Размещено на http://www.allbest.ru/

Введение

Новое перспективное направление в гражданской электросвязи - применение шумоподобных сигналов (ШПС) по сравнению с обычными узкополосными телекоммуникационными системами - обладает рядом преимуществ.

Шумоподобные сигналы получили применение в широкополосных системах связи, так как: обеспечивают высокую помехозащищенность систем связи; позволяют организовать одновременную работу многих абонентов в общей полосе частот при асинхронно - адресном принципе работы системы связи, основанном на кодовом разделении абонентов; позволяют успешно бороться с многолучевым распространением радиоволн путем разделения лучей; обеспечивают совместимость передачи информации с измерением параметров движения объекта в системах подвижной связи; обеспечивают электромагнитную совместимость (ЭМС) ШСС с узкополосными системами радиосвязи и радиовещания, системами телевизионного вещания, обеспечивают лучшее использование спектра частот на ограниченной территории по сравнению с узкополосными системами связи. Целью данной работы является разработка приемника системы связи с шумоподобными сигналами. При проектировании данного приемника необходимо не только стремиться к миниатюризации элементной базы, но, необходимо и обязательно, учесть все особенности приема шумоподобных сигналов. Для этого необходимо усложнить схему приемника, привнеся в нее коррелятор и систему синхронизации и обнаружения. Но такое усложнение схемы приемника оправдано подпомеховой передачей информации и "шифрованием" (расширением) псевдослучайной последовательностью узкополосного сигнала, что позволяет передавать секретную и дорогостоящую информацию с наименьшей вероятностью ее перехвата.

1. Анализ технического задания

Проведем анализ технического задания. Приемник шумоподобных сигналов осуществляет дополнительную демодуляцию от расширяющего кода (ПСП) для того, чтобы выделить передаваемую информацию. Здесь и проявляются основные отличия приемника, предназначенного для приема ШПС. В обычной схеме, например, для приема дискретной информации типа телеграфного сигнала производится усиление в УРЧ и преобразование частоты (преобразований может быть несколько, это не меняет существа дела). После демодулятора передаваемая информация становится доступной для дальнейшей обработки - прием на слух или передача на печатающее устройство.

Теоретической основой метода приема сигналов с распределенным спектром является корреляция. Процесс корреляции осуществляется в главном узле приемника ШПС, называемом коррелятором. Принципиальная схема коррелятора состоит из балансного смесителя и следующего за ним интегратора или узкополосного фильтра ФНЧ для усреднения. В смесителе принимаемый сигнал умножается на копию ПСП, используемую в передатчике. Настройка заключается в согласовании параметров расширяющей спектр ПСП в передатчике с копией ПСП в приемнике. Главное условие нормальной работы аппаратуры ШПС - строгое согласование частотных и временных параметров, типов модуляции принимаемых и опорных сигналов. Только при этом условии в корреляторе широкополосная модуляция устраняется в полезном сигнале и сохраняется в других. Такое согласование обеспечивает система синхронизации и обнаружения. В нее могут входить несколько следящих систем фазовой и частотной автоподстройки и система слежения за задержкой.

Корреляцию очень удобно представить как процесс перемножения двух двоичных последовательностей. Если значительное число нулей и единиц и порядок их следования в сравниваемых последовательностях совпадают, то на выходе перемножителя образуется длинная последовательность нулей или единиц, отражающая переданную информацию. Эта последовательность пропускается через узкополосный фильтр. При этом происходит улучшение отношения сигнал/шум на выходе коррелятора по отношению к входу в N раз. В идеальном случае, в условиях полной синхронизации, расширение спектра полностью снимается как есть и после коррелятора можно наблюдать обычную последовательность длинных информационных посылок, как в любой узкополосной системе связи после синхронного детектора.

