Усилитель звуковой частоты с двухтактным бестрансформаторным выходным каскадом

Размещено на http://www.allbest.ru/

Содержание

• Введение
• 1.Обзор схемотехнических решений построения усилителя звуковой частоты с бестрансформаторным оконечным каскадом
• 1.1 Особенности построения бестрансформаторных усилителей звуковой частоты
• 1.2 Двухтактный бестрансформаторный усилитель с управлением от фазоинверсного каскада
• 1.3 Двухтактный бестрансформаторный усилитель мощности с односигнальным управлением
• 1.4 Двухтактный бестрансформаторный усилитель мощности с питанием от двух источников
• 1.5 Двухтактный усилитель мощности по схеме Дарлингтона
• 2. Разработка принципиальной схемы усилителя звуковой частоты с двухтактным бестрансформаторным оконечным каскадом
• 2.1 Описание структурной схемы усилителя
• 2.2 Описание принципиальной схемы усилителя
• 3. Расчет принципиальной схемы усилителя звуковой частоты
• 3.1 Предварительный расчёт усилителя
• 3.2 Расчёт оконечного каскада усилителя
• 3.2 Расчёт предоконечного каскада
• 3.3 Расчёт предварительного каскада
• 3.4 Расчёт входного каскада
• Заключение
• Список литературы
• Приложение
• Принципиальная схема
• Перечень элементов

Введение

Электронные аналоговые устройства находят широкое применение в различных областях науки и технике. Они применяются в системах автоматического управления технологическими процессами, радиопередающих и приёмных устройствах, телевизионной технике, в радиотрансляционных сетях передачи звуковой информации, для озвучивания помещений и площадей.

Усилители низкой частоты изготавливаются на дискретных элементах и интегральных микросхемах. Как правило, они содержат несколько каскадов усиления, в частности, оконечный, предварительный и входной каскады. В качестве нагрузки применяются излучатели звуковых колебаний: акустические системы (колонки), наушники (головные телефоны), пьезоэлектрические звукосниматели и др.

В процессе курсового проектирования выполняются обзор схемотехнических решений построения различных типов усилителей звуковой частоты, изучение принципа работы электронных схем, расчёт параметров каскадов усиления с учётом заданных исходных данных. Бестрансформаторные выходные каскады широко используются в современных системах усиления звуковых колебаний и позволяют обеспечить заданные качественные показатели.

Особое внимание уделяется методам расчёта электронных схем с учётом реализации заданных режимов работы каскадов по постоянному току с целью получения минимальных значений нелинейных искажений выходного сигнала оконечного каскада при максимальном динамическом диапазоне, а также реализации непосредственной связи с нагрузкой без применения выходного трансформатора.

усилитель звуковая частота электронный

1. Обзор схемотехнических решений построения усилителя звуковой частоты с бестрансформаторным оконечным каскадом

1.1 Особенности построения бестрансформаторных усилителей звуковой частоты

Наиболее важными параметрами усилителей мощности являются эффективность передачи в нагрузку максимально возможной мощности, коэффициент полезного действия и коэффициент усиления по мощности . В многокаскадном усилителе звуковой частоты усилитель мощности является оконченным каскадом , к которому подключается нагрузка, например, громкоговоритель , а входной сигнал подается на него от предварительного усилителя, согласованного по параметрам с оконечным каскадом.

Известно, что условием передачи максимальной мощности в цепь нагрузки является равенство ее сопротивления с выходным сопротивлением источника сигнала. В ряде практических случаях возникает необходимость подключения выходного каскада на низкоомную нагрузку порядка (4 - 15) Ом.

В связи с тем что КПД однотактных выходных каскадов в режиме А меньше 0,5 в мощных выходных каскадах , часто используют двухтактные выходные каскады . Значение КПД каскада в такой схеме составляет (0,6 - 0,7), которое зависит также от ее режима работы . Двухтактный каскад содержит обычно два усилительных элемента ( или четное число), работающих со сдвигом во времени на половину периода . Каждый из них усиливает только одну полуволну , положительную или отрицательную , напряжения сигнала.

Основным достоинством двухтактного каскада является возможность использования экономического режима класса АВ без заметных нелинейных искажений. Режим В характеризуется отсутствием постоянных токов смещения в базовой , коллекторной и эмиттерной цепях транзисторов. В результате их нелинейные свойства проявляются в полной мере, что обуславливает значительные нелинейные искажения выходного сигнала, однако КПД каскада здесь выше. В режиме класса АВ нелинейные свойства транзисторов проявляются в меньшей степени благодаря протеканию начальных токов смешения в указанных цепях. Двухтактные схемы компенсируют четные гармоники , так как четные гармоники токов плеч изменяются синфазно и следовательно , взаимно компенсируют друг друга . В результате уменьшаются нелинейные искажения сигнала , однако, снижается КПД каскада благодаря увеличению потерь энергии [ 1].

Данные каскады обладают малой чувствительностью к пульсациям питающего напряжения . При пульсации питающего напряжения токи покоя обоих плеч изменяются одинаково , и разность их продолжает оставаться постоянной . По сравнению с однотактными двухтактные каскады допускают более высокий уровень пульсаций, за счет чего удастся облегчить сглаживающий фильтр.

Если двухтактный каскад выполнен на однотипных усилительных элементах (транзисторах с одинаковой проводимостью), то их возбуждение, ведется от источника двухфазного напряжения, получаемого от фазоинверсного каскада или трансформатора , вторичная обмотка которого имеет вывод от средней точки , соединенной с общим проводом. Каскад, содержащий транзисторы р-n-р и n-р-n , возбуждается от источника однофазного напряжения, т. е. от обычного однотактного каскада .

