Исходные данные. При расчете параметров силовой схемы однофазного управляемого выпрямителя приняты следующие исходные данные: (В-20), количество фаз сети, n = 1; частота питающей сети, f_c = 50 Гц;

- вид схемы преобразователя: мостовая; фазное напряжение питающей сети, U_c = 220 В; колебания напряжения питающей сети U_c = +10%, - 15%; характер нагрузки - активно-индуктивная; максимальное значение выпрямленного тока нагрузки I_d0 = 50 А; вид охлаждения: естественный; температура окружающей среды, Т_с = 25 ⁰С.

Для питания силовой части УВ переменным напряжением будем использовать имеющийся в наличии силовой трансформатор: напряжение первичной обмотки трансформатора, U₁=220В; фазное напряжение вторичной обмотки трансформатора, U₂=127В.

Проверочный расчет параметров силового трансформатора

На чертеже приведена полная принципиальная схема однофазного управляемого выпрямителя, содержащая систему управления и силовую часть.

Силовая часть содержит силовой однофазный трансформатор Т2, тиристоры VS1-VS4, коммутационную и защитную аппаратуру (переключатель S1 и предохранители FU1 и FU2). Параллельно тиристорам подсоединены демпфирующие RC-цепочки (снабберы). К первичной цепи трансформатора подсоединен синхронизирующий трансформатор Т1, синхронизирующий работу системы управления и силовой части управляемого выпрямителя.

Рассмотрим устройство и работу системы управления.

Переменное напряжение сети, синхронизирующее работу системы управления, через понижающий трансформатор Т1 подается на базы транзисторов VT1 и VT2. При подаче положительной полярности напряжения синхронизации транзистор VT1 открыт, а транзистор VT2 закрыт. При отрицательной полярности наоборот, открыт транзистор VT2, а транзистор VT1 закрыт. В результате на коллекторах транзисторов формируются противофазные импульсы напряжения трапецеидальной формы, с частотой f_С = 50 Гц. При этом длительность импульса несколько больше длительности паузы. Противофазные напряжения далее подаются на входы элемента 2И (DD1). В результате на выходе элемента 2И формируются узкие импульсы (рисунок) частотой 100 Гц и длительностью t_И = 100 мкС, которые подаются на вход транзистора VT3, осуществляющего разряд времязадающего конденсатора C1 генератора линейно изменяющегося (опорного) напряжения. В результате поочередного открывания и закрывания транзистора VT3 происходит периодический, с частотой 100 Гц, заряд и разряд конденсатора C1, а на выходе интегратора на микросхеме DA1 формируется пилообразное линейно нарастающее напряжение Uглин. Постоянная времени заряда конденсатора _зар = C1• (R5 + R6).

Пилообразное линейно изменяющееся напряжение с выхода DA1 подается на неинвертирующий вход компаратора DА2. На другой вход компаратора подается напряжение Uрег.

В исходном состоянии на выходе компаратора DA2 будет отрицательное напряжение. Когда напряжение на неинвертирующем входе компаратора увеличится до величины Uрег, напряжение на выходе компаратора скачком изменяется и становится положительным до окончания полупериода переменного напряжения данной фазы. Таким образом на выходе компаратора формируются прямоугольные импульсы, передний фронт которых можно смещать изменением Uрег. При изменении Uрег от нуля до Uрег. max = Uгпн. max передний фронт импульсов смещается от нуля до _max 175 эл. град.

Одновибратор DD2 формирует импульсы напряжения длительностью tи, необходимой для надежного открывания тиристоров (tи = 50…100 мкс).

Ограничитель амплитуды импульсов на диодах VD4, VD5 ограничивает амплитуду импульсов, снимаемых с компаратора DA2, имеющего напряжение питания 15 В, до уровня питания цифровых микросхем ТТЛ-серии (+ 5В).

Прямоугольные импульсы с выхода одновибратора через распределитель импульсов (DD3) подаются на входы двухкаскадных импульсных усилителей на транзисторах VT4, VT6 и VT5, VT7. Нагрузкой усилителей импульсов являются импульсные трансформаторы, которые обеспечивает гальваническую развязку низковольтной системы управления от высоковольтной силовой части управляемого выпрямителя.

3.3 Расчет функциональных узлов системы управления

3.3.1 Расчет параметров импульсов управления тиристорами

Расчет элементов системы управления выполняется в следующей последовательности: вначале рассчитываются и определяются параметры импульсов управления тиристорами и рассчитывается выходной каскад, а затем расчет продолжают, начиная с первого каскада [8].

При разработке систем управления (СУ) тиристорами общего применения (незапираемыми) необходимо учитывать следующее.

