САПР устройств промышленной электроники

Размещено на http://www.allbest.ru/

Размещено на http://www.allbest.ru/

Содержание

Введение

1. Исходные данные для проектирования

2. Эквивалентная схема измерения температуры с использованием термопреобразователя сопротивления

3. Эквивалентная схема термопреобразователя сопротивления

4. Функциональная схема ИП

5. Модель термопреобразователя сопротивления

6. Схема электрическая принципиальная

6.1 Расчет источника опорного напряжения

6.2 Расчет источника тока

6.3 Расчет влияния помех на входе ИП

6.4 Расчет входного усилителя

6.5 Расчет фильтра постоянной составляющей (ФПС)

6.6 Расчет сумматора

6.7 Расчет выходного преобразователя "напряжение-ток" (ПНТ)

6.8 Анализ расчетной схемы ИП

6.9 Настройка расчетной схемы ИП в условиях комнатной температуры

7. Анализ основной погрешности ИП

8. Расчет погрешности от влияния разброса компонентов

9. Расчет ИП на влияние температуры (расчет дополнительной погрешности ИП от влияния температуры окружающей среды)

Заключение

Литература

Перечень элементов

Введение

Измерению температуры придается большое значение в различных отраслях промышленного производства. Температура является наиболее массовым и, зачастую, решающим параметром, характеризующим различные технологические процессы металлургической, химической, энергетической и других видов промышленности. Точность измерения температуры очень важна для автоматизации процессов производства. В зависимости от необходимого диапазона и точности используют методы измерения температуры с помощью следующих средств [7, 8, 11]:

- стеклянных жидкостных термометров;

- манометрических термометров;

- термопреобразователей сопротивления;

- термоэлектрических преобразователей;

- оптических и фотоэлектрических пирометров;

- специальные способы измерения температуры.

Наиболее распространены методы измерения, основанные на преобразовании температуры в электрический сигнал. Большинство методов термометрии основано на изменении свойств материалов от температуры, которые регистрируются вторичными измерительными приборами, как унифицированными, так и специализированными.

В настоящее время в термометрической технике в результате высокой чувствительности вторичных приборов на первый план выдвигаются воспроизводимость свойств первичных измерительных преобразователей, устойчивость используемых материалов к воздействию внешней среды, надежность и долговечность всей конструкции датчиков температуры в условиях их эксплуатации. Помимо указанных качеств также следует принимать во внимание технологичность и стоимость используемых материалов и компонентов.

Термопреобразователь сопротивления (ТПС) - первичный измерительный преобразователь, электрическое сопротивление которого зависит от температуры. ТПС относятся к классу параметрических датчиков. Материал, из которого изготавливается ТПС, должен обладать высоким температурным коэффициентом сопротивления (ТКС), как можно более линейной зависимостью сопротивления от температуры и хорошей воспроизводимостью характеристик. Этим требованиям наиболее полно удовлетворяют платина (Pt), медь (Cu) и никель (Ni), имеющие положительный ТКС. Платина используется для измерения температур в диапазоне (-200…+1100) ⁰С; медь - для температур (-200…+200) ⁰С; никель - для температур (-60…+180) ⁰С. Лучшей воспроизводимостью характеристик обладают платиновые датчики (нестабильность градуировочной характеристики для лучших образцов не превышает 0,001 ⁰С), а лучшей линейностью характеристики обладают медные датчики [7, 8, 11].

Стандартные платиновые термопреобразователи имеют обозначение ТСП, медные - ТСМ, а никелевые - ТСН. Номинальное сопротивление термопреобразователей находится в диапазоне единицы - сотни Ом.

Тепловая инерционность стандартных термометров сопротивления характеризуется постоянной тепловой инерции, составляющей от единиц секунд до единиц минут.

Основные технические характеристики ТПС регламентируются стандартом [3], в котором изменение сопротивления в функции температуры описывается номинальными статическими характеристиками (НСХ). При этом сопротивление ТПС определяется по формуле:

R_t =W_t•R₀,

где R₀ - сопротивление ТПС при 0 ⁰С, один из основных технических параметров ТПС;

R_t - сопротивление ТПС при температуре t ⁰С;

W_t - значение отношения сопротивлений при температуре t ⁰С и при температуре 0 ⁰С, для каждого типа ТПС приведено в [3].

Аналитически каждая НСХ на определённых температурных отрезках может быть описана интерполяционным уравнением [3].

По точности воспроизводимости своей градуировочной характеристики и по допускаемому отклонению сопротивления R₀ от номинального ТПС делятся на классы допуска А, В и С [3].

Конструктивно ТПС может иметь 2, 3 или 4 внешних вывода.

При моделировании в Micro-CAP7 конкретный ТПС может быть задан в виде модели резистора [14] по известному интерполяционному уравнению с учётом своего класса допуска.

Целью курсовой работы по дисциплине «САПР устройств промышленной электроники» является разработка и моделирование в системе Micro-CAP схемы измерительного преобразователя для первичного преобразователя температуры, обеспечивающей заданные метрологические характеристики.

1. Исходные данные для проектирования

Исходными данными для проектирования измерительного преобразователя (ИП) являются следующие:

1) Тип используемого датчика - ТПС (Pt)

2) Сопротивление ТПС при 0 ^oC, Rо=100 Ом.

3) Номинальное значение отношения сопротивлений W₁₀₀ соответственно при 100 ^oC и при 0 ^oC W₁₀₀ = 1,391.

4) Вид измерительной схемы - четырехпроводная

4) Сопротивление одного провода линии связи Rлс = 25 Ом.

5) Максимальная разница в сопротивлении проводов линии связи Rлс = 3 Ом.

5) Максимальная скорость изменения температуры в точке измерения составляет 0,1 ^o C/с.

6) Диапазон измеряемых температур, Т = 150…+250 ^oC.

7) Информационная форма выходного сигнала: Iвых=0...5 мА.

8) Значение напряжения помехи нормального вида Uнв промышленной частоты, наведенной на вход ИП - 50 мВ.

9) Разность потенциалов между точками заземления ИП и защитной арматурой ТПС, (помеха общего вида) - 25 В.

10) Диапазон температуры ИП - 0..60 ⁰C.

11) Предел допускаемой основной погрешности преобразователя (класс точности ИП): доп = 0,5%

12) Предел допускаемой дополнительной погрешности ИП от влияния температуры окружающей среды - 0,5_доп/10 ^oC или _доп/10 ^oC.

13) Допустимые отклонения сопротивления ТПС при 0 ^oC (Ro) от номинального значения табл. 1.

Таблица 1

Тип ТПС	Допускаемое отклонение сопротивления Ro, % для различных классов допуска
	А	В	С
Pt	0.05	0.1	0.2

2. Эквивалентная схема измерения температуры с использованием термопреобразователя сопротивления

Эквивалентная схема измерения представлена на рис.1, где приняты следующие обозначения:

Рис. 1. Эквивалентная схема измерения температуры с использованием термопреобразователя сопротивления

ИП - измерительный преобразователь;

ОИ - объект измерения;

ЗА - защитная арматура чувствительного элемента термопреобразователя сопротивления (ТПС);

ЧЭ - чувствительный элемент ТПС;

ЛС - линия связи;

R лс - сопротивление ЛС;

R из - сопротивление изоляции между ЧЭ и ЗА ТПС;

С пар - емкость между ЧЭ и ЗА, обусловленная конструктивными особенностями ТПС;

Uз - напряжение между землями ИП и ЗА ТПС;

Uп - эквивалентное напряжение помехи, приложенное к входу ИП;

ИТ - источник тока ИП, при помощи которого запитывается ПТС;

ВУ - входной усилитель, усиливающий падение напряжения на ПТС.

Паразитная емкость и сопротивление изоляции принимаются равными соответственно 1нФ и 500 КОм.