Двухтактные выходные каскады можно подразделить на каскады с согласующими выходными трансформаторами и бестрансформаторные выходные каскады Универсальным элементом схемы, позволяющим согласовать в широком диапазоне выходные параметры усилителя с нагрузкой является трансформатор. В зависимости от соотношения числа витков его первичной , и вторичной обмоток можно трансформировать (преобразовать) величину сопротивления нагрузки R_H , подключенной к вторичной обмотке, в первичную обмотку R`_H с заданным коэффициентом :



где - коэффициент трансформации . Таким образом в трансформаторных каскадах удастся , как правило, получать лучшее согласование каскада и нагрузки, а также повышенную температурную стабильность. Они являются классическими схемами, обеспечивающими получение большой мощности В выходных каскадах с трансформаторной связью транзисторы чаще всего включают по схеме с ОЭ и ОБ . Их недостаток наличие громоздких трансформаторов , которые увеличивают вес и габариты и значительные частотные и нелинейные искажения, вносимые трансформатором несмотря на то что содержание четных гармоник в выходном сигнале у двухтактных каскадов существенно понижено. Схемы с трансформаторами не способны пропустить широкую полосу частот , а за счет больших фазовых сдвигов затрудняется или становится невозможным применение глубокой обратной связи [1].

Поэтому стремятся обеспечить согласование указанных цепей без применения трансформатора, на основе современных схемотехнических решений. В каждом конкретном случае подходы к решению данной задачи весьма разнообразны. Например, при низкоомной нагрузке с относительно малым напряжением необходимо обеспечить значительное усиление сигнала по току для получения заданной мощности . Тогда целесообразно применить усилитель , выполненный по схеме ОК , выбрать транзисторы с коллекторным током соответствующим току в цепи нагрузки и использовать источник питания Е_к с напряжением примерно равным амплитудному значению максимально возможного напряжения на нагрузке в полном динамическом диапазоне:

Указанная взаимосвязь обеспечивает, в бестрансформаторных выходных каскадах, единственную возможность изменять выходную мощность при заданном значении R_H, так как:

P_вых.н = U_вых.m²/2R_н

где U_вых.m - амплитуда напряжения сигнала на нагрузке .

Бестрансформаторные схемы позволяют осуществлять непосредственную связь между каскадами (без разделительных конденсатов и трансформаторов) и в связи с тем, что не содержат частотно зависимые элементы в цепях между каскадами можно вводить отрицательную обратную связь по постоянному току, при которой уменьшается количество элементов и улучшается стабильность режима работы . Имеют хорошие частотные и амплитудные характеристики. При этом обеспечение устойчивости усилительного устройства может быть достигнуто введением простейших корректирующих цепей. Кроме того, напряжение источника питания транзисторов мало, что с точки зрения техники безопасности опять-таки оказывается благоприятным для использования , бестрансформаторных схем. Немаловажным является и то что бестрансформаторные каскады легко реализовать в интегральном исполнении. Существует несколько схем построения бестрансформаторных каскадов: схема с однофазным напряжением и с питанием от двух источников;схема с однофазным напряжением и с питанием от одного источника; схема с двухфазным напряжением и с питанием от двух источников;

Наиболее распространенными среди этих схем являются схемы питающиеся от одного источника питания. Недостатком схем с двумя источниками питания является то, что в плечах каскада необходимо использовать стабильные источники питания для обеспечения одинаковых параметров плеч, а также применение двух источников увеличивает экономические расходы . Схема с однофазным напряжением в данном случае является наиболее оптимальной, здесь допустим небольшой разброс параметров плеч , но за счет снижения динамического диапазона. Недостаток : конденсатор, который необходимо включить в цепь нагрузки, вносит дополнительные частотные искажения.

Более мощные оконечные каскады выполняют по двухтактной схеме усиления, когда транзисторы работают в противофазе на общую нагрузку и каждый из них усиливает только одну полуволну, положительную или отрицательную, напряжения сигнала. Значение КПД каскада в такой схеме составляет 0,6 0,7, которое зависит также от ее режима работы

Разработаны и другие более эффективные способы и схемные решения построения выходных каскадов усилителей мощности с высоким КПД на основе следящих систем с импульсной модуляцией [1].

1.2 Двухтактный бестрансформаторный усилитель с управлением от фазоинверсного каскада

Схема двухтактного бестрансформаторного усилителя с управлением от фазоинверсного каскада приведена на рис 1.1.

Рис. 1.1. Схема двухтактного бестрансформаторного усилителя с управлением от фазоинверсного каскада.

В данной схеме управление осуществляется противофазными входными сигналами через разделительные конденсаторы и от фазоинверсного каскада. Резисторы используются в качестве делителей напряжения для формирования постоянных потенциалов на базах транзисторов и реализации режима класса АВ. Базовые токи смещения задаются не только в соответствии с выбранным режимом работы, но и с учетом равенства эквивалентных сопротивлений транзисторов между выводами коллектор - эмиттер в режиме покоя. Для этого предусмотрена подстройка схемы с помощью потенциометров R₅ и R₆. Тогда постоянное напряжение в точке соединения эмиттера и коллектора транзисторов VT1 и VT2 можно установить равным / 2. В этом случае конденсатор С зарядится с указанной на схеме полярностью через сопротивление также до половины значения . Емкость этого конденсатора выбирается достаточно большой, так как при малом сопротивлении постоянная времени цепи = С будет определять величину искажений на нижней частоте диапазона. Если частотные искажения , вносимые конденсатором С, заданы, то его емкость определяется выражением:

, мкФ. (1.19)

Емкости разделительных конденсаторов и можно найти по выражению, аналогичному в схеме ОЭ, если известны значения фазоинверсного предварительного усилителя и выходного каскада. Эти сопротивления несложно определить, используя изложенную ранее методику анализа схем, учитывая, что транзистор VT2 включен по схеме ОЭ, а VT1 по схеме ОК. Поскольку в указанных схемах коэффициенты усиления по напряжению различны, необходимо построить фазоинверсный каскад таким образом, чтобы на вход подавлялось напряжение сигнала больше по величине, чем на вход . Их отличие определяется условием равенства амплитудных значений напряжений разных полуволн на нагрузке при синусоидальном входном сигнале.