Такой метод приема определяет основные достоинства применения ШПС. При умножении на опорную копию кода остальные сигналы, модулированные другим кодом, не совпадающим хотя бы по одному параметру (частоте следования битов ПСП, их взаимному расположению, сдвигу начала кодовой последовательности), превращаются в хаотическую последовательность коротких импульсов с широким спектром. В результате через узкополосный фильтр проходит лишь малая часть энергии несогласованных сигналов. Так реализуется механизм кодового разделения. Аналогично узкополосная помеха при таком методе приема также дробится на беспорядочную последовательность коротких импульсов и ослабляется фильтром.

Таким образом, в одном узле обеспечивается как кодовое разделение, так и запас помехоустойчивости по отношению к большому числу помех разного типа. Однако при этом возникает несколько серьезных проблем. Одна из них - точность синхронизации принимаемого сигнала и сигнала генератора кода в приемнике, а, кроме того, необходимо решение ряда других задач, связанных с обнаружением ШПС и вхождением в связь. Тем не менее, все эти проблемы решаются, что обеспечивает реализацию преимуществ применения ШПС.



Основной характеристикой ШПС является база сигнала, определяемая как произведение ширины его спектра F на его длительность Т: B = FT

Для узкополосных сигналов В = 1, а для ШПС В >> 1.

В цифровых системах связи, передающих информацию в виде двоичных символов, длительность ШПС Т и скорость передачи сообщений С связаны соотношением Т = 1/С. Поэтому база сигнала В = F/C характеризует расширение спектра ШПС (S_шпс) относительно спектра сообщения. Расширение спектра частот передаваемых цифровых сообщений может осуществляться двумя методами или их комбинацией:

1. прямым расширением спектра частот;

2. скачкообразным изменением частоты несущей.

При первом способе узкополосный сигнал (рисунок 4) умножается на псевдослучайную последовательность (ПСП) с периодом повторения Т, включающую N бит последовательности длительностью каждый. В этом случае база ШПС численно равна количеству элементов ПСП В = Т/₀ = N.

Скачкообразное изменение частоты (рисунок 5), как правило, осуществляется за счет быстрой перестройки частоты синтезатора в соответствии с законом формирования ПСП.



Прием ШПС осуществляется оптимальным приемником, который для сигнала с полностью известными параметрами вычисляет корреляционный интеграл

где x(t) - входной сигнал, представляющий собой сумму полезного сигнала u(t) и помехи n(t) (в данном случае белый шум). Затем величина Z сравнивается с порогом Z₀. Значение корреляционного интеграла находится с помощью коррелятора (рисунок 6) или согласованного фильтра. Коррелятор осуществляет "сжатие" спектра широкополосного входного сигнала путем умножения его на эталонную копию u(t) с последующей фильтрацией в полосе 1/Т, что и приводит к улучшению отношения сигнал/шум на выходе коррелятора в 2В раз по отношению ко входу. При возникновении задержки между принимаемым и опорным сигналами амплитуда выходного сигнала коррелятора уменьшается и приближается к нулю, когда задержка становится равной длительности элемента ПСП ₀. Это изменение амплитуды выходного сигнала коррелятора определяется видом АКФ - автокорреляционной функции (при совпадающих входной и опорной ПСП) и ВКФ - взаимнокорреляционной функции (при отличающихся входной и опорной ПСП). На рисунке 7 а), б), в) показаны, соответственно, структура М-последовательности с N-15, вид ее периодической АКФ и апериодической АКФ, то есть периодически не продолжающейся во времени.

Выбирая определенный ансамбль сигналов с "хорошими" взаимными и автокорреляционными свойствами можно обеспечить в процессе корреляционной обработки (свертки ШПС) разделение сигналов. На этом основан принцип кодового разделения каналов связи.

В существующих и разрабатываемых системах сотовой связи преимущественно используются ШПС, формирование которых осуществляется по методу прямого расширения спектра (DS-CDMA-Direct Sequence CDMA). В этом случае адресность абонентов определяется формой псевдослучайной последовательности, используемой для расширения полосы спектра частот. Радиосигнал, сформированный в этом случае (рисунок 4), называется фазоманипулированным широкополосным сигналом (ФМн ШПС). Спектр частот ФМн ШПС на выходе формирующего устройства и на выходе усилителя мощности передатчика после фильтрации показаны на рисунке 8 а, б.