3. Эквивалентная схема термопреобразователя сопротивления

Эквивалентная схема ТПС представлена на рис. 2, где приняты следующие обозначения:

Рис. 2. Эквивалентная схема ТПС:

РС - резьбовое соединение;

КК - клеммная колодка;

ПЧ - погружаемая часть ТПС.

4. Функциональная схема ИП

Функциональная схема ИП представлена на рис. 3, где приняты следующие обозначения:

ИТ - источник тока, служащий для задания рабочего тока через ТПС;

ИОН - источник опорного напряжения, служащий для задания уровня тока через ТПС и необходимого напряжения смещения для формирования требуемого диапазона выходного сигнала;

ВУ - входной усилитель, необходимый для преобразования падения напряжения на ТПС в требуемое напряжение;

ФПС - фильтр постоянной составляющей, необходимой для снижения влияния напряжений Uз и Uп;

Сум - сумматор, необходимый для смещения выходной характеристики измерительного преобразователя;

ВП - выходной преобразователь, необходимый для получения требуемой формы выходного сигнала.

Рис. 3. Функциональная схема измерительного преобразователя.

5. Модель термопреобразователя сопротивления

Первичным измерительным преобразователем температуры является термопреобразователь сопротивления (ТПС).

С учетом заданного диапазона измеряемых температур (150..+250) ^oC выбираем платиновый термопреобразователь сопротивления класса допуска А, для которого значения метрологических характеристик определены при температурах (-220..+8500) ^oC. Для ТПС этого класса допускаемое отклонение сопротивления от номинального при 0 ^oC не превышает 0.05%, а допускаемое отклонение сопротивления от номинальной статической характеристики преобразования (НСХ) не превышает (0.15+0.002|t|) ^oC.

Номинальная статическая характеристика ТПС в диапазоне температур 0…600 ^oC описывается уравнением вида:

Wt(t) = 1+A•t+B•t², где (5.1)

А = 3,9692•10^{-3 o}C^-1,

B = -5,8290•10^-7 | ^oC^-2,

t - диапазон измеряемых температур (150…250) ^o C

Сопротивление ТПС изменяется по закону:

Rt(t) = R_o•Wt(t) (5.2)

Допускаемое отклонение сопротивления ТПС составляет:

Д(t) = 0.15 + 0.002•|t| (5.3)

где t - диапазон измеряемых температур (150…250) ^oC.

Построим зависимость сопротивления ТПС от температуры с учетом предельно допускаемых отклонений (рис. 4):

Rtmax(t) = R₀•[1+A•(t + Д(t))+B•(t + Д(t))²]

Rtmin(t) = R₀•[1+A•(t - Д(t))+B•(t - Д(t))²]

Рис. 4 Зависимость сопротивления ТПС от температуры с учетом предельно допускаемых отклонений

Определим значения сопротивлений ТПС для шести равноотстоящих точек заданного температурного диапазона:

Rt(t) = R₀•[1+A•t+B•t²]



Таким образом, считаем, что в пределах измеряемого диапазона температур сопротивление ТПС линейно изменяется от 158,226 Ом до 195,587 Ом.

6. Схема электрическая принципиальная

Электрическая принципиальная схема рассчитывается из условия получения минимальной погрешности преобразования. Суммарная погрешность измерительного преобразователя () должна быть не более 0.5%, а дополнительная - от влияния температуры окружающей среды - не более / 10 ⁰C.

6.1 Расчет источника опорного напряжения

Согласно ГОСТ 13384-93 (СНГ), питание измерительных преобразователей (ИП) для ТПС может осуществляться как от сети однофазного переменного тока, так и от источника постоянного тока, причем перечень номиналов питающих напряжений стандартизован. Предположим, что вся схема ИП получает питание от источника выпрямленного переменного напряжения номиналами ±15В, подключенного к сети 220 В, частотой 50 Гц.

По требованиям ГОСТ 13384-93 (СНГ) коэффициент высших гармоник питающего напряжения ИП не должен превышать 5%. Для того, чтобы снизить возможное влияние пульсаций питающего напряжения на точность ИП, необходимо применение источника опорного напряжения. Лучшим решением в плане точности и температурной стабильности в данном случае будет применение ИМС прецизионного термостатированного ИОН.

Выберем трехвыводной интегральный ИОН AD581U (рис. 5), имеющий следующие параметры:



Рис. 5 ИОН

Uст.ном=10 В

Uст.max=15 мВ в диапазоне температур (-55..+125) ⁰С

Uвх=(12..30) В;

Iвых max=10 мА;

Температурный коэффициент напряжения стабилизации Uст=5E-6 [1 ⁰С] в диапазоне температур (0..70) ⁰С.

DC-анализ схемы ИОН (рис. 6) в MicroCAP7 при температуре 27 ⁰С показывает, что при изменении входного (питающего) напряжения AD581U в пределах (12..16 В) его выходное (опорное) напряжение находится в пределах (9.99510..9.99588 В). Кроме того, Transient-анализ (рис. 7) показывает, что при изменении рабочей температуры схемы от 0 до 60 ⁰С опорное напряжение изменяется незначительно - от 9.9973 до 10.0185 В.

Рис.6. DC-анализ схемы ИОН в MicroCAP7



Рис. 7. Transient-анализ при изменении рабочей температуры схемы от 0 до 60 ⁰С

6.2 Расчет источника тока

В общем случае питание ТПС может быть осуществлено от источника постоянного или переменного (прямоугольного) напряжения. В случае питания ТПС постоянным измерительным током достоинством является простота схемы. В случае питания ТПС переменным напряжением прямоугольной формы удается снизить влияние на результат измерения ошибок ОУ по постоянному току, низкочастотных шумов усилительного тракта и сигналов паразитных термопар. Кроме того, в этом случае можно значительно уменьшить амплитуду измерительного тока, что, в свою очередь, уменьшает погрешности, связанные с саморазогревом резистивного датчика.

В проектируемой схеме питание ТПС будем осуществлять от источника постоянного тока (ИТ). Используем схему Хауленда (рис. 8).



Рис. 8. Схема источника тока

В данной схеме ИТ точность формируемого измерительного тока в первом приближении определяется точностью соотношения R4 и R5:

I₀ = (Uвх.ит/R)•(R4/R5), (6.2.1)

где R=R2=R3.

Поэтому в идеале резисторы R4 и R5 должны иметь малый разброс и согласованный ТКС, желательно небольшой величины. При моделировании рассмотрим худший реально возможный случай, когда ТКС резисторов R4 и R5 максимальные по модулю и противоположные по знаку.

Входное напряжение источника тока снимается с выхода ИОН: Uвх.ит = 10 В

Максимальное сопротивление нагрузки источника тока определяется суммой сопротивлений: сопротивлением ТПС Rt при максимальной температуре измеряемого диапазона и сопротивлением двух линий связи с учетом их возможного разброса:

Rлс = 25 Ом

Rлс = 3 Ом

Rн.мах = Rt(250) + 2Rлс + Rлс

Rн.мах = 195,587 + 2•25 + 3 = 248,587 Ом

Измерительный ток, согласно ГОСТ 6651-94 (СНГ) должен выбираться из ряда: 0.1; 0.2; 0.5; 1.0; 2.0; 3.0; 5.0; 10.0; 20.0; 50.0 мА. При этом изменение сопротивления ТПС по причине его разогрева измерительным током не должно превышать 0.1 %.

Выберем величину измерительного тока 1 мА (I₀ = 0.001 A).

Напряжение на нагрузке:

Uн.мах = I₀• Rн.мах = 0,001• 248,587 = 248,587 мВ.

Выбираем коэффициент :

= Uн.мах

Находим отношение R4/R5:

R45 = Uн.мах/ (Uвх.ит •) = 248,587•10^-3/10•248,587•10^-3 = 0,1 (6.2.2)

Зададимся номиналом R5 = 12 кОм.