Как показано на рис. 1.1, в интервале времени положительной полуволны напряжения на базе транзистора VT1 и отрицательной полуволны на VT2 первый транзистор открывается из-за возрастающего базового тока, а второй закрыт, так как его базовый ток равен нулю. В результате конденсатор С получает дополнительный заряд по сравнению с режимом постоянного тока от источника питания через открытый транзистор VT1 и сопротивление , направление тока в нагрузке показано стрелкой. После изменения полярности напряжения входных сигналов закрывается транзистор VT1 и открывается VT2. При этом заряженный конденсатор С выполняет роль второго источника питания, создавая ток в цепи нагрузки противоположного направления. Пульсации напряжения на конденсаторе невелики, если на нижней частоте рабочего диапазона << [ 1].

1.3 Двухтактный бестрансформаторный усилитель мощности с односигнальным управлением

Схема двухтактного бестрансформаторного усилителя с односигнальным управлением приведена на рис.1.2. Здесь нагрузка подключена также через конденсатор С, однако здесь нет необходимости в двух противофазных входных сигналах благодаря применению различных типов транзисторов p-n-p и n-p-n.



Рис. 1.2. Схема двухтактного бестрансформаторного усилителя с односигнальным управлением.

Класс АВ обеспечивается резистивным делителем . Усилитель мощности выполнен по схеме ОК, поэтому его входное сопротивление достаточно велико, а ток в цепи делителя можно выбрать небольшим, что позволяет увеличить резисторы и в отличие от схемы ОЭ. В результате протекания тока делителя на сопротивлениях и выделяется постоянное напряжение, которое создает прямой ток смещения через переходы база-эмиттер транзисторов. Сопротивления этих резисторов равны и выбираются такой величины, чтобы с одной стороны на них не создавалось заметного падения напряжения входного сигнала, а с другой обеспечивался заданный режим работы схемы по постоянному току. Совместить выполнение указанных требований можно, варьируя величиной тока делителя, однако при этом будет изменяться входное сопротивление каскада. При настройке схемы соотношение сопротивлений резисторов и может измениться в небольших пределах[ 1].

1.4 Двухтактный бестрансформаторный усилитель мощности с питанием от двух источников

В схеме рис. 1.3 конденсатор С исключен путем применения двух источников питания.

Рис. 1.3. Схема двухтактного бестрансформаторного каскада с питанием от двух источников.

Это необходимо для повышения мощности выходного каскада, так как приходится увеличивать емкость конденсатора С для сохранения в заданных пределах частотных искажений, что увеличивает массу и габариты устройства. На схеме сопротивление непосредственно включено в общую эмиттерную цепь транзисторов относительно общей точки. Такое включение может привести к возникновению постоянного тока в цепи нагрузки и нелинейным искажениям выходного напряжения. Для устранения этих искажений необходимо использовать близкие по своим параметрам транзисторы и выполнить настройку схемы таким образом, чтобы при одинаковых напряжениях источников питания получить равенство эквивалентных сопротивлений транзисторов между выводами коллектор-эмиттер в режиме покоя[ 1].

1.5 Двухтактный усилитель мощности схеме Дарлингтона

На практике широко применяется схема Дарлингтона, приведенная на рис.1.4.

Рис. 1.4. Двухтактный усилитель мощности, выполненный по схеме Дарлингтона

Данная схема усилителя отличается от рассмотренных выше тем, что при однотипных выходных транзисторах сохраняет возможность односигнального управления. На схеме обозначения транзисторов соответствуют интегральному ее исполнению. Транзисторы VT1 и VT2 - разного типа проводимости и представляют собой комплементарную пару, которые управляют выходными транзисторами VT3 и VT4 одного типа. Одно плечо выходного каскада выполнено на составных транзисторах VT1 и VT3. Такое включение позволяет получить большой коэффициент усиления по току, примерно равный , и высокое входное сопротивление, однако коэффициент усиления по напряжению < 1. Другое плечо, выполненное на транзисторах VT2 и VT4, называется композитная пара или композитный повторитель, имеет аналогичные параметры с первым плечом, поэтому уровни входных сигналов разных плеч примерно равны.

Работа данного каскада в классе АВ обеспечивается с помощью последовательной цепи из резисторов , и диодов VD1, VD2. Резисторы выбираются равными по величине с учетом двух условий: ток делителя выбирается равным , где - постоянная составляющая тока в базовых цепях транзисторов VT1 и VT2; постоянный ток в цепи диодов задается таким образом, чтобы его точка покоя П перемещалась в приделах линейной области их вольт-амперных характеристик, как показано на рис. 1.5. Пределы перемещения точки покоя определяются размахом тока сигнала, который равен , при этом размах напряжения на диодах будет . Необходимое напряжение смещения на базах транзисторов (рис. 1.4) задается числом последовательно включенных диодов. Благодаря малому динамическому сопротивлению диодов напряжение входного сигнала передается практически полностью на базы транзисторов.

Для выполнения настройки схемы в режиме покоя можно включить последовательно с или подстрочный потенциометр и установить нулевой потенциал в точке А. При этом напряжение на базе VT1 должно быть положительное относительно общей точки, а напряжение на базе транзистора общей точки, а напряжение на базе транзистора VT2 - отрицательное. В данном усилителе предъявляются жесткие требования к равенству и стабильности напряжений источников питания, так как их взаимные изменения приводят к нарушению настройки и появлению постоянного тока в цепи нагрузки[ 1].

2. Разработка принципиальной схемы усилителя звуковой частоты с двухтактным бестрансформаторным выходным каскадом

2.1 Описание структурной схемы усилителя

Структурная схема данного усилителя приведена на рис. 2.1 и составлена с учётом предварительного расчёта усилителя.