Доминирующее значение в выборе вида ПСП для формирования ШПС в системах подвижной радиосвязи играют, прежде всего, взаимные и автокорреляционные характеристики ансамбля сигналов, его объем, простота реализации устройств формирования и "сжатия" (свертки) сигналов в приемнике. В этой связи для формирования ФМн ШПС преимущественно используются линейные М-последовательности и их сегменты.

1.1 Выбор структурной схемы приемника

Анализируя выше изложенное и на основе исходных данных к расчету можно предположить следующую структурную схему приемника, представленную на рисунке 1.1.

Принцип работы можно описать следующим образом.

Сигнал, принятый антенной, поступает на преобразователь частоты, где происходит перенос на промежуточную частоту 70МГц, в фазовом детекторе сигнал переводится в область видеочастот, после чего поступает в коррелятор для сравнения, откуда подается на вход решающего устройства, также выполняющего роль АЦП, и на выходе решающего устройства имеем информационную последовательность нулей и единиц. Поиск ШПС, синхронизацию по времени и по частоте обеспечивает система синхронизации и обнаружения.

Рисунок 1.1.Структурная схема приемника.

2. Эскизный расчет

2.1 Расчет ширины полосы пропускания линейного тракта приемника

Ширина полосы пропускания высокочастотного тракта супергетеродинного приемника определяется необходимой шириной полосы частот, а также нестабильностью частоты передатчика и гетеродина приемника.

Определим ширину полосы пропускания ЛТП по формуле

.

Очевидно, что ?f_д=0. Далее по формуле рассчитаем .

Нестабильности частот сигнала и гетеродина соответственно равны:

Гц.

Выбираем стандартную промежуточную частоту f_пр = 70 МГц, тогда имеем

Погрешности настройки приемника полагаем равными нулю.

Тогда



Определим результирующую ширину полосы пропускания ЛТП

П=2+0,013=2,013 МГц.

Найдем эффективную полосу пропускания главного тракта приемника

Гц.

Целесообразность применения системы АПЧ для повышения чувствительности и избирательности приемника можно оценить по коэффициенту сужения полосы пропускания приемника

,

где ,

и принимая .

Применение системы АПЧ позволяет повысить чувствительность приемника по напряжению в раз, поэтому принято считать, что применение АПЧ целесообразно при . Таким образом, применение системы АПЧ оказывается нецелесообразным.

2.2 Выбор первых каскадов для обеспечения заданной чувствительности

Определив необходимую полосу линейного тракта приемника, выберем первые каскады приемника, обеспечивающие требуемую чувствительность. Вычислим допустимый коэффициент шума N_д :

где Е_А - чувствительность;

- минимально допустимое отношение эффективных напряжений сигнал/помеха на входе приемника;

Е_П - напряженность поля внешних помех;

h_d - действующая длина приемной антенны (, для УКВ - 0,3 м);

П_эф - шумовая полоса линейного тракта;

k - постоянная Больцмана ;

Т₀ - стандартная температура приемника (290 К);

R_a - внутреннее сопротивление приемной антенны (50 Ом).

Так как в техническом задании не задана величина Е_П, найдем ее из графика [1.c.13 рисунок 1.3.] E_П=0,1 мкВ/м.

Подсчитаем допустимую величину коэффициента шума

Что означает, что для УКВ диапазона, в проектируемом приемнике обязательно ставить УРЧ. Воспользовавшись данными [1.c.16 таблица 1.3] полученное значение N_д может быть обеспечено при УРЧ на транзисторах по каскодной схеме.