Тип: S5-54V,Pном-0.125 Вт, ряд E192, допуск 0.01%, ТКС: +10E-6 [1/⁰С] при t = (-60..+70) ⁰С.

В текстовом окне MicroCAP задаем для R5 модель резистора "S5-54F+" с линейным ТКС = +10E-6 и значением разброса масштабного множителя сопротивления (R), равным 0.01%: MODEL S5-54V+ RES (R=1 LOT=0.01% TC1=10E-6)

Необходимо заметить, что ТКС каждого из резисторов может иметь как положительный, так и отрицательный знак. Для того, чтобы промоделировать худший возможный случай по влиянию температуры ИП на выходную характеристику, здесь и далее задаем ТКС всех резисторов, равный своему максимальному значению (отрицательному у резисторов, входящих в числитель передаточной функции каждого блока и положительному - у резисторов, входящих в знаменатель передаточной функции каждого блока).

Рассчитываем R4: R4 = R45•R5 = 0,1•12000 = 1,2 кOм (6.2.3)

Выбираем R4 = 1.2 кOм

Тип: S5-54V, Pном-0.125 Вт, ряд E192, допуск 0.01%, ТКС: +-10E-6 [1 ⁰С] при t = (-60..+70) ⁰С.

В текстовом окне MicroCAP задаем для R4 модель резистора "S5-54V-" с линейным ТКС = -10E-6 и значением разброса масштабного множителя сопротивления (R), равным 0.01%: MODEL S5-54V- RES (R=1 LOT=0.01% TC1= -10E-6)

Рассчитываем значения резисторов R2, R3:

R = Rн.мах/ = 248.586875/0.248587 = 1 кОм (6.2.4)

Выбираем R2 и R3:

R3 = R3 = 1 кОм

Тип: S5-54V,Pном-0.125 Вт, ряд E192, допуск 0.01%, ТКС: +-10E-6 [1/⁰С] при t = (-60..+70)⁰С.

Рассчитываем значение резистора R1:

R1 = 2• R•R5/ R4 = 2•1000•12000/1200 = 20 кОм (6.2.5)

Выбираем R1= 1 кОм

Тип: S5-54V,Pном-0.125 Вт, ряд E192, допуск 0.01%, ТКС: +-10E-6 [1/⁰С] при t = (-60..+70)⁰С.

Т.к. ТКС и процентный допуск резисторов R1..R3 имеет такое же значение, как и у R4 и R5, для них можно установить любое на выбор значение атрибута MODEL ("S5-54V+" или "S5-54V-"). Здесь и далее в подобных ситуациях будем задавать максимально допустимый положительный ТКС (в данном случае - "S5-54V+").

Здесь и далее выбор ОУ будем производить из условия соблюдения допустимой суммарной погрешности ИП для случая, когда балансировка усилительных каскадов (настройка на нуль в отсутствие входных сигналов) не проводится.

Выбираем прецизионный ОУ DA1 - OP-07E с параметрами:

Uп = (3..18)В,

Iп = 5 мА,

K = 500000,

Uвых max = 13 В,

Uсм = 30 мкВ,

Iвх = 1.2 нА,

Iвх = 0.5 нА,

ТКUсмmax = 1.3 мкВ/град С,

ТКIвх = 25 пА/град С,

Uвх сф max = 13 В,

Uвх диф max = 15 В,

КОСС = 110 дБ,

f1 = 0.4 МГц,

VUвых = 3,5 В/мкс.

Проверка соотношения резисторов схемы ИТ Хауленда:

(R2+ R3)/ R1 = (1000+1000)/20000 = 0,1

R4/ R5 = 1200/12000 = 0,1

Так как справочные параметры ОУ Uсм и ДIвх приводятся для комнатной температуры (27 ⁰С), то параметры ОУ ТКUсм и ТКДIвх в MicroCAP7 учитываем, задавая в описании модели OP-07E следующие значения соответственно для Uсм и ДIвх:

VOFF=30U+1.3U*(TEMP-27);

IOFF=500P+25P*(TEMP-27).

Таким образом, полное описание ОУ OP-07E в текстовом окне MicroCAP7 будет иметь вид:

MODEL OP_07E OPA (LEVEL=3 C=50P A=500K ROUTAC=50 ROUTDC=75 VOFF=30U+1.3U*(TEMP-27) IOFF=500P+25P*(TEMP-27) SRP=300K SRN=300K IBIAS=1.2N CMRR=1.41254MEG GBW=600K).

Проверка величины измерительного тока, выраженной через входное напряжение и резисторы схемы ПНТ:

Iо = Uвх.ит•R4/(R3• R5) = 10•1200/(1000•12000) = 1 мА (6.2.6)

Расчетная крутизна преобразования источника тока [1/Ом]:

Sит = R4/(R3• R5) = 1200/(1000•12000) = 0.0001 (6.2.7)

Проверка соотношения Uвых и Uн:

(6.2.8)

(6.2.9)

Это больше, чем Uн.мах = 0.248587 В

Вычислим выходное сопротивление ИТ с помощью двух опытов для разных нагрузочных сопротивлений. Реально получено (в Transient-analyse с форматом вывода 8 знаков после запятой, рис. 9 - 10):

1) при Rн = 248,586 Ом

Io1 = 1,00003204 мА

Un1 = 227,60729195 мВ

2) при Rн = 24,8586 Ом

Io2 = 1,00003267 мА

Un2 = 22,76074353 мВ

Рис. 9. Выходной ток при Rн = 248,586 Ом и при Rн = 24,8586 Ом



Рис. 10. Выходное напряжение при Rн = 248,586 Ом и при при Rн = 24,8586 Ом

Отсюда выходное сопротивление ИТ при t = 27 град С составит:

(6.2.10)

6.3 Расчет влияния помех на входе ИП

Рассмотрим схему на рис. 11



Рис. 11. Часть общей схемы

Uов = 25 В - действующее значение помехи общего вида (ОВ)

Uнв = 0,05 В - действующее значение помехи нормального вида (НВ)

Rлс = 25 Ом - сопротивление линии связи

Riz = 500 кОм и Сpar = 0,1 нФ - сопротивление изоляции и паразитная емкость между ЧЭ и ЗА ТПС

f = 50 Гц, = 2f = 314,159 - частота сетевых помех

Сопротивление ТПС (Rt) для моделирования помехи общего вида представляемв виде двух последовательно соединенных резисторов сопротивлением 0.5Rt каждый.

Помеха общего вида Uов моделируется при помощи источника синусоидального напряжения, связанного с Rt через эквивалентное комплексное сопротивление z = Riz//Cpar.

Помеха нормального вида Uнв моделируется при помощи двух источников синусоидального напряжения величиной 0.5Uнв каждый, включенных противофазно в цепи линий связи на входе ИП.

Т.к. входной усилитель должен подавить синфазный сигнал, который может присутствовать на его входах, достаточно рассчитать величину дифференциальной помехи, т.е. приложенной между входами ВУ. Она будет определяться суммой составляющих от Uнв и Uов.

Учитываем, что входное сопротивление по обоим входам ВУ >> Rt и >> r.

Дифференциальный сигнал цab на входе ИП будет равен сумме полезного сигнала и помех: составляющей от помехи общего вида и составляющей от помехи нормального вида. Суммарная амплитуда помех будет максимальна при условии, что составляющие от помех общего и нормального вида на дифференциальном входе ВУ совпадут по фазе, и именно этот случай представляет практический интерес для расчета.

