вернуться к началу текста
• вернуться к подобным работам