Минимальное отношение сигнал/шум на входе определяется выражением для определения помехоустойчивости ШСС:

где отношение сигнал - помеха на выходе приемника (на выходе коррелятора или согласованного фильтра (10 дБ)), отношение сигнал - помеха на входе приемника, В - база шумоподобного сигнала (примем равной 15).

Тогда

, ,

это означает что уровень мощности шумов на входе приемника больше уровня мощности сигнала, т.е. происходит подпомеховая передача информации. Что и приводит к необходимости использования корреляционного приема. Основным назначением систем связи с ШПС является обеспечение надежного приема информации при воздействии мощных помех, когда отношение сигнал - помеха на входе приемника может быть много меньше единицы.

2.3 Выбор средств обеспечения избирательности по зеркальному каналу и каналу прямого прохождения

Избирательность по зеркальному каналу обеспечивается в основном преселектором (ВЦ и УРЧ).

Воспользуемся методикой из [1, с. 18]. От избирательности преселектора зависят избирательность приемника по зеркальному каналу S_ЗК, избирательность по каналу прямого прохождения S_ПП и искажения сообщения на низких частотах сигнала.

Выберем третью схему [1, с. 19, рисунок 1.5] структуры преселектора и определим ее избирательность по зеркальному каналу.

Вначале находим обобщенную расстройку зеркального канала

,

Где - промежуточная частота;

- частота сигнала ;

- эквивалентное затухание следует выбрать из условия .

Обобщенная расстройка зеркального канала на максимальной частоте:

;

дБ.

Затем восстанавливаем перпендикуляры к оси абсцисс [1,с.21, рисунок 1.7] в точках с подсчитанными значениями и при пересечении с графиком 3 находим значение S_ЗК. У нас получилось S_ЗК=60 дБ, что удовлетворяет техническому заданию, значит, мы можем реализовать преселектор по третьей схеме, так как получившееся ослабление зеркального канала удовлетворяет требованиям ТЗ.

Избирательность по каналу прямого прохождения.

Определим избирательность по каналу прямого прохождения. Найдем предварительно обобщенную расстройку на промежуточной частоте [2,c.45]



Для УКВ при получим.

Избирательность удовлетворяет нашему заданию (S_пр40 дБ).

2.4 Выбор средств обеспечения избирательности по соседнему каналу

Имеется два способа обеспечения избирательности по соседнему каналу: применение УПЧ с распределенной избирательностью и с сосредоточенной избирательностью. При втором способе избирательность обеспечивается фильтром сосредоточенной избирательности (ФСИ), а усиление - стоящими за ним слабо избирательными или апериодическими каскадами УПЧ.

Применение УПЧ с распределенной избирательностью целесообразно в широкополосных приемниках, когда отсутствуют необходимые ФСИ или трудно получить необходимое усиление, используя апериодические каскады. В УПЧ с распределенной избирательностью функции усиления и избирательности обеспечиваются в каждом каскаде. При этом резонансные контуры, создающие требуемую избирательность, одновременно определяют также и усиление тракта.

Использование ФСИ предпочтительнее, так как:

1. упрощается производство функциональных узлов приемника;

2. становится возможным применение в качестве УПЧ микросхем;

3. уменьшается влияние разброса параметров транзисторов и их нестабильности на амплитудно-частотную характеристику приемника;

4. при том же количестве избирательных систем, возможно, реализовать приемник с большей избирательностью;

5. повышается реальная избирательность приемника, так как снижаются нелинейные помехи перекрестной модуляции и взаимной модуляции.

Расчет ФСИ.

Схема элементарного звена ФСС приведена на рисунке 2.4.

Рисунок 2.4. Схема элементарного звена ФСС

Для расчета ФСС необходимо знать выходные проводимость и емкость оконечного каскада смесителя и входные проводимость и емкость первого каскада УПЧ. Так как микросхемы К174ПС4 и К174ПС1 выполнены на биполярных транзисторах, то данные параметры с точностью необходимой для расчета можно принять равными аналогичным параметрам схем, выполненных на высокочастотных кремневых транзисторах. Тогда интересующие нас параметры примем равными:

g_ВЫХ = 0,085 мСм; С_ВЫХ = 10 пФ; g_{ВХ УПЧ} = 1,5 мСм; С_{ВХ УПЧ} = 100 пФ.