Амплитуда помехи ОВ, приведенная к дифференциальному входу ВУ:

(6.3.1)

фab_OB(158,226) = 5.6615•10^-3

фab_OB(195,587) = 6.998117•10^-3

Фазовый сдвиг помехи ОВ на дифференциальном входе ВУ, вносимый Cpar:

(6.3.2)

(158,226) = 0.155774 рад

(195,587) = 0.155768 рад

(158,226)•180/ = 8.9252 град

(195,587)•180/ = 8.9248 град

Амплитуда помехи НВ на дифференциальном входе ВУ:

фаb_НВ = Uнв•v2 = 0.070711 В (6.3.3)

Полезный сигнал на входе ВУ:

Фаb_ПС(Rt) = Io•Rt (6.3.4)

Фаb_ПС(158,226) = 0,001•158.226 = 0.15823 В

Фаb_ПС(195,587) = 0,001•195.587 = 0,092,8 В

Значение суммарного сигнала на входе ВУ при условии совпадения по фазе составляющих от помех ОВ и НВ:

(6.3.5)

Графики дифференциального сигнала на входе ИП в крайних температурных точках показаны на рис.12

Рис.12. Графики дифференциального сигнала на входе ИП в крайних температурных точках.

Максимальная амплитуда дифференциальной помехи на входе ВУ составит:

фab_пом_max = фab_НВ + фab(195,587) = 0.07771 В (6.3.6)

фab_пом_min = фab_НВ + фab(158,226) = 0.07637 В (6.3.7)

Задаем модели помех в текстовом окне MicroCAP:

MODEL UNV1 SIN (F=50 A=0.025*1.4142114 DC=0 PH=0.155771 RS=1M RP=0 TAU=0)

MODEL UNV2 SIN (F=50 A=0.025*1.4142114 DC=0 PH=0.155771 RS=1M RP=0 TAU=0)

MODEL UOV SIN (F=50 A=25*1.4142114 DC=0 PH=0 RS=1M RP=0 TAU=0)

Модель помехи нормального вида задана с учетом фазового сдвига 0.155771 рад (это среднее значение фазового сдвига, вносимого Cpar в диапазоне изменения Rt) для моделирования совпадения по фазе составляющих от помех общего и нормального вида на входе ВУ.

Определим амплитуду помехи в крайних температурных точках при помощи Transient-анализа MicroCAP7 при температуре ИП 27 ⁰С (рис. 13, 14):

фab_пом_max = 0.1554/2 = 0.0777 В

фab_пом_min = 0.1527/2 = 0.0764 В



Рис. 13. Помеха при температуре 150 ⁰С

Рис. 14. Помеха при температуре 250 ⁰С

6.4 Расчет входного усилителя

Схема входного усилителя на основе инструментального ОУ приведена на рис. 15.



Рис. 15. Схема входного усилителя

Применим и рассчитаем дифференциальный измерительный усилитель на трёх ОУ.

Полезный сигнал на входе ВУ, зависящий от температуры, находится в пределах:

Ut_150 = Io•Rt(150) = 1•10^-3•158,226475 = 158,226475 мВ (6.4.1)

Ut_250 = Io•Rt(250) = 1•10^-3•195,586875 = 195,586875 мВ

Диапазон изменения полезного сигнала на входе ИП:

ДU = Ut_250 - Ut_150 = (195,586875 - 158,226475)•10^-3 = 0.0374 В (6.4.2)

Зададимся размахом полезного сигнала на выходе ВУ, равным 1 В. Тогда необходимый коэффициент усиления ВУ составит:

Kву = 1/ ДU = 2/ 0.0374 = 26.76631 (6.4.3)

Схема входного усилителя состоит из двух каскадов. Первый каскад (на DA1, DA2) усиливает дифференциальный входной сигнал c коэффициентом Kву1:

Kву1=1+(R2+R3)/R1 (6.4.4)

Следовательно, для моделирования худшего случая нужно принять ТКС резистора R1 и резисторов R2,R3 максимальным по модулю и противоположным по знаку.

Второй каскад (на DA3) усиливает дифференциальный сигнал с коэффициентом Kву2:

Kву2=R5/R4=R7/R6 (6.4.5)

Следовательно, для моделирования худшего случая нужно принять ТКС резисторов R4,R6 и резисторов R5,R7 максимальным по модулю и противоположным по знаку.

Принимаем для первого каскада схемы входного усилителя коэффициент усиления дифференциального сигнала, равный 2, а для второго каскада

- коэффициент усиления, равный 13.3832:

Kву1 = 2

Kву2 = Kву/Kву1 = 26,76631/2 = 13.3832 (6.4.6)

Задаемся равными номиналами R2 и R3:

R2 = R3 = 10 кОм

Тип: S5-54V,Pном-0.125 Вт, ряд E192, допуск 0.01%, ТКС:

+-10E-6 [1/ ⁰С] при t = (-60..+70) ⁰С.

Т.к. ТКС и процентный допуск резисторов R2 и R3 имеет такое же значение, как и у резисторов источника тока, устанавливаем и для них значение "S5-54V-" атрибута MODEL.

Рассчитываем R1:

R1 = 2•R2 = 2•10000 = 20 кОм (6.4.7)

Выбираем R1:

R1 = 20 кОм

Тип: S5-54V,Pном-0.125 Вт, ряд E192, допуск 0.01%, ТКС: +-10E-6 [1/ ⁰С] при t = (-60..+70) ⁰С.

Устанавливаем для R1 значение "S5-54V+" атрибута MODEL.

Задаемся R4=R6:

R4=R6= 1,18 кОм

Тип: S5-54V,Pном-0.125 Вт, ряд E192, допуск 0.01%, ТКС: +-10E-6 [1/ ⁰С] при t = (-60..+70) ⁰С.

Устанавливаем для R4 и R6 значение "S5-54V+" атрибута MODEL.

Рассчитываем R5=R7:

R5 = R7 = R4•Kву2 = 1180•13,38315= 1,57921•10⁴ Ом (6.4.8)

Выбираем R5=R7:

R5=R7 = 15,8 кОм

Тип: S5-54V,Pном-0.125 Вт, ряд E192, допуск 0.01%, ТКС: +-10E-6 [1/ ⁰С] при t = (-60..+70) ⁰С.

Устанавливаем для R5 и R7 значение "S5-54V-" атрибута MODEL.

С учетом выбранных номиналов резисторов коэффициент усиления ВУ составит:

 (6.4.9)

В качестве ОУ DA1..DA3 выбираем OP-07E. С точки зрения использования в схеме дифференциального измерительного усилителя он обладает достаточно высоким КОСС (110 дБ), малыми Uсм, ДIвх и малым их температурным дрейфом.

С учетом выбранных номиналов полезный сигнал на выходе ВУ при 150 и при 250 ⁰С будет равен:

Uву_min = Ut_150•Kву_r = 0,15823 • 26,77966= 4,2373 В (6.4.10)

Uву_max = Ut_250•Kву_r = 0,19559 • 26,77966= 5,2378 В (6.4.11)

Расчетный диапазон изменения полезного сигнала на выходе ВУ составит:

ДUву = Uву_max - Uву_min = 5,2378 - 4,2373 = 1,0005В (6.4.12)

Дифференциальная помеха будет усилена с этим же коэффициентом усиления Kву_r, и ее амплитудное значение соответственно при 150 и при 250 град С составит:

Uву_пом_min = фab_пом_min • Kву_r = 0,07637•26,77966= 2,0452 В (6.4.13)

Uву_пом_max = фab_пом_max • Kву_r = 0,07771•26,77966= 2,0810 В (6.4.14)

Определим при помощи моделирования фактический диапазон изменения полезного сигнала, т.е. разность постоянных составляющих сигнала на выходе ВУ при Rt, соответствующих 150 ⁰С и 250 ⁰С. Transient- анализ в MicroCAP7 при температуре ИП 27 ⁰С дает следующие результаты (рис. 16, 17):

Uву_150 = (6,2805 + 2,1902)/2 = 4,23535 В

Uву_250 = (7,316 + 3,1543)/2 = 5,23515 В

ДUву_а = Uву_250 - Uву_150 = 5,23515 - 4,23535 = 0,9998 В

Рис.16. Сигнал на выходе при t = 150 ⁰С

Рис. 17. Сигнал на выходе при t = 250 ⁰С

6.5 Расчет фильтра постоянной составляющей (ФПС)

ФПС для данного ИП можно реализовывать либо в виде фильтра нижних частот (ФНЧ), либо в виде полоснозаграждающего фильтра (ПЗФ), настроенного на частоту 50 Гц. Выберем первый из этих вариантов. Так как высокая добротность в данном случае не требуется, выберем схему инвертирующего фильтра на основе ОУ с МОС (рис.18).