1) Сигнал управления служит только для включения тиристора. По этой причине управление тиристором можно осуществлять короткими импульсами. Это снижает потери в тиристоре и мощность, потребляемую СУ от источника питания.

2) Импульс управления должен иметь максимально возможную скорость нарастания и повышенную амплитуду тока в начальный момент включения тиристора. Это ускоряет процесс включения и повышает максимально допустимую скорость нарастания анодного тока тиристора (di_а/dt) _макс и снижает вероятность выхода его из строя.

Амплитуда тока и амплитуда напряжения импульсов управления определяются типом тиристора, характером нагрузки и должны быть достаточны для надежного включения любого тиристора выбранного типа во всем диапазоне рабочих температур. В то же время ток управления I_у и напряжение на управляющем электроде тиристора U_у не должны превышать максимально допустимых для данного типа тиристора значений, чтобы не вывести тиристор из строя.

Для расчета необходимой величины тока и напряжения управления используются предельные характеристики цепи управления.

Свойства источника управляющих импульсов характеризуются его нагрузочной линией - прямой, соединяющей точку U_{у. хх}, соответствующую напряжению холостого хода источника управляющих сигналов при отключенном управляющем электроде тиристора, с точкой I_{у. кз}, соответствующей выходному току источника сигналов управления при коротком замыкании входной цепи тиристора. При этом I_{у. кз} = U_{у. хх}/R_вн, где R_вн - внутреннее сопротивление источника управляющих сигналов (выходного каскада СУ). В это сопротивление входит и добавочное сопротивление, включенное последовательно в цепь управляющего электрода тиристора.

Для надежного включения любого тиристора выбранного типа нагрузочная характеристика источника управляющего сигнала должна располагаться выше области негарантированного включения тиристора, ограниченной минимальными значениями отпирающего тока управления I_{y. o.} и отпирающего напряжения управления U_{y. o.,} либо соприкасаться с ней в одной точке. В то же время данная нагрузочная характеристика должна проходить ниже кривой, характеризующей максимально допустимую мощность потерь на управляющем электроде тиристора (для данной частоты и скважности управляющих импульсов).

Наиболее оптимальным является источник управляющих импульсов, имеющий напряжение холостого хода равное U_{у. хх} =2 U_{y. o.,} а ток короткого замыкания I_{у. кз}=2 I_{y. o.} [8].

Снижение напряжения U_{у. хх} и уменьшение наклона нагрузочной характеристики источника управляющих сигналов нецелесообразно, т.к. приводит к увеличению мощности, выделяемой в управляющем переходе тиристоров с малым сопротивлением управляющего перехода и резко неравномерной загрузке током управляющих переходов тиристоров. Увеличение наклона характеристики также приводит к неравномерной загрузке управляющих переходов и к увеличению напряжения питания и мощности источника импульсов.

Для обеспечения уверенного включения тиристора при любых неблагоприятных сочетаниях внешних факторов (окружающей температуры, питающего напряжения) область негарантированного включения должна быть построена для минимальной окружающей температуры, а напряжение управления должно быть взято с учетом его допустимого снижения.

Длительность импульсов управления t_и должна быть больше времени включения тиристора t_вкл, т.е. должно выполняться условие t_и t_вкл. Но в любом случае длительность импульсов должна быть достаточной, чтобы за время t_и силовой ток тиристора I_а должен успеть нарасти до значения не менее тока включения тиристора I_вкл, т.е. должно выполняться условие I_а I_вкл. В этом случае происходит гарантированное включение тиристора. Выполнение последнего условия (I_а I_вкл) особенно необходимо проверять в моменты запуска (включения) тиристорного преобразователя, работающего на активно-индуктивную нагрузку. Индуктивность нагрузки приводит к затягиванию процесса нарастания тока в тиристоре. При активно-индуктивной нагрузке ток в силовой цепи тиристора нарастает сравнительно медленно, в этом случае для управления тиристорами рекомендуется использовать более широкие импульсы управления (длительностью 100мкс. и более).

Разрабатывая источник управляющих сигналов, необходимо учитывать, что управляющее напряжение, подаваемое на тиристор, должно быть однополярным. Отрицательное напряжение на управляющем электроде не должно превышать значений, указанных в ТУ и паспортных данных тиристора (обычно это, примерно, 0.5 В). Для предохранения управляющей цепи от недопустимого отрицательного напряжения (например, обратного выброса напряжения импульсного трансформатора) последовательно в цепь управляющего электрода включается диод.