Зададимся значением обобщенной расстройки А = 2...2,5 и параметром

В = 0,2...0,5. Параметр В показывает отношение добротности фильтра Q₀ к добротности контура Q. Примем А=2,4 и В=0,3

Ослабление по соседнему каналу, обеспечиваемое одним звеном ФСС найдем по формуле

,

b=10.6дБ.

Определим требуемое число звеньев ФСС по формуле , где - ослабление по соседнему каналу, обеспечиваемое ФСС; b_Ф=40дБ. Тогда.. Принимаем число звеньев N = 4. По известным В и N из таблицы [2, с.143, таблица 5.5] определим коэффициент

.

= 0,7 дБ.

Тогда требуемая добротность контура определится по формуле

Определим граничные частоты ФСС.

Определим значения элементов ФСС.

Для этого зададимся значением емкости контура С = 50 пФ. Рассчитаем значение характеристического сопротивления контура по формуле



Рассчитаем значение индуктивности контура

Тогда индуктивность катушек индуктивности фильтра выберем равной

L = 0,2 мкГн. Рассчитаем значение конденсатора С₁

Определим коэффициенты подключения ФСС к микросхеме

;

.

У нас получилось = дБ, что удовлетворяет техническому заданию.

2.5 Выбор функциональной схемы приемника

На основе рассчитанных данных построим функциональную схему приемника. Она должна удовлетворять требованиям, предъявленным к проектированию, а также обеспечивать подпомеховый прием информации с последующим выделением узкополосного сигнала путем перемножения опорной псевдослучайной последовательности на принятый шумоподобный сигнал. Также должны быть учтены особенности априорной неопределенности начала передачи информации, так как не может быть с достаточно достоверной точностью известно на приемнике информации с какого именно символа М - последовательности началось расширение спектра.

Функциональная схема приемника представлена на рисунке 2.5.

Рисунок 2.5. Функциональная схема приемника.

3. Расчет узлов принципиальной схемы

3.1 Расчет входной цепи

В дециметровом диапазоне волн применяются коаксиальные и полосковые резонансные линии. В большинстве схем входных цепей приемников встречаются параллельные резонансные контуры. Поэтому основными типами контуров являются четвертьволновой отрезок замкнутой или полуволновой отрезок разомкнутой линии. Во входной цепи, в которой колебательный контур образован короткозамкнутым четвертьволновым отрезком линии и конденсатором С_П, антенный ввод подключается к контуру с помощью петли связи L_{СВ ВХ}.

Схема входной цепи, выполненная на короткозамкнутом четвертьволновом отрезке линии, приведена на рисунке 3.1

Рисунок 3.1. Схема входной цепи, выполненная на короткозамкнутом четвертьволновом отрезке линии

Исходные параметры к расчету ВЦ:

Рабочая частота: 435МГц

Полоса пропускания контура 5МГц

Проводимость фидера g_A=

Входные параметры УРЧ , С_ВХ=7пФ

Контур входной цепи выполнен на короткозамкнутом отрезке несимметричной полосковой линии. Волновое сопротивление линии W=50 Ом, полоса пропускания контура f_п=5МГц на уровне 3 дБ, собственное затухание d =0,0017, резонансная проводимость ненагруженного контура См.

Условие настройки в резонансе с частотой f₀ рассчитано при емкости

Зададимся . Поскольку контур входной цепи настраивается на фиксированную частоту, то в схему преселектора достаточно ввести подстроечный конденсатор .