Рис. 18. Фильтр на основе ОУ с МОС

Расчет и анализ схемы ВУ показал, что составляющие полезного сигнала и помехи на его выходе имеют один порядок (единицы вольт). Найдем отношение "помеха/полезный сигнал" выходного сигнала ВУ для крайних температурных точек ТПС:

_ву_150 = Uву_пом_min/ Uву_min = 0,48268 (6.5.1)

_ву_250 = Uву_пом_max/ Uву_max = 0,39731 (6.5.2)

Отсюда следует, что при расчете необходимого затухания АЧХ ФПС на частоте помех (50 Гц) нужно пользоваться отношением "помеха/полезный сигнал" при температуре ТПС 150 ⁰С (_ву_150 = 0.48268), как максимальным в пределах диапазона измеряемой температуры.

С учетом допустимой погрешности всей схемы ИП (гдоп=0.5%) зададимся максимальной погрешностью (т.е отношением "помеха/полезный сигнал") на выходе фильтра ф = 0.2%.

Затухание [дБ] АЧХ ФПС на частоте 50 Гц при этом должно превысить следующее значение:

2 = 20 Log(ф/_ву_150) = 47.65253 (6.5.3)

Для выбора частоты среза необходимо определить частотный диапазон информационного сигнала и помех. Максимальная скорость изменения температуры по заданию составляет Vt=0.1 град/с. Определим отсюда максимальную частоту изменения информационного сигнала [Гц]:

ft = 2Vt / ДT = 2•0,1/100 = 0,002 Гц (6.5.4)

где Vt - максимальная скорость температуры

ДT- диапазон измеряемых температур;

Выберем частоту среза fc и ширину переходной области АЧХ так, чтобы частота информационного сигнала ft находилась в полосе пропускания, а частота f1 с затуханием 47,65253 дБ была меньше или равна 50 Гц :

Кфпс=1	fc=1	T=49
1=3	2=47,65253	c=2fc

Найдем нормированную ширину переходной области АЧХ:

T/fc = 49 (6.5.5)

Где T - ширина переходной области.

Найдем необходимый порядок фильтра для реализации заданной АЧХ. Для ФНЧ Чебышева:

(6.5.6)

Для ФНЧ Баттерворта:

(6.5.7)

При полученном одинаковом необходимом порядке(n=2) для ФНЧ Баттерворта и для ФНЧ Чебышева (т.е. аналогичных аппаратных затратах), выбираем ФНЧ Баттерворта, т.к. его АЧХ ближе к идеальной в частотном диапазоне информационного сигнала.

ФНЧ 2-го порядка обеспечивает наклон АЧХ в переходной области и полосе задерживания, примерно равный -40 дБ/дек. Увеличению частоты в 10 раз будет соответствовать уменьшение коэффициента передачи в 100 раз, затухание [дБ] на частотах выше fc будет изменяться по закону:

(6.5.8)

На частоте 50 Гц затухание АЧХ фильтра должно составить:

Таким образом, фильтр 2-го порядка должен с запасом обеспечить минимально необходимое затухание помехи 2.

Из справочника найдем нормированные коэффициенты передаточной функции для звена 2-го порядка ФНЧ Баттерворта:

B = 1,142114

C = 1

Добротность ФНЧ:

(6.5.9)

Рассчитаем элементы ФНЧ:

(6.5.10)

(6.5.11)

(6.5.12)

(6.5.13)

(6.5.14)

Для получения меньших емкостей конденсаторов поделим все емкости и умножим все сопротивления ФПС на общий коэффициент a = 14,705:

С1 = С1/а = 0,17 мкФ

С2 = С2/а = 0,68 мкФ

R1 = R1•a = 662 кОм

R2 = R2•а = 662 кОм

R3 = R3•a = 331 кОм

Т.к. реализуется фильтр 2-го порядка при необходимом порядке 1.55239, к элементам фильтра предъявляются менее жесткие требования по разбросу и температурной стабильности, чем к элементам ИОН, ИТ и ВУ. Исключение составляют резисторы R1 и R2, определяющие коэффициент передачи фильтра по постоянному току:

Kфпс(150)= - (R2/R1) (6.5.15)

Эти резисторы должны обязательно быть прецизионными, в отличие от остальных пассивных компонентов фильтра. Для моделирования худшего случая нужно принять ТКС резисторов R1 и R2 максимальным по модулю и противоположным по знаку.

Выбираем C1:

С1 = 169 нФ

Тип: К71-4, Uном-250 В, ряд E192, допуск 5%, предельный ТКЕ:+-100E-6 [1/⁰С] при t = (-60...+85) ⁰С.

Выбираем C2:

С2 = 681 нФ

Тип: К71-4, Uном-250 В, ряд E192, допуск 5%, предельный ТКЕ:+-100E-6 [1/⁰С] при t = (-60...+85) ⁰С.

В текстовом окне MicroCAP задаем для С1 и C2 модель конденсатора "K71-4+" с линейным ТКЕ = +100E-6 и значением разброса масштабного множителя емкости (C), равным 5%:

MODEL K71-4+ CAP (C=1 LOT=5% TC1=100E-6)

Выбираем R1,R2:

R1 = 649 кОм

R2 = 649 кОм

Тип: S5-54V,Pном-0.125 Вт, ряд E192, допуск 0.01%, ТКС:+-10E-6 [1/⁰С] при t = (-60...+70)⁰С.

В текстовом окне MicroCAP задаем для R1 модель резистора "S5-54V+" с линейным ТКС = +10E-6 и значением разброса масштабного множителя сопротивления (R), равным 0.01%, а для R2 - модель "S5-54V":

MODEL S5-54V+ RES (R=1 LOT=0.01% TC1=10E-6)

MODEL S5-54V- RES (R=1 LOT=0.01% TC1= -10E-6)

Выбираем R3:

R3 = 330 кОм

Тип: S5-54V,Pном-0.125 Вт, ряд E24, допуск 0.1%, группа ТКС - "А":

+-75E-6 [1/⁰С] при t = (-6..+20)⁰С

+-25E-6 [1/⁰С] при t = (+20..+155)⁰С

Т.к. ТКС резистора R3 в диапазоне температур (0..+20) ⁰С составляет +-75E-6 [1/⁰С], а в диапазоне температур (+20..+27) ⁰С составляет +-25E-6 [1/⁰С], модуль его эквивалентного линейного ТКС (максимального) для температуры +27 ⁰С будет равен:

TC_27 = (20/27)•75•10^-6+(7/27)•25•10^-6 = 62,037•10^-6 (6.5.16)

В текстовом окне MicroCAP задаем для R3 модель резистора "S2-29V+" с линейным ТКС = +62.037E-6 и значением разброса масштабного множителя сопротивления (R), равным 0.1%:

.MODEL S2-29V+ RES (R=1 LOT=0.1% TC1=62.037E-6)

Для минимизации смещения выходного напряжения данного каскада от входных токов ОУ к его неинвертирующему входу подключаем сопротивление R4:

(6.5.17)

Выбираем R4:

R4 = 657 кОм

Тип: С2-29В,Pном-0.125 Вт, ряд E192, допуск 0.1%, группа ТКС - "А":

+-75E-6 [1/⁰С] при t = (-6..+20) ⁰С

+-25E-6 [1/⁰С] при t = (+20..+155) ⁰С.