Рис.2.1. Структурная схема УЗЧ с двухтактным бестрансформаторным выходным каскадом.

Структурная схема усилителя звуковой частоты с двухтактным бестрансформаторным выходным каскадом содержит: входной, предварительный, предоконечный и оконечный каскады усиления; источник питания Е_К; источник сигнала.

Источник питания Е_К служит для питания схем всех каскадов заданным напряжением c малыми пульсациями. В качестве источник сигнала служит электро-динамический микрофон. Входной каскад выполнен по схеме ОЭ. Данный каскад обеспечивает усиление сигнала по току, напряжению и мощности.

Предварительный каскад усилителя звуковой частоты выполнен по схеме ОЭ, так как он обеспечивает значительное усиление сигнала по току и напряжению и даёт максимальное усиление сигнала по мощности. Также данный каскад выполняет функцию согласования нагрузки по выходной цепи входного каскада с предоконечным каскадом усиления. С учётом нагрузочной способности этого каскада для его реализации выбран более мощный транзистор.

Предоконечный каскад УЗЧ выполнен по схеме ОЭ и также обеспечивает значительное усиление сигнала по току и напряжению и даёт максимальное усиление по мощности. Данный каскад выполняет функцию согласования нагрузки предварительного каскада с оконечным каскадом усиления.

Оконечный каскад в данном усилителе звуковой частоты выполнен по схеме с односигнальным управлением. Он согласуется по входу с предоконечным каскадом усиления. Данный каскад выполнен по схеме ОК на транзисторах разных типов проводимости с применением диодов во входной цепи вместо резисторов с целью уменьшения падения напряжения сигнала на их относительно малых динамических сопротивлениях, а также обеспечивает усиление сигнал по току и по мощности.

2.2. Описание принципиальной схемы усилителя

Принципиальная схема усилителя звуковой частоты с двухтактным бестрансформаторным выходным каскадом содержит: входной, предварительный, предоконечный и оконечный каскады усиления. Данная схема приведена на рис.2.2. и составлена с учётом предварительного расчёта усилителя.



Рис.2.2. Принципиальная схема УЗЧ с двухтактным бестрансформаторным выходным каскадом.

Входной каскад. Входной каскад выполнен на транзисторе VT1 по схеме с ОЭ. Данный каскад широко применяется для усиления электрических сигналов по току, напряжению и мощности. На рис.2.2. приведена принципиальная схема усилителя ОЭ, в котором эмиттерный вывод транзистора является общим в цепи переменного тока для входного и выходного сигналов.

Основным элементом каскада является биполярный транзистор VT1. В его базовой цепи протекает ток от источника сигнала относительно малой величины, который управляет в раз большим током коллектора и в раз большим током эмиттера, где - дифференциальный коэффициент усиления транзистора по току. Значение может изменяться для разных типов транзисторов от десятков до сотен. Другим свойством транзистора, обеспечивающим усиление напряжения входного сигнала, является высокое сопротивление его коллекторного перехода . Поэтому в схеме замещения усилительного каскада коллекторная цепь транзистора отображается управляемым источником заданного тока с внутренним сопротивлением , равным для схемы с общим эмиттером нескольким десяткам кОм [1].

Если пренебречь влиянием конденсаторов , и в диапазоне средних частот, то с увеличением сопротивления до определенного значения, при котором соблюдается неравенство , не произойдет существенного снижения коллекторного тока сигнала. Это приведет к увеличению падения напряжения сигнала на этом сопротивлении и соответственно к возрастанию коэффициента усиления каскада по напряжению .

В схеме замещения - емкость коллекторного перехода, = 100 400 Ом отображает объемное сопротивление базы биполярного транзистора, 25 Ом - дифференциальное сопротивление эмиттерного перехода, = || - сопротивление резистивного делителя по переменному току.

При анализе работы принципиальной схемы следует иметь в виду, что транзистор можно представить как управляемое входным сигналом линейное эквивалентное сопротивление относительно выводов коллектор-эмиттер. Образованный делитель напряжения питания из сопротивлений и обеспечивает изменение напряжения на коллекторе по закону входного сигнала, т. е. энергия источника питания преобразуется в энергию выходного сигнала. Сопротивление резистора здесь не учитывается, так как на средних и высоких частотах оно шунтируется конденсатором .

Включение в эмиттерную цепь резистора создает отрицательную обратную связь (ООС) по постоянному току, которая стабилизирует ток в указанной цепи, а следовательно положение точки покоя при различных возмущающих воздействиях, обусловленных колебаниями температуры окружающей среды, нестабильностью напряжения источника питания, изменениями параметров элементов схемы и другими факторами. Принцип действия ООС состоит в следующем - с ростом эмиттерного тока возрастает падение напряжения на , это приводит к увеличению потенциала эмиттера относительно общей точки при неизменном потенциале базы, заданным резистивным делителем напряжения и , в результате уменьшается разность потенциалов база-эмиттер, что препятствует возрастанию базового и эмиттерного токов. С увеличением возрастает эффективность действия ООС и повышается стабильность работы каскада, однако увеличиваются потери энергии в схеме [1].

Конденсатор С3 шунтирует резистор R7 по переменному току, исключая тем самым проявление ООС в каскаде по переменным составляющим. Отсутствие конденсатора С3 привело бы к уменьшению коэффициентов усиления. Резистор R6, включенный в коллекторную цепь транзистора VT2, создает изменяющееся напряжение в выходной цепи.

Предварительный и предоконечный каскады. Предварительный каскад выполнен на транзисторе VT2 по схеме с ОЭ. Данный каскад широко применяется для усиления электрических сигналов по току, напряжению и мощности. На рис.2.2. приведена принципиальная схема усилителя ОЭ, в котором эмиттерный вывод транзистора является общим в цепи переменного тока для входного и выходного сигналов.