Характеристическое сопротивление контура равно [1]:

=Ом

Эквивалентное затухание контура

Эквивалентная проводимость контура входной цепи:

Заданная полоса пропускания в режиме согласования достигается при коэффициенте трансформации:

Для согласования нагрузки с антенной необходимо:

Коэффициент передачи входной цепи при согласовании

Емкость подстроечного конденсатора

Коэффициент передачи в режиме согласования:

Избирательность по зеркальному каналу:

(33,836 дБ)

Конструктивная реализация коэффициентов связи и осуществляется подбором размеров петель связи и и их расположением в экранированной камере контура входной цепи.

3.2 Расчет усилителя радиочастоты

корреляция сигнал шумоподобный радиочастота

Усилителями радиочастоты (УРЧ) принято называть каскады радиоприемника, в которых усиление сигнала происходит на его несущей частоте. Эти каскады располагаются перед ПЧ в супергетеродинном приемнике. УРЧ обеспечивает требуемую избирательность по зеркальному каналу и заданную чувствительность приемника. Данная схема УРЧ используется до частоты 500 МГц, и удовлетворяет предъявленным в техническом задании требованиям.

Схема рассчитываемого УРЧ представлена на рисунке 3.2.

Рисунок 3.2 - Схема УРЧ.

3.2.1 Выбор активного элемента

При использовании каскодной схемы УРЧ достаточным условием ее использования является: , где граничная частота крутизны характеристики в схеме с ОЭ, при которой Y21 падает до 0,7 от своего низкочастотного значения.

Выберем транзистор КТ325В, технические характеристики которого представлены в таблице 3.2.

Таким образом, получаем:, следовательно, условие выполняется.

Таблица 3.2.1 Параметры транзистора КТ325В.

Параметр	Обозна-чение	Еди- ница	КТ325В
Обратный ток коллектора при		мкА	0,5/15
Обратный ток эмиттера при		мкА	1/4
Коэффициент передачи тока.			160...400
Граничная частота коэффициента передачи		МГц	1000
Емкость коллекторного перехода		пФ	2,5
Постоянное напряжение коллектор-база		В	15
Постоянное напряжение коллектор-эмиттер		В	15
Постоянный ток коллектора		мА	60
Постоянная времени цепи ОС	к	пс	50
Постоянный ток коллектора		мА	60
Импульсный ток коллектора		мА	50
Рассеиваемая мощность без теплоотвода		мВт	225

3.2.2 Расчет усилителя радиочастоты по постоянному току

При схеме питания показанной на рисунке 3.2 обеспечивается термостабилизация режима по постоянному току и параметров транзистора в пределах от -40⁰ до +60⁰С.

U_кэ1=U_кэ2=15В, I_k=3мА, Е_п=9В, g₁₁=3.5мСм, f₀=435 МГц.

Изменение обратного тока коллектора определяется из выражения:

Так как .

.

Находим тепловое смещение напряжения базы:

,

где .

.

Рассчитаем необходимую нестабильность коллекторного тока

.

.

Вычислим сопротивление резисторов

.

- напряжение на коллекторе в рабочей точке.

 Ом;

Ом.

Определяем R1, R2 ,R3:

;

;

;

;

.

Вычисляем емкости конденсаторов

нФ;

пФ;

Емкость Ср1 выберем равной 0,15мкФ, она является разделительной и на работу УРЧ влияния не оказывает.

3.2.3 Расчет резонансных элементов УРЧ

Рассчитаем параметры транзистора КТ325В, которые, будем считать, не зависят от частоты в рассчитываемом диапазоне, так как граничная частота транзистора 1ГГц.

Коэффициент передачи тока эмиттера

Активное сопротивление эмиттерного перехода и базы определяются из выражений

,

где =1 - для сплавных транзисторов.

Входное сопротивление транзистора в схеме с ОБ на низкой частоте равно

.

Граничная частота крутизны характеристики в схеме с ОЭ

;

, .

Вычислим g - параметры

;

.

Y - параметры

;

;

.

Емкости

;

;

Индуктивность выходного контура выберем L=0.036мкГн.

Выбираем коэффициент подключения контура к транзистору m₁=0.2.