Устанавливаем для R4 значение "S2-29V+" атрибута MODEL.

Выбираем ОУ DA1 - OP-07E.

Расчетные значения крайних точек диапазона полезного сигнала на выходе ФПС с учетом выбранных номиналов:

Uфпс_min = Uву_min•(-R2/R1) = -4,2373 В (6.5.18)

Uфпс_max = Uву_max•(-R2/R1) = -5,2378 В (6.5.19)

Расчетный диапазон изменения полезного сигнала на выходе ФПС составит:

ДUфпс = | Uфпс_max - Uфпс_min | = 1,0005 В (6.5.20)

Результаты моделирования схемы данного фильтра в MicroCAP7 (по результатам AC-analyse, рис. 19, 20):

- коэффициент усиления на пост. токе:

- частота среза по графику: fср = 1,016

- коэффициент подавления помехи частотой 50 Гц:

б2r = -67,72188

(6.5.21)



Рис. 19. ЛАЧХ ФНЧ

Рис. 20. Коэффициент подавления помехи частотой 50 Гц

Для того, чтобы проконтролировать коэффициент передачи фильтра по постоянному току, входной источник Uin задан с уровнем постоянной составляющей 1 В. Выполнение Transient-анализа (рис. 21) при температуре ИП 27 ⁰С позволяет определить значение соответствующего выходного сигнала постоянного тока, равное -0.9996 В.



Рис. 21. Transient-анализа при температуре ИП 27 ⁰С

Согласно ГОСТ 13384-93 (СНГ) время установления выходного сигнала измерительных преобразователей для ТПС (время, в течение которого выходной сигнал преобразователей входит в зону предела допускаемой основной погрешности) должно выбираться из ряда: 0.05; 0.10; 0.15; 0.25; 0.4; 0.5; 1.0; 2.5; 5.0; 10; 30 с. С учетом инерционности ФПС выберем для проектируемого ИП время установления выходного сигнала 2.5 с. В связи с этим установим для всех сигналов общей схемы временные пределы моделирования в режиме Transient-анализа от 0 до 2.5 с. После этого установившиеся значения выходных сигналов каждого блока в общей схеме сразу после анализа могут считываться по метке "Right".

Диапазон изменения сигнала на выходе фильтра по результатам моделирования в общей схеме при температуре ИП 27 ⁰С (рис. 22, 23):

Uфпс_150 = -4,2335 В

Uфпс_250 = -5,2332 В

ДUфпс_а = | Uфпс_250 - Uфпс_150 | = 0,9997 В



Рис. 22. Диапазон изменения сигнала на выходе фильтра по результатам моделирования в общей схеме при температуре ТПС 150 ⁰С

Рис. 23. Диапазон изменения сигнала на выходе фильтра по результатам моделирования в общей схеме при температуре ТПС 250 ⁰С

Промежуточный вывод: отличие ДUфпс от ДUфпс_a уже на данном этапе моделирования, при комнатной температуре 27 ⁰С демонстрирует погрешность, "накопленную" в результате разброса температурных коэффициентов компонентов схемы и по причине неидеальности использованных микросхем (ОУ и ИОН).

6.6 Расчет сумматора

Для масштабирования и смещения характеристики в область нужных значений (минимальной температуре заданного диапазона должно соответствовать напряжение 0 В) используется сумматор (рис. 24) сигналов с выходов ФПС и ИОН.

Рис. 24. Схема сумматора

В дальнейших расчетных формулах учтено, что с выхода ФПС снимается сигнал отрицательного знака.

Выберем диапазон выходного напряжения сумматора (0...10)В:

Uoutmax = 10 В

Uoutmin = 0 В

Диапазон входного напряжения сумматора - это сигнал с выхода ФПС:

Uinmax = |Uфпс_max| = 5,378 В

Uinmin = |Uфпс_min| = 4,373 В

Uref = 10 В

Схема сумматора реализует математическую функцию:

Usum = (R3/R1)Uin - (R3/R2)Uref, при Uin<0 (6.6.1)

Следовательно, в соответствии с принятым правилом, для моделирования худшего случая нужно будет принять ТКС резистора R3 и резисторов R1, R2 максимальным по модулю и противоположным по знаку.

Задаемся значением R3:

R3 = 10 кОм

Тип: S5-54V,Pном-0.125 Вт, ряд E192, допуск 0.01%, ТКС:+-10E-6 [1/⁰С] при t = (-60...+70) ⁰С.

Устанавливаем для R3 значение "S5-54V-" атрибута MODEL.

Рассчитываем R1:

(6.6.2)

Расчетное значение коэффициента передачи сумматора по информационному синалу:

(6.6.3)

Для возможности регулировки динамического диапазона выходного сигнала и устранения мультипликативной погрешности ИП применяем последовательное соединение двух резисторов:

R1const = 530 Ом

Тип: S5-54V,Pном-0.125 Вт, ряд E192, допуск 0.01%, ТКС:+-10E-6 [1/⁰С] при t = (-60...+70) ⁰С.

R1var = 680 Ом

- подстрочный, тип: СП5-40А,Pном-5 Вт, ряд E6, допуск 10%, ТКС:+-150E-6 [1/⁰С] при t = (-60...+125)⁰С, разрешающая способность 0.005%.

Шаг регулировки R1var [Ом]:

(6.6.3)

Расчетное значение сопротивления подстроечного резистора:

R1var_c = R1 - R1const = 1000.5 - 530 = 470.4988 Ом (6.6.4)

С учетом дискретности регулирования R1var, можно выставить следующие его значения, ближайшие к расчетному:

R1var_d1 = 470.5260 Ом

R1var_d2 = 470.4920 Ом

Т.к. R1var_d1 ближе к R1var_c, значение R1 после регулировки составит:

R1 = R1const + R1var_d2 = 530 + 470.4935 = 1.000492 кОм (6.6.5)

Задаем для R1const значение "S5-54V+" атрибута MODEL, а для R1var создаем модель резистора "SP5-40A+" с линейным ТКС = +150E-6, без разброса масштабного множителя сопротивления (R): MODEL SP5-40A+ RES (R=1 TC1=150E-6)

Рассчитываем R2:

(6.6.6)

Расчетное значение коэффициента передачи сумматора по опорному напряжению:

 (6.6.7)

Для возможности регулировки постоянного смещения выходного сигнала и устранения аддитивной погрешности ИП применяем последовательное соединение двух резисторов:

R2const = 1890 Ом

Тип: S5-54V,Pном-0.125 Вт, ряд E192, допуск 0.01%, ТКС:+-10E-6 [1/⁰С] при t = (-60...+70)⁰С.

R2var = 680 Ом

- подстрочный, тип: СП5-40А,Pном-5 Вт, ряд E6, допуск 10%, ТКС:+-150E-6 [1/⁰С] при tC=(-60...+125)⁰С, разрешающая способность 0.005%.

Шаг регулировки R2var [Ом]:

(6.6.8)

Расчетное значение сопротивления подстроечного резистора:

R2var_c = R2 - R2const = 2361,18 - 1890 = 471.17779 Ом (6.6.9)

С учетом дискретности регулирования R2var, можно выставить следующие его значения, ближайшие к расчетному:

R2var_d1 = 471.20600 Ом

R2var_d2 = 471.17200 Ом

Т.к. R2var_d2 ближе к R2var_c, значение R2 после регулировки составит:

R2 = R2const + R2var_d2 = 1890 + 471.172 = 2.361172 кОм (6.6.10)

В MicroCAP задаем для R2const значение "S5-54V+", а для R2var - значение "SP5-40A+" атрибута MODEL

Выбираем ОУ DA1 - OP-07E.