Основным элементом каскада является биполярный транзистор VT2. В его базовой цепи протекает ток от источника сигнала относительно малой величины, который управляет в раз большим током коллектора и в раз большим током эмиттера, где - дифференциальный коэффициент усиления транзистора по току. Значение может изменяться для разных типов транзисторов от десятков до сотен. Другим свойством транзистора, обеспечивающим усиление напряжения входного сигнала, является высокое сопротивление его коллекторного перехода . Поэтому в схеме замещения усилительного каскада коллекторная цепь транзистора отображается управляемым источником заданного тока с внутренним сопротивлением , равным для схемы с общим эмиттером нескольким десяткам кОм [1].

Если пренебречь влиянием конденсаторов , и в диапазоне средних частот, то с увеличением сопротивления до определенного значения, при котором соблюдается неравенство , не произойдет существенного снижения коллекторного тока сигнала. Это приведет к увеличению падения напряжения сигнала на этом сопротивлении и соответственно к возрастанию коэффициента усиления каскада по напряжению .

В схеме замещения - емкость коллекторного перехода, = 100 400 Ом отображает объемное сопротивление базы биполярного транзистора, 25 Ом - дифференциальное сопротивление эмиттерного перехода, = || - сопротивление резистивного делителя по переменному току.

При анализе работы принципиальной схемы следует иметь в виду, что транзистор можно представить как управляемое входным сигналом линейное эквивалентное сопротивление относительно выводов коллектор-эмиттер. Образованный делитель напряжения питания из сопротивлений и обеспечивает изменение напряжения на коллекторе по закону входного сигнала, т. е. энергия источника питания преобразуется в энергию выходного сигнала. Сопротивление резистора здесь не учитывается, так как на средних и высоких частотах оно шунтируется конденсатором .

Включение в эмиттерную цепь резистора создает отрицательную обратную связь (ООС) по постоянному току, которая стабилизирует ток в указанной цепи, а следовательно положение точки покоя при различных возмущающих воздействиях, обусловленных колебаниями температуры окружающей среды, нестабильностью напряжения источника питания, изменениями параметров элементов схемы и другими факторами. Принцип действия ООС состоит в следующем - с ростом эмиттерного тока возрастает падение напряжения на , это приводит к увеличению потенциала эмиттера относительно общей точки при неизменном потенциале базы, заданным резистивным делителем напряжения и , в результате уменьшается разность потенциалов база-эмиттер, что препятствует возрастанию базового и эмиттерного токов. С увеличением возрастает эффективность действия ООС и повышается стабильность работы каскада, однако увеличиваются потери энергии в схеме [1].

Конденсатор С3 шунтирует резистор R7 по переменному току, исключая тем самым проявление ООС в каскаде по переменным составляющим. Отсутствие конденсатора С3 привело бы к уменьшению коэффициентов усиления. Резистор R6, включенный в коллекторную цепь транзистора VT2, создает изменяющееся напряжение в выходной цепи.

Предоконечный каскад выполнен на транзисторе VT3 по схеме ОЭ. Выполняет функцию согласования нагрузки по выходной цепи входного каскада с предоконечным каскадом усиления. Принцип работы и назначение элементов данного каскада аналогичны предварительному каскаду усиления.

Оконечный каскад. Оконечным каскадом в данном УЗЧ является двухтактный усилитель мощности с бестрансформаторной связью. Усилитель мощности выполнен по схеме ОК, поэтому имеет высокое входное и относительно низкое выходное сопротивления. Появление мощных транзисторов и электролитических конденсаторов с емкостями в несколько тысяч микрофарад привело к разработке мощных УНЧ, способных работать без выходных трансформаторов даже на такую низкоомную нагрузку, какой являются современные динамические громкоговорители.

Бестрансформаторные выходные каскады экономичны, имеют малые габариты и массу, широкий диапазон частот. Недостатки этих каскадов - небольшие выходная мощность и коэффициент усиления по мощности (по сравнению с трансформаторными каскадами), а также относительно невысокая термостабильность.

Известно большое количество разнообразных схем бестрансформаторных выходных каскадов, отличающихся по типу проводимости транзисторов, способам их включения, режиму работы (АВ и В), а также по виду связи выходного каскада с предыдущим каскадом и с нагрузкой. Высокие качественные показатели имеют каскады, в которых используются транзисторы различного типа проводимости (р - n - p или n - р - n) с достаточно близкими значениями параметров (комплементарные пары). Возможно также применение транзисторов одного типа проводимости, однако при этом следует принимать специальные меры для устранения возможной несимметрии плеч каскада [2].

Принципиальная схема каскада, приведена на рис.2.2. Она выполнена на транзисторах разных типов проводимости с применением диодов во входной цепи вместо резисторов с целью уменьшения падения напряжения сигнала на их относительно малых динамических сопротивлениях. Режим работы выходного каскада по постоянному току класса АВ задается с помощью указанных диодов VD1, VD2 и резисторов R12, R13.

В соответствие с физикой работы двухтактного выходного каскада в эквивалентные сопротивления транзисторов между выводами коллектор-эмиттер равны, поэтому можно считать, что постоянное напряжение в точке А приведенной схемы определяется выражением:.Кроме этого принимается, что параметры диодов и транзисторов отличаются незначительно, поэтому каскад работает в симметричном режиме.

Емкость разделительного конденсатора выбирается такой величины, чтобы выполнялось условие: , где - реактивное сопротивление конденсатора, а - наименьшая частота входного сигнала. В этом случае частотные искажения выходного сигнала будут относительно малы, так же как и пульсации переменного напряжения на обкладках .

В режиме покоя, когда отсутствует входной сигнал конденсатор заряжается от источника питания до значения и напряжение на нем сохраняется практически неизменным при подаче входного сигнала. Поэтому можно считать, что емкость данного конденсатора выполняет функцию второго источника питания.