Для схем с ОЭ-ОБ , с учетом этого если УРЧ должен обеспечить полосу пропускания не менее П, то

.

Находим коэффициент усиления каскодной схемы

.

Коэффициент устойчивого усиления для схемы ОЭ-ОБ рассчитывается по формуле

.

Как видно коэффициент устойчивого усиления больше, чем получившийся коэффициент усиления УРЧ, следовательно, оставляем эту схему с рассчитанными параметрами.

Найдем коэффициент шума каскодной схемы при согласовании на входе, для этого определим:

- эквивалентную шумовую проводимость транзистора

- эквивалентное шумовое сопротивление транзистора

;

.

При настройке входного контура на частоту f₀ коэффициент шума равен

Рассчитав на частоте f₀=435МГц, получим значение коэффициента шума: (7.973дБ)

3.3 Выбор смесителя

Смеситель построен на специализированной микросхеме К174ПС4. Микросхема представляет собой двойной балансный смеситель на основе транзисторного аналогового перемножителя функций. ИМС К174ПС4 предназначена для применения в радиоаппаратуре на частотах до 1000 МГц, в частности в селекторах каналов дециметрового диапазона приемников. Некоторые технические параметры представлены в таблице.3.3

Таблица 3.3 Параметры микросхемы К174ПС4.

ПАРАМЕТР	ЗНАЧЕНИЕ
Напряжение питания	5...9 В
Ток потребления при Uп=6В, Uвх=0	10 mA
Коэффициент шума Uп=6В,	12...14 Дб
Коэффициент ослабления входного и опорного напряжения.	20 Дб
Максимальная частота входного сигнала	1000 МГц
Максимальная частота опорного напряжения	1000 МГц
Максимальное напряжение сигнала на выводах 7,8,11,13	500 мВ
Минимальное сопротивление нагрузки	10 Ом
Температура окружающей среды	-45...+550С

Электрическая схема К174ПС4 представлена на рисунке 3.3.

Рисунок 3.3 - Электрическая схема микросхем К174ПС1 и К174ПС4.

Типовая схема включения К174ПС4 в качестве смесителя с отдельным гетеродином представлена на рисунке 3.3.1.

Рисунок 3.3.1 - Типовая схема включения микросхем К174ПС1 и К174ПС4.

Величины L и С5 выбираются в зависимости от выбранного значения промежуточной частоты, в нашем случае контур LC5 должен быть настроен на частоту 70 МГц. Величина Гн.

Соответственно С5 рассчитаем по формуле:

Ф.

Разделительные емкости выбирается согласно типовой схемы включения и выполняют роль разделительных, С1,С2,С4,С6 - 0,01мкФ.

Резисторы R1 и R2 служат для увеличения крутизны преобразования и тоже согласно схеме включения равны 200 Ом для ИМС К174ПС1 и 500 Ом для ИМС К174ПС4. Конденсатор С3 - обратная связь 100пФ.

3.4 Выбор гетеродина

В качестве гетеродина выберем модуль М41117-5 бш2.210.187 ТУ

/Тигр-4-1/, описанный в [4], представляющий собой генератор на монолитных каскадах и ПАВ структурах на кристаллодержателе с гибкими лепестковыми выводами, предназначенный для работы в качестве автогенераторов фиксированных частот с повышенной стабильностью частоты в составе герметичных блоков. Схема включения М41117-5 показана на рисунке 3.4.

Рисунок 3.4. Схема включения М41117-5.

Некоторые технические параметры М41117-5 приведены в таблице 3.4.

Таблица 3.4. Технические параметры М41117-5.