Для минимизации смещения ОУ по постоянному току рассчитаем R4:

(6.6.11)

Выбираем R4:

R4 = 657 Ом

Тип: С2-29В,Pном-0.125 Вт, ряд E192, допуск 0.1%, группа ТКС -"А":

+-75E-6 [1/⁰С] при t = (-6...+20)⁰С

+-25E-6 [1/⁰С] при t = (+20...+155)⁰С.

Расчетные значения крайних точек диапазона полезного сигнала на выходе сумматора с учетом выбранных номиналов:

Uсум_min = Uinmin•R3/R1 - Uref•R3/R2 = -1.7238•10^-4 В (6.6.12)

Uсум_max = Uinmax•R3/R1 - Uref•R3/R2 = 9.9999 В (6.6.13)

Расчетный диапазон изменения полезного сигнала на выходе сумматора составит:

ДUсум = Uсум_max - Uсум_min = 9.9999 - (-1.7238•10^-5) = 10.0001 В (6.6.14)

Диапазон изменения сигнала на выходе сумматора по результатам "автономного" моделирования при температуре ИП 27 ⁰С (Transient-анализ MicroCAP, рис. 25):

Uсум_150 = 0,0003 В

Uсум_250 = 10,0001 В

ДUсум_avt = Uсум_250 - Uсум_150 = 10,0001 - 0,0003 = 9,9998 В

Рис. 25. Диапазон изменения сигнала на выходе сумматора по результатам "автономного" моделирования при температуре ИП 27 ⁰С (Transient-анализ MicroCAP)

Диапазон изменения сигнала на выходе сумматора по результатам моделирования в общей схеме при температуре ИП 27 ⁰С (Transient-анализ MicroCAP, рис. 26, 27):

Uсум_150 = -0,0006 В

Uсум_250 = 9.9907 В

ДUсум_all = Uсум_250 - Uсум_150 = 9.9908 - 0,0004 = 9.9913 В



Рис. 26. Сигнал на выходе сумматора по результатам моделирования в общей схеме при температуре 150⁰С (Transient-анализ MicroCAP)

Рис. 27. Сигнал на выходе сумматора по результатам моделирования в общей схеме при температуре 250 ⁰С (Transient-анализ MicroCAP)

Промежуточный вывод: по результатам моделирования при комнатной температуре 27 ⁰С видно, что напряжение на выходе сумматора Uсум содержит приведенные аддитивную и мультипликативную погрешности:

 (6.6.15)

(6.6.16)

6.7 Расчет выходного преобразователя "напряжение-ток" (ПНТ)

В качестве ПНТ, формирующего унифицированный токовый сигнал (0...5) мА используем схему Хауленда (рис. 28).

Рис. 28. Схема ПНТ

Входное напряжение ПНТ снимается с выхода сумматора: Uin = 10 В.

Согласно ГОСТ 26.011-80 (СССР), для средств измерений и автоматизации в случае формирования токовых сигналов в пределах значений (0...20) мА, нагрузочное сопротивление следует выбирать величиной 500 Ом.

Поэтому задаемся для расчета ПНТ максимальным сопротивлением нагрузки 500 Ом:

Rnmax = 500 Ом

Iout = 5 мА

Напряжение на нагрузке:

Unmax = Rnmax•Iout = 500•0,005 = 2,5 В (6.7.1)

Выбираем коэффициент в: в = Unmax = 2.5

Находим отношение R4/R5:

(6.7.2)

Задаемся номиналом R5:

R5 = 10 кОм

Тип: S5-54V,Pном-0.125 Вт, ряд E192, допуск 0.01%, ТКС:+-10E-6 [1/⁰С] при t = (-60...+70) ⁰С.

Рассчитываем R4:

R4 = R45•R5 = 0,1•10000 = 1 кОм (6.7.3)

Выбираем R4:

R4 = 1 кОм

Тип: S5-54V, Pном-0.125 Вт, ряд E192, допуск 0.01%, ТКС:+-10E-6 [1/⁰С] при tC=(-60...+70)⁰С.

Рассчитываем значения резисторов R2, R3:

R = R2 = R3 = Rnmax/в = 500/2.5 = 200 Ом (6.7.4)

Выбираем R2 и R3:

R2 = R3 = 200 Ом

Тип: S5-54V, Pном-0.125 Вт, ряд E192, допуск 0.01%, ТКС:+-10E-6 [1/⁰С] при t = (-60...+70) ⁰С.

Рассчитываем значение резистора R1:

(6.7.5)

Выбираем R1:

R1 = 3,97 кОм

Тип: S5-54V,Pном-0.125 Вт, ряд E192, допуск 0.01%, ТКС:+-10E-6 [1/⁰С] при t = (-60...+70) ⁰С.

По аналогии со схемой ИТ, устанавливаем для резисторов R1..R3, R5 значение "S5-54V+" атрибута MODEL, а для резистора R4 - значение "S5-54V-" атрибута MODEL.

Операционный усилитель ПНТ должен обеспечивать IвыхОУ >= 5 мА. Выбираем ОУ DA1 - OP-07E.

Проверка соотношения резисторов схемы ИТ Хауленда:

(6.7.6)

Проверка соотношения Uвых и Uн:

(6.7.7)

(6.7.8)

больше, чем Unmax = 2,5.

Расчетная крутизна преобразования ПНТ [1/Ом]:

 (6.7.9)

Вычислим выходное сопротивление ИТ с помощью двух опытов для разных нагрузочных сопротивлений.

Реально получено (в Transient-analyse с форматом вывода 8 знаков после запятой, рис. 29, 30):

Iout1 = 5.02705886 мА Un1 = 2.51352943 В (при Rn=500 Ом)

Iout2 = 5.03522951 мА Un2 = 0.25176148 В (при Rn=50 Ом)

Рис. 29.Выходной сигнал при Rn = 500 Ом

Рис. 30. Выходной сигнал при Rn = 50 Ом

Отсюда выходное сопротивление ПНТ при t = 27 ⁰С составит:

(6.7.10)

Расчетные значения крайних точек диапазона полезного сигнала на выходе ПНТ с учетом выбранных номиналов:

(6.7.11)

(6.7.12)

Расчетный диапазон изменения полезного сигнала на выходе ПНТ составит:

ДIout = Iout_max - Iout_min = 5 мА (6.7.13)

6.8 Анализ расчетной схемы ИП

Диапазон изменения сигнала на выходе ИП по результатам моделирования в общей схеме (Приложение А) при температуре ИП 27 ⁰С (Transient-анализ MicroCAP, 31, 32):

Iout_150 = -0.0041 мА

Iout_250 = 5.0183 мА

ДIout_all = Iout_250 - Iout_150 = 5.0224 мА



Рис. 31. Выходной ток при температуре ТПС 250 ⁰С

Рис. 32. Выходной ток при температуре ТПС 250 ⁰С

По результатам моделирования в общей схеме определим приведенные аддитивную и мультипликативную погрешности ИП при комнатной температуре 27 ⁰С:

(6.8.1)

(6.8.2)

Согласно определению, абсолютная погрешность измерительного преобразователя по выходу равна разности между истинным значением величины на выходе ИП и значением величины на выходе, определяемым с помощью номинальной функции преобразования ИП. Определим абсолютные погрешности ИП по результатам анализа для измеряемых температур 150 и 250 ⁰C:

Номинальная функция преобразования спроектированного ИП, согласно функциональной схеме, имеет вид:

Iout(t) = Uref•(Sит•Rt(t)•Kву_r•Kфпс•Ксум1 - Ксум2)•Sпит (6.8.3)

Расчетные значения выходного тока составят:

- для 150 ⁰С: Iout(150) = -1.79149•10^-4 мА

- для 250 ⁰С: Iout(250) = 4.99982 мА

Абсолютные погрешности для этих измеряемых температур составят:

ДIout_150 = Iout_150 - Iout(150) = -4.1 •10^-6 - (-1.79149•10^-7)= -3.92085 •10^-6 А (6.8.4)

ДIout_250 = Iout_250 - Iout(250) = 5.0183 •10^-3 - 4.99982 •10^-3= 1.84791 •10^-5 А (6.8.5)

Для оценки суммарной основной погрешности ИП рассчитаем приведенную погрешность для крайних точек измеряемого диапазона температур:

(6.8.6)

(6.8.7)

Т.к. г_250 > г_150, суммарная основная погрешность ИП г принимается равной г_250 (большей их них):

г = г_250 = 0.3696 ⁰/₀

Вывод: Заданный предел допускаемой основной погрешности ИП (гдоп=0.5%) при выбранном сочетании характеристик компонентов схемы обеспечивается. Если бы этого не было, то потребовалось бы провести дополнительную настройку схемы путем регулировки сопротивления переменных резисторов R18 ("Крутизна") и R20 ("Смещение") при комнатной температуре.