В данном каскаде разделительные конденсаторы и необходимы для предотвращения протекания постоянного тока соответственно в цепях источника сигнала и нагрузки. Транзисторы VT4 и VT5 являются комплиментарными, так как имеют разную проводимость и идентичные параметры. Резисторы R12 и R13 выбираются равными по величине. Необходимое напряжение смещения на базах транзисторов VT4 и VT5 задается числом последовательно включенных диодов. По сравнению с резисторами, диоды обладают малым динамическим сопротивлением. Поэтому напряжение входного сигнала передается практически полностью на базы транзисторов. Нагрузка подключена к выходу каскада через разделительный конденсатор С7.

3. Расчет принципиальной схемы усилителя звуковой частоты

3.1 Предварительный расчет усилителя

Исходными данными для предварительного расчета: мощность на выходе ; сопротивление нагрузки , амплитудное значение входного напряжения U_вхm=3.5мВ, тип источника сигнала - микрофон конденсаторный, внутреннее сопротивление источника сигнала R_ист=0.8кОм, диапазон частот .

1). С учётом исходных данных выбираем в качестве источника сигнала электро-динамический микрофон МКЭ-332А. В качестве нагрузки выбираем громкоговоритель типа 25ГД-26 ( с параметрами: номинальная мощность , номинальное сопротивление , диапазон частот ) .

2). Находим мощность сигнала на входе усилителя. При этом учитываем, что наибольшую мощность источник тока отдает в цепь нагрузки в том случае, когда сопротивление нагрузки оказывается равным внутреннему сопротивлению источника тока.

3). Определяем коэффициент усиления по мощности всего усилителя:

4). Выражаем коэффициент по мощности в децибелах:

дБ

5). Определяем ориентировочное число каскадов m и составляем структурную схему усилителя. При этом можно считать, что каждый каскад усилителя при включении транзистора по схеме с ОЭ может обеспечить усиление примерно на 20 дБ. Тогда

Следовательно структурная схема данного УЗЧ будет содержать 4 каскада.

3.2 Расчет оконечного каскада

Принципиальная схема двухтактного бестрансформаторного оконечного каскада усилителя представлена на рис. 2.2.

Исходными данными для расчета бестрансформаторного каскада являются: мощность на выходе ; сопротивление нагрузки , диапазон частот допустимые значения коэффициента частотных искажений ; допустимый коэффициент нелинейных искажений.

1. Определяем величину напряжения источника питания

Выбираем значение напряжения источника питания 28 В.

2. Определяем амплитудное значение напряжения сигнала на нагрузке

3. Находим амплитудное значение тока в цепи нагрузки

4. Вычисляем максимальную мощность, рассеиваемую коллекторным переходом каждого транзистора

5. По полученным значениям , , и заданному значению верхней частоты диапазона выбираем параметры транзисторов VT1 и VT2. Допустимые значения выбранных элементов по току, напряжению и мощности должны превышать расчетные, а именно:

; ; ; .

6. Выбираем транзисторы VT4- КТ902А (тип проводимости n-p-n) и VT5- КТ855А (тип проводимости p-n-p).

7. Находим максимальное расчетное значение тока сигнала в базовых цепях транзисторов выходного каскада, учитывая что для данной схемы каскада с ОК справедливо равенство :



8. Выполняем на листе формата А4 построение результирующей входной вольт-амперной характеристики транзисторов с учетом реализации режима работы класса АВ (Рис.3.4.). При этом токи смещения в базовых цепях транзисторов принимаются равными , а их значения определяются в процессе графических построений, целью которых является получение максимально линейной результирующей ВАХ транзисторов. В данном случае

9. Определяем приближенно минимальное и среднее значение тока сигнала в цепи эмиттера:

10. По известным значениям базовых токов смещения определяем по графику напряжения смещения .

11. Определяем ток в цепи диодов делителя напряжения, выполненного на резисторах R12 и R13

где k = 1,5 - коэффициент запаса, обеспечивающий работу диодов в линейной области характеристик при подаче входного сигнала.

11.Выбираем по справочнику параметры диодов VD1 и VD2: , . При этом учитываем, что постоянные падения напряжения на диодах и эмиттерных переходах транзисторов должны быть равны , .

12.Определяем постоянный ток смещения в цепи резисторов R13 и R14

,

где

13.Находим значения сопротивлений R12 и R13 делителя напряжения

Выбираем резисторы МЛТ 65 Ом 5% 0,5 Вт

14.Определяем входное динамическое сопротивление транзисторов по переменному току, для этого на результирующей ВАХ, рис. находим по известному значению в точке 3:

15.Определяем входное сопротивление каскада по переменному току

где .

16.Определяем максимальное расчетное значение напряжения на входе каскада:



17.Рассчитываем максимальное значение тока сигнала на входе каскада

18.Находим необходимое значение мощности сигнала на входе каскада

19.Определяем коэффициент усиления каскада по мощности транзистора КТ819А.

20.Вычисляем коэффициент нелинейных искажений каскада. Для этого строим сквозную динамическую характеристику каскада с общим коллектором - график зависимости тока эмиттера , от напряжения эквивалентного генератора входного сигнала . В данном случае источником сигнала для выходного каскада является предварительный усилитель с определенным выходным сопротивлением . Динамическая характеристика строится с использованием результирующей входной ВАХ транзисторов, приведенной на рис. 3.4, в определенной последовательности: а) задаемся выходным сопротивлением предварительного усилителя , обеспечивая его согласование с оконечным каскадом ; б) определяем минимальное и среднее значение токов сигналов в базовых цепях транзисторов:

,

;

в) отмечаем точками на характеристике, найденные значения базовых токов , , и, опуская перпендикуляр на ось абсцисс, находим величины напряжений , , ; г) определим напряжение эквивалентного генератора для трех найденных значений токов и напряжений, по выражениям:

Значение вычисляем для графических построений, определение значения и расчета нелинейных искажений. При этом учитываем зависимости: если и , то коэффициент гармоник уменьшается .