В результате расчета силовой схемы выбран тиристор типа Т112-16 имеющий следующие параметры [7]:

максимально допустимый средний ток, I_{а. ср} - 16 А;

отпирающее напряжение управления, U_у.0 - 7,5 В;

отпирающий ток управления, I_у.0 - 0,12 А;

время включения, t_вкл - 10 мкс.

Оптимальным является положение линии нагрузки, на семействе входных характеристик, при котором U_{у. хх} = 2U_у.0; I_{у. кз} =2 I_у.0.

Таким образом, параметры источника управляющих импульсов равны:

U_{у. хх} = 15 В; I_{у. кз} = 0,24 А.

Для управления тиристором используем импульсы прямоугольной формы. Длительность импульсов t_и выбирается из условия t_и t_вкл. Учитывая что тиристор типа Т112-10 имеет время включения t_вкл = 10 мкс, выбираем t_и = 100мкс.

3.3.2 Источник синхронизирующих напряжений

Источник синхронизирующих напряжений (рисунок 3.1) вырабатывает систему импульсов синхронизирующих работу функциональных узлов системы управления с переменным напряжением питания силовой части: прямые и инверсные импульсы (U_С1 и U_С2) прямоугольной формы типа "меандр", синхронизированные с переменным напряжением сети, и синхроимпульсы U_СИ прямоугольной формы, длительностью t_И =100 мкС, следующие с частотой f_СИ = 2f_С = 100 Гц.

Рисунок 3.1 - Источник синхронизирующих напряжений

ИСН выполнен на транзисторах VT1, VT2 и микросхеме DD1. Транзисторы VT1 и VT2 работают в режиме усилителей - ограничителей.

На вход системы управления через понижающий трансформатор Т1 подается переменное напряжение с частотой Гц, синхронизирующее работу системы управления и силовой схемы. При подаче положительной полуволны переменного напряжения транзистор VT1 открыт, а VT2 закрыт. Напряжение на коллекторе открытого транзистора . Это напряжение соответствует уровню логического нуля. Напряжение на коллекторе закрытого транзистора В. Это напряжение соответствует уровню логической единицы. Сформированные уровни напряжений подаются на входы элементов микросхемы DD1. В результате этого на выходе элемента DD1.4 формируются короткие импульсы с частотой Гц, а на выходах элементов DD1.1 и DD1.3 формируется противофазное напряжение прямоугольной формы с частотой 50 Гц.

Импульсы с выхода элемента DD1.4 синхронизируют работу ГЛИН.

В качестве транзисторов VT1 и VT2 выбираем транзисторы КТ315А. Максимально допустимый ток коллектора транзисторов в импульсном режиме равен мА.

Выбираем резисторы кОм. Такая величина резисторов хорошо согласуется с входным сопротивлением ТТЛ микросхем.

Ток коллектора транзисторов в открытом состоянии равен

; мА.

Данное значение тока меньше предельно-допустимого значения

мА.

При помощи транзисторов VT1 и VT2 синусоидальное напряжение, снимаемое со вторичных полуобмоток синхронизирующего трансформатора Т1 преобразуется в напряжение почти прямоугольной формы, снимаемое с коллекторов транзисторов. Для получения хорошей прямоугольности выберем ток базы транзистора из условия

, где ;

- ток базы насыщения. Для транзистора VT1

;

- коэффициент усиления транзистора VT1 (минимальное значение), для транзистора КТ315А .

Используя приведенные выше соотношения, определяем величину резистора R1

; кОм;

Выбираем резистор кОм.

3.3.3 Генератор линейно изменяющегося напряжения

При реализации схемы ГЛИН необходимо учитывать технические требования для СУ, касающиеся узла управления и характера регулировочной характеристики выпрямителя.

В некоторых случаях функции синхронизатора и ГЛИН могут быть совмещены. Например, в качестве выходного напряжения ГЛИН можно использовать напряжение из вторичных обмоток трансформатора синхронизации. Однако это возможно только когда искажения сети ничтожны. Если питающая сеть подвержена влиянию искажений, то этот недостаток может быть устранен в схемах с коммутаторами. В качестве основного элемента ГЛИН в этом случае используется конденсатор. Синхронизация с сетью осуществляется через коммутатор. С этой целью коммутатор подключается параллельно к конденсатору ГЛИН и периодически осуществляет его разряд. Работа коммутатора должна быть синхронизирована с напряжением питающей сети. На выходе ГЛИН формируется линейно изменяющееся напряжение, которое не зависит от колебаний напряжения питающей сети. Момент начала заряда конденсатора зависит только от момента перехода переменного напряжения через ноль. В качестве генератора линейно изменяющегося напряжения (ГЛИН) используется интегратор на микросхеме DA1, который содержит времязадающую цепочку (R5, R6, C1). Разрядный транзистор VT3, осуществляет синхронизацию работы ГЛИН с переменным напряжением сети. На базу транзистора VT3 подаются импульсы напряжения t_И=100 мкС с выхода ИСН. При поступлении входного импульса транзистор VT3 находится в открытом состоянии, напряжение на его коллекторе равно и конденсатор С1 разряжен. Когда транзистор VT3 закрыт происходит заряд конденсатора С1. В качестве транзистора VT3 выбираем транзистор типа КТ315А, имеющий максимально допустимый ток коллектора [11]. Величину последовательно включенных резисторов R5+R6 определяем из формулы:

, где - напряжение питания, = 15 В.