6.9 Настройка расчетной схемы ИП в условиях комнатной температуры

Методика дополнительной настройки схемы в условиях комнатной температуры следующая:

1) При помощи регулировки R18 ("Крутизна") устанавливается диапазон изменения выходного сигнала (5 мА). Увеличение R18 приводит к сужению диапазона выходного сигнала, а уменьшение R18 - к расширению диапазона выходного сигнала. В реальных условиях входные сигналы 0.15823 В (полезный сигнал при 150 ⁰С) и 0.19559 В (полезный сигнал при 250 ⁰С) для настройки диапазона ИП подаются на зажимы "a" и "b" с выхода образцового источника постоянного напряжения. Для моделирования этой настройки просто задаем Rt1=Rt2=79,113 Ом, а затем Rt1=Rt2=97,7935 Ом. По итогам регулировки диапазон изменения выходного сигнала должен составлять 5 мА (устраняется мультипликативная погрешность ИП).

2) При помощи регулировки R20 ("Смещение") выходная характеристика сдвигается в область положительных значений (при увеличении R20) или в область отрицательных значений (при уменьшении R20) без влияния на установленный ранее диапазон изменения выходного сигнала. При этом устраняется аддитивная погрешность ИП.

Промоделировав первый этап регулировки, получаем при R18=474,98 Ом:

Iout_150 = -0.0991•10^-3 А

Iout_250 = 4.9009•10^-3 А

ДIout_all = Iout_250 - Iout_150 = 5.0000•10^-3 А (6.9.1)

Промоделировав второй этап регулировки, получаем при R20=482.23 Ом:

Iout_150 = 0.000038778•10^-3 А

Iout_250 = 5.0000•10^-3 А

ДIout_all = Iout_250 - Iout_150 = 5.0000•10^-3 А (6.9.2)

Найдем реальное значение R18 с учетом дискретности регулирования:

R18var = 680 Ом

(6.9.3)

С учетом дискретности регулирования R18var, можно выставить следующие его значения, ближайшие к расчетному:

R18var_d1 = 474.98000 Ом

R18var_d2 = 474.98000 Ом

Значение R18 после регулировки составит:

R18 = 474.980000 Ом

Найдем реальное значение R20 с учетом дискретности регулирования:

R20var = 680 Ом

 (6.9.4)

С учетом дискретности регулирования R20var, можно выставить следующие его значения, ближайшие к расчетному:

R20var_d1 = 482.25600 Ом

R20var_d2 = 482.22200 Ом

Т.к. R20var_d2 ближе к R20var_c, значение R18 после регулировки составит:

R20 = 482.222000 Ом

Итоговый анализ отрегулированной схемы ИП при R18=474.98 Ом и R20=482,222 Ом дает следующие результаты:

Iout_150 = 0.000038778 мА

Iout_250 = 5.0000 мА

ДIout_all = Iout_250 - Iout_150 = 5.0000 - 0.000038778 = 5.0000 мА (6.9.5)

Вывод: аддитивная и мультипликативная погрешности ИП в условиях комнатной температуры могут быть устранены регулировкой R18 и R20.

7. Анализ основной погрешности ИП

Согласно ГОСТ 13384-93 (СНГ), основная погрешность ИП определяется при шести значениях выходного сигнала, соответствующих 0, 20, 40, 60, 80 и 100% диапазона изменения выходного сигнала. В соответствии с этим определим величину выходного сигнала ИП для значений температуры измеряемого диапазона, равных 150, 170, 190, 210, 230, 250) ⁰С.

В текстовом окне записываем следующие выражения.

1) Задаем глобальную температуру анализа схемы 27 ⁰С при помощи текстовой директивы

TEMP 27

2) Задаем для Rt1 и Rt2 сопротивление R0/2 = 79,113 Ом, затем задаем для них модель резистора "R_PT" с линейным ТКС = 3.9692E-3 и квадратичным ТКС = -5,829E-7, указываем значение относительной физической температуры компонента T_REL_GLOBAL, равное разнице между физической температурой компонента и глобальной температурой анализа.

После этого в данной модели для различных температур ТПС достаточно будет перед анализом только изменять последний параметр:

- для t = 150 град С

MODEL R_PT RES (R=1 TC1=3.9692E-3 TC2=-5.829E-7 T_REL_GLOBAL=123)

- для t = 170 град С

MODEL R_PT RES (R=1 TC1=3.9692E-3 TC2=-5.829E-7 T_REL_GLOBAL=143)

- для t = 190 град С

MODEL R_PT RES (R=1 TC1=3.9692E-3 TC2=-5.829E-7 T_REL_GLOBAL=163)

- для t = 210 град С

MODEL R_PT RES (R=1 TC1=3.9692E-3 TC2=-5.829E-7 T_REL_GLOBAL=183)

- для t = 230 град С

MODEL R_PT RES (R=1 TC1=3.9692E-3 TC2=-5.829E-7 T_REL_GLOBAL=203)

- для t = 250 град С

MODEL R_PT RES (R=1 TC1=3.9692E-3 TC2=-5.829E-7 T_REL_GLOBAL=223)

Расчетные значения выходного тока, согласно функции преобразования ИП, должны составить:

t, 0C	Iout(t), мА
150	-1.791e-4
170	1.012
190	2.019
210	3.019
230	4.012
250	5.000

Значения выходного тока, полученные при моделировании (рис. 33-38):

Iout_150 = 0.0001 мА

Iout_170 = 1.0126 мА

Iout_190 = 2.0188 мА

Iout_210 = 3.0188 мА

Iout_230 = 4.0125 мА

Iout_250 = 5.0000 мА



Рис. 33. Выходной сигнал при температуре ТПС 150 ⁰С

Рис. 34. Выходной сигнал при температуре ТПС 170 ⁰С



Рис. 35. Выходной сигнал при температуре ТПС 190 ⁰С

Рис. 36. Выходной сигнал при температуре ТПС 210 ⁰С



Рис. 37. Выходной сигнал при температуре ТПС 230 ⁰С

Рис. 38. Выходной сигнал при температуре ТПС 250 ⁰С

Рассчитаем абсолютные погрешности ИП для температур t = 150, 170, 190, 210, 230, 250 ⁰С:

ДIout_150 = Iout_150 - Iout(150) = 2.79149•10^-7 А (7.1)

ДIout_170 = Iout_170 - Iout(170) = 2.97484•10^-7 А (7.2)

ДIout_190 = Iout_190 - Iout(190) = 2.56651•10^-7 А (7.3)

ДIout_210 = Iout_210 - Iout(210) = 2.56651•10^-7 А (7.4)

ДIout_230 = Iout_230 - Iout(230) = 1.97484•10^-7 А (7.5)