Построение графика выполняем по результатам расчета приведенным в таблице 1.

Таблица 1.

Обозначение точек	1	2	3
, мА	7.6	79,8	150
, А	0,064	1,5	3,2
, В	0,22	2,04	4,3

21.Определяем по графику сквозной характеристики среднее значение тока и находим амплитудные значения гармонических составляющих токов , , , в цепи нагрузки по выражениям:

где х - коэффициент асимметрии, принимается равным х = 0,02;

22. Коэффициент нелинейных искажений определяем по выражению

Значения рассчитанного и заданного коэффициентов гармоник удовлетворяют неравенству (1,34%)

23. Емкость разделительных конденсаторов С4 и С5 в усилительных каскадах обычно выбирается с учетом равенства частотных искажений, вносимых каждым из них, в соответствии с выражением



где заданное значение искажений для всего каскада, и - частотные искажения, вносимые конденсаторами С₄ и С₅.

24. Находим емкость разделительного конденсатора :

где - выходное сопротивление каскада

Выбираем конденсаторы:

С6 - К50-6 - 50 мкФ - 25 В ±10%,

С7 - К50-35 - 100 мкФ - 25 В ±10%

3.3 Расчет предоконечного каскада

Принципиальная схема предварительного каскада усилителя, включенного по схеме с общим эмиттером, представлена на рис. 2.2.

Исходные данные, полученные при расчёте оконечного каскада: амплитудные значения тока и напряжения на входе оконечного каскада, сопротивление нагрузки предоконечого каскада .

1. Проверяем правильность предварительного выбора транзистора. Для нормального режима работы транзистора необходимо, чтобы допустимое напряжение между коллектором и эмиттером выбранного транзистора превышало напряжение питания, подводимое к каскаду:

,

а величина допустимого тока коллектора превышала входной ток последующего каскада не менее чем в 1,5…2 раза:

Выбираем транзистор VT3 - КТ624А (тип проводимости n-p-n).

2. Определяем величину тока покоя в цепи коллектора , напряжение , а также ток базы и напряжение на базе транзистора графо-аналитическим методом в режиме класса А:

; ; ;

3. Находим сопротивление нагрузки R10 в цепи коллектора:

где

Выбираем резистор R10 - МЛТ 30 Ом ±5% 1 Вт.

4. Определяем сопротивление резистора R11 в цепи термостабилизации, полагая :

Выбираем резистор R11 - МЛТ 10 Ом ±5% 1 Вт.

5. В семействе выходных статических характеристик выбранного транзистора отмечаем положение рабочей точки П с координатами и . Найденному положению рабочей точки соответствует ток базы . Полученное значение тока базы позволяет определить положение рабочей точки П на входной характеристике транзистора и входное сопротивление по переменному току транзистора . Для нахождения необходимо провести касательную к точке покоя и найти отношение

.

Из рисунка 3.7. видно, что

,.

6. Определяем элементы делителя напряжения в цепи базы и .

Находим падение напряжения на базе транзистора:

Находим ток в цепи делителя напряжения:

Определяем сопротивление резистора R8:

Определяем сопротивление резистора R9:

Выбираем резисторы R8- МЛТ 1 кОм ±5% 0,125 Вт, R9 - МЛТ 400 Ом ±5% 0,125 Вт.

7. Определяем входное сопротивление каскада .

,

где

8. Определим коэффициент усиления каскада по току на средних частотах:

9. Рассчитываем значение тока сигнала на входе каскада:



10. Определяем значение напряжения сигнала на входе каскада:

11. Находим необходимое значение мощности сигнала на входе каскада

12. Определяем коэффициент усиления каскада по мощности

13. Выходное сопротивление предоконечного каскада определяется приближенно по выражению: ,

где - внутреннее сопротивление источника заданного тока в коллекторной цепи транзистора схемы замещения каскада, при этом должно выполняться условие .

14. Находим емкость конденсатора С5 в эммитерной цепи предоконечного каскада с учётом обеспечения неравенства :

Выбираем конденсатор С5 - К50-35 3300мкФ±10% 25В.

15. Находим емкость разделительного конденсатора С6 в нижнем диапазоне частот:

где - частотные искажения вносимые конденсатором С6.

Выбираем конденсатор С6 - К50-35 30мкФ±10% 25В.

3.4 Расчет предварительного каскада

Принципиальная схема предварительного каскада усилителя, включенного по схеме с общим эмиттером, представлена на рис.2.2.

Исходные данные, полученные при расчёте предоконечного каскада: амплитудные значения тока и напряжения на входе предоконечного каскада, сопротивление нагрузки предварительного каскада .

1. Проверяем правильность предварительного выбора транзистора. Для нормального режима работы транзистора необходимо, чтобы допустимое напряжение между коллектором и эмиттером выбранного транзистора превышало напряжение питания, подводимое к каскаду:

,

а величина допустимого тока коллектора превышала входной ток последующего каскада не менее чем в 1,5…2 раза:

Выбираем транзистор VT2 -КТ120А (тип проводимости n-p-n).

2. Определяем величину тока покоя в цепи коллектора по формуле:

3. Находим сопротивление нагрузки R6 в цепи коллектора:

Выбираем резистор R6 - МЛТ 1.2 кОм ±5% 0,062 Вт.

4. Определяем сопротивление резистора R7 в цепи термостабилизации:

Выбираем резистор R7 - МЛТ 600 Ом ±5% 0,062 Вт.

5. Находим напряжение между коллектором и эмиттером транзистора в режиме покоя. При этом принимают ток эмиттера в режиме покоя примерно равным току коллектора :

.

6. В семействе выходных статических характеристик выбранного транзистора отмечаем положение рабочей точки П с координатами и . Найденному положению рабочей точки соответствует ток базы . Полученное значение тока базы позволяет определить положение рабочей точки П на входной характеристике транзистора и входное сопротивление по переменному току транзистора .