.

Принимаем R5+R6=3кОм.

Резистор R6 необходим для подстройки ГЛИН, с учетом этого принимаем

R6=0,2• (R5+R6) =600 Ом.

Выбираем согласно стандартному ряду значения резисторов

R6=590 Ом, R5=2,4 кОм.

Диод VD3 повышает помехоустойчивость управления ключевым транзистором VT3. В качестве VD3 выбираем диод типа КД521А.

Проверяем максимальное значение тока коллектора

мА.

Резистор R4 в цепи базы транзистора VT3 выбираем из условия насыщения транзистора

,

кОм.

Выбираем резистор R4=4,9 кОм.

Емкость конденсатора С1 рассчитываем по формуле [8]

,

где - период переменного напряжения, ;

- амплитуда пилообразного напряжения, ,

мкФ.

3.3.4 Устройство сравнения

Выбор схемы узла сравнения зависит от типа используемого ГЛИН (источник тока или напряжения) и точности фиксирования момента равенства опорного и управляющего напряжений. Наибольшее распространение получили устройства сравнения на транзисторах и на интегральных операционных усилителях. В качестве устройств сравнения можно использовать компараторы.

Отметим положительные качества, получаемые в результате применения интегральных операционных усилителей в качестве устройств сравнения:

высокая точность фиксирования момента равенства сравниваемых напряжений;

возможность сравнивания большого числа входных сигналов;

высокое входное сопротивление, что позволяет использовать управляющие источники малой мощности.

В качестве сравнивающего устройства применяем операционный усилитель типа К553 УД1.

3.3.5 Формирователь длительности импульсов

При разработке формирователей длительности импульсов (ФДИ) необходимо руководствоваться требованиями к СУ тиристорами. Параметры импульсов управления должны обеспечивать надежное включение тиристоров при всех возможных значениях окружающей температуры. Наибольшее распространение получили два способа управления тиристорами: узкими (длительностью 50-500 мкс) и широкими импульсами (длительностью Т_С/6). В случае управления узкими импульсами применяются различные схемы с формирующими RC - цепями. Для этой цели можно использовать схемы ждущих блокинг-генераторов или ждущих мультивибраторов на базе операционных усилителей, однако, чаще используют усилители на транзисторах или операционные усилители с дифференцирующими (укорачивающими) RC - цепями на входе. Такие схемы обеспечивает лучшую помехоустойчивость СУ.

В качестве формирователя длительности импульсов используем одновибратор К155АГ1. Условное графическое обозначение ИМС К155АГ1 и подключение времязадающих цепей показано на рисунке 3.3. Микросхема К155АГ1 имеет три входа запуска, выводы для подключения времязадающих цепей (С и RC), прямой и инверсный выходы [10].

Рисунок 3.2 - Схема подключения микросхемы К155АГ1

Длительность импульсов формируемых па выходе одновибратора определяется по формуле (нумерация элементов см. чертеж 210106. Д08.218.01.00Э3)

t_И = 0,7•R13•C2.

Из формулы определяем значение резистора

.

Принимаем С2 = 22нФ, длительность импульсов t_и = 100 мкс

кОм.

Принимаем R13=6,2кОм. Незначительное уменьшение длительности импульсов в связи с уменьшением по сравнению с расчетным значением не имеет существенного значения.

3.3.6 Расчет выходного каскада системы управления тиристорами

Усилитель импульсов предназначен для усиления амплитуды импульсов управления, если на выходе ФДИ она недостаточна.

В качестве выходных каскадов систем управления тиристорами на практике часто используются блокинг-генераторы, работающие в ждущем режиме, и усилители на транзисторах, работающие в ключевом режиме. Блокинг-генераторы используются в качестве формирователей "узких" импульсов управления тиристорами длительностью не более нескольких десятков мкс. Импульсные транзисторные усилители могут использоваться для получения более "широких" импульсов длительностью до нескольких мс. В современных тиристорных преобразователях в качестве выходных каскадов СУ обычно применяют транзисторные усилители импульсов. Транзисторный усилитель усиливает по напряжению, току и мощности импульсы, поступающие с выхода формирователя длительности импульсов (ФДИ), до значений, обеспечивающих надежное открывание тиристоров силовой части преобразователя. Усилитель должен обеспечивать минимальное время включения тиристора за счет высокой скорости нарастания тока управления тиристора I_у.