Для нахождения необходимо провести касательную к точке покоя и найти отношение

.

, , ,

7. Определяем элементы делителя напряжения в цепи базы и .

Находим падение напряжения на эммитере транзистора:

Находим падение напряжения на базе транзистора:

Находим ток в цепи делителя напряжения:

Определяем сопротивление резистора R4:

Определяем сопротивление резистора R5:



Выбираем резисторы R4 - МЛТ 14кОм ±5% 0,05 Вт, R5 - МЛТ 6кОм ±5% 0,05 Вт.

8. Определяем входное сопротивление каскада .

где

9. Определим коэффициент усиления каскада по току на средних частотах по формуле:

10. Рассчитываем значение тока сигнала на входе каскада:

11. Определяем значение напряжения сигнала на входе каскада:

12. Находим необходимое значение мощности сигнала на входе каскада

13. Определяем коэффициент усиления каскада по мощности

14. Находим емкость конденсатора С3 в эммитерной цепи предварительного каскада с учётом обеспечения неравенства :

Выбираем конденсатор С3 - К50-35 60мкФ±10% 25В.

15. Находим емкость разделительного конденсатора С4 в нижнем диапазоне частот:

где - частотные искажения вносимые конденсатором С4,

Выбираем конденсатор С4 - К50-35 35мкФ±10% 25В.

3.5 Расчет входного каскада

Принципиальная схема входного каскада усилителя, включенного по схеме с общим эмиттером, представлена на рис.2.2.

Исходные данные: диапазон частот , допустимые значения коэффициента частотных искажений , тип источника сигнала - микрофон конденсаторный, амплитудное значение входного напряжения U_вхm=3.5мВ, сопротивление источника сигнала R_ист=0.8кОм, амплитудные значения тока и напряжения на входе предварительного каскада, сопротивление нагрузки входного каскада .

1. Проверяем правильность предварительного выбора транзистора. Для нормального режима работы транзистора необходимо, чтобы допустимое напряжение между коллектором и эмиттером выбранного транзистора превышало напряжение питания, подводимое к каскаду:

,

а величина допустимого тока коллектора превышала входной ток последующего каскада не менее чем в 1,5…2 раза:

Выбираем транзистор VT1-КТ207А (тип проводимости n-p-n).

2.Определяем величину тока покоя в цепи коллектора по формуле:

3.Находим сопротивление нагрузки в цепи коллектора:

,

Выбираем резистор R4 - МЛТ 600 кОм ±5% 0,05 Вт.

4.Определяем сопротивление резистора R3 в цепи термостабилизации по формуле

,

Выбираем резистор R3 - МЛТ 300 кОм ±5% 0,05 Вт

5. Находим ёмкость конденсатора С8 :

Выбираем конденсатор С8 - К53-18 30мкФ±10% 40В.

6. Находим напряжение между коллектором и эмиттером транзистора в режиме покоя:

7. В семействе выходных статических характеристик выбранного транзистора отмечаем положение рабочей точки П с координатами и .

Найденному положению рабочей точки соответствует ток базы . Полученное значение тока базы позволяет определить положение рабочей точки П на входной характеристике транзистора и входное сопротивление по переменному току транзистора . Для нахождения необходимо провести касательную к точке покоя и найти отношение .

, .

8.Определяем элементы делителя напряжения в цепи базы и .

Находим напряжение, подводимое к делителю и

Выбираем ток в цепи делителя из условия:

Падение напряжения на R4 принимаем равным:

Определяем и по формулам:

Падение напряжения на R3 принимаем равным:

В

Выбираем резисторы R1=МЛТ 95 кОм±5% 0,25 и

R2=МЛТ 40 кОм±5%, 0,25.

9.Находим амплитудное значение тока на входе каскада:



( - минимальное значение коэффициента передачи тока транзистора рассчитываемого каскада, =40).

10.Определим коэффициент усиления каскада по напряжению на средних частотах:

где входное сопротивление рассчитываемого каскада, - эквивалентное выходное сопротивление данного каскада, определяемое по формуле:

где сопротивление резистора в цепи делителя выходного каскада.

11.Находим минимальное значение коэффициента усиления каскада по мощности:

13. Определяем значение напряжения сигнала на входе каскада:

14. Определяем входное сопротивление каскада



15. Находим емкость разделительного конденсатора С2 в нижнем диапазоне частот:

где - частотные искажения вносимые конденсатором С2.

Выбираем конденсатор С2 - К50-35 5мкФ±10% 50В.

16. Находим емкость разделительного конденсатора С1 в нижнем диапазоне частот:

где - сопротивление источника сигнала.

Выбираем конденсатор С1 - К50-35 2мкФ±10% 50В.

Заключение

Курсовая работа выполнена в соответствии с заданием. Проведен обзор схемотехнических решений усилителя звуковой частоты с двухтактным бестрансформаторным выходным каскадом, выполнен анализ физических процессов, протекающие в различных схемах усилителей. В курсовой работе описаны принципиальная и структурная схемы усилителя, рассмотрено назначение элементов схемы.

Выполнены расчеты оконечного, предоконечного, предварительного и входного каскадов усилителя, а также приведен перечень выбранных в результате расчета радиоэлементов. Бестрансформаторный оконечный каскад рассчитан с учетом режима работы класса АВ. Подобрана комплементарная пара транзисторов с целью уменьшения нелинейных искажений выходного сигнала. По результатам расчёта выходного каскада выполнен расчёт предоконечного каскада, собранного по схеме с общим эмиттером и работающего в режиме класса А. Рассчитаны параметры предварительного каскада усиления по схеме с общим эмиттером. С учётом высокого внутреннего сопротивления источника входного сигнала, входной каскад выполнен по схеме с общим коллектором, который является буферным, что обеспечивает согласование высокоомного источника сигнала с низкоомной нагрузкой.