В качестве выходного каскада системы управления тиристорами однофазного управляемого выпрямителя применяем двухкаскадный усилитель импульсов на транзисторах с импульсным трансформатором на выходе, управляемый сигналами низкого уровня (рисунок 3.3). Импульсный трансформатор, осуществляет гальваническую развязку системы управления и силовой части преобразователя. Диод VD2 устраняет перенапряжения на транзисторе VT2 в момент его запирания. Диоды VD3 и VD4 исключают попадание импульсов отрицательной полярности на управляющий электрод тиристора. Транзисторы VT1 и VT2 в данной схеме работают в ключевом (импульсном) режиме. Для повышения надежности работы схемы на базу выходного транзистора подаем отрицательное напряжение, поддерживающее транзистор в закрытом состоянии при отсутствии входного управляющего сигнала.

Рисунок 3.3 - Усилитель импульсов управления тиристорами

Исходными данными для расчета выходного усилителя импульсов являются.

1) Рассчитанные ранее значения выходных параметров: напряжение холостого хода (U_{у. хх}) и ток короткого замыкания (I_{у. кз}), которые должны быть обеспечены на выходе усилителя импульсов.

2) Параметры выбранных тиристоров: время включения (t_вкл.) и время выключения (t_выкл.).

3) Параметры импульсов управления: длительность импульсов (t_и) и частота следования импульсов (F_и).

4) Параметры импульсов действующих на входе оконечного усилителя, которые формируются предыдущими каскадами системы управления: амплитудные значения входного тока (I_{вх. м}) и входного напряжения (U_{вх. м}).

Расчет параметров усилителя

1. Определим значение резисторов R5 и R6 ограничивающих амплитуду тока управляющих импульсов

Из ряда стандартных значений резисторов выбираем стандартное значение резистора R5 = R6 = 62 Ом.

2. Величину напряжения коллекторного питания транзистора VT2 выбираем равным 15 В.

3. Коэффициент трансформации импульсного трансформатора находим по формуле

,

где - напряжение на коллекторе транзистора в режиме насыщения. Принимаем =1В.

.

4. Максимальное значение тока коллектора транзистора VT2

,

где - ток нагрузки, приведенный к коллекторной обмотке;

- ток намагничивания трансформатора.

.

5. Выбираем из справочника транзистор, удовлетворяющий условиям

, ,

где - максимально - допустимое напряжение на коллекторе; - максимально - допустимый ток коллектора транзистора.

Заданным условиям удовлетворяет транзистор типа КТ817Б, имеющий параметры [11]: коэффициент усиления по току = 40 - 70; напряжение насыщения база-эмиттер = 2 В; напряжение насыщения коллектор - эмиттер, =0,6 В; максимально-допустимое напряжение коллектор-эмиттер, = 40 В; максимально-допустимый ток коллектора, = 1.5 А; максимально-допустимая мощность, рассеиваемая на коллекторе с радиатором =10 Вт (без радиатора 1Вт).

6. Рассчитаем ток базы транзистора VT2, обеспечивающий режим насыщения

,

где S = 1,2…1,5 - коэффициент насыщения транзистора VT2;

_2min - минимальное значение коэффициента усиления транзистора.

7. Сопротивление резистора R3 найдем из соотношения

,

где - напряжение питания транзистора VT1, Е₁ =15В; - напряжение насыщения "коллектор-эмиттер" транзистора VT1, = 1В; - напряжение насыщения "база-эмиттер" транзистора VT2; =2 В.

Ом.

Принимаем R3=560 Ом.

8. Ток коллектора транзистора VT1 в насыщенном состоянии равен

,

где - напряжение на коллекторе VT1 в насыщенном состоянии (U_{к1. нас} = 1 В).

= 15 В, = 2 В.

А

9. Выбираем транзистор VT1 из условий:

; .

Заданным условиям удовлетворяет транзистор типа КT361А, имеющий параметры [11]:

коэффициент усиления по току, = 20 - 300; напряжение база-эмиттер, = 1 В; максимально-допустимое напряжение коллектор-эмиттер, = 40 В; максимально-допустимый ток коллектора, = 50 мА; максимально-допустимая мощность, рассеиваемая на коллекторе, = 0,15 Вт.

10. Определим ток базы