Параметр	Значение
Фиксированная рабочая частота, МГц
Выходная мощность, мВт	10
Относительная нестабильность частоты
Относительная нестабильность частоты при изменении фазы включения нагрузки от 00 до 1800
Потребляемый ток в цепи коллектора, мА	190
Потребляемый ток в цепи управления, мА	2,0
Температура в контрольной точке модуля	От -60 до +85
Уровень гармонических составляющих в спектре выходного сигнала, дБ	-10
Уровень паразитных составляющих в спектре выходного сигнала, дБ	-40

В диапазоне рабочих частот 300 - 550 МГц конденсатор С3 берут равным С3=С1=0,015 мкФ. Для обеспечения устойчивой работы модуля необходимо выполнить одну из следующих рекомендаций:

- подачу питающих напряжений осуществлять через RC - цепочку (например 3 Ом, 20 мкФ);

- подключать конденсатор С2 емкостью не менее 200мкФ.

3.5 Выбор усилителя промежуточной частоты

В качестве усилителя промежуточной частоты возьмем усилитель на ИМС К174ПС1, принципиальная схема которой представлена на рисунке 3.3. ИМС К174ПС1 предназначена для применения в радиоаппаратуре на частотах до 200МГц. На рисунке 3.5 приведена схема резонансного усилителя радиочастоты, коэффициент его передачи около 20 дБ. Частоту настройки (в пределах 160 кГц…230 МГц) изменяют конденсатором переменной емкости С3, входящим в контур L1C3. Коэффициент передачи усилителя зависит от режима работы каскада на транзисторе VT1.

Некоторые технические параметры ИМС К174ПС1 представлены в таблице 3.5

Таблица 3.5 Параметры микросхемы К174ПС1.

Параметр	Значение
Ток потребления IпотмА, не более	2,5
Крутизна преобразования Sпрб мА/В, не менее	4,5
Коэффициент шума Кш дБ, не более	8
Верхняя граничная частота входного и опорного напряжения fгр, МГц, не менее	200
Ток потребления Iпот, мА, не более	4,5
Напряжение питания Uи.п, В: Минимальное Максимальное	4 15
Входное Uвх и опорное Uоп напряжения, не более	1



Рисунок 3.5 - Резонансный усилитель радиочастоты на ИМС К174ПС1.

3.6 Выбор фазового детектора

В качестве ФД возьмем ФД на дифференциальном усилителе, описанный в [3 С.94], он состоит из балансного смесителя К174ПС1 (DA1), дифференциального усилителя на ОУ К140УД5А (DA2) и эммитерного повторителя на транзисторах VT1 и VT2. На вход 1 подают исследуемый сигнал, а на вход 2 - образцовый. Выходной сигнал балансного смесителя, снимаемый с выводов 2 и 3, поступает на вход ОУ. В К174ПС1 в зависимости от соотношения фаз исследуемого и образцового сигналов будет разбаланс по амплитуде выходных сигналов. Этот разбаланс выделяет К140УД5А. При совпадении фаз на выходе ОУ напряжение отсутствует. Лишь отдельные импульсы проходят на выход 1. Сигнал ОС интегрируется цепью R7, C7.

Частота входных сигналов детектора составляет 1…90 МГц; максимальная амплитуда 150…250 мВ; полоса пропускания более 4МГц, максимальная амплитуда выходного сигнала 1,2 В.

Схема ФД представлена на рисунке 3.6.



Рисунок 3.6.Схема ФД.

В качестве VT1 и VT2 используют транзисторы типа КТ325В, в качестве VD1 и VD2 используют диоды типа КД522А.

3.7 Выбор коррелятора

Как было описано ранее, в приемниках системы связи с шумоподобными сигналами применяется корреляционный прием. Коррелятор осуществляет "сжатие" спектра широкополосного входного сигнала путем умножения его на эталонную копию ПСП с последующей фильтрацией в полосе 1/Т, что и приводит к улучшению отношения сигнал/шум на выходе коррелятора в 2В раз по отношению к входу.

Принципиальная схема коррелятора состоит из балансного смесителя и следующего за ним интегратора или узкополосного фильтра ФНЧ для усреднения. В смесителе принимаемый сигнал умножается на копию ПСП, используемую в передатчике.

3.7.1 Выбор перемножителя

В качестве перемножителя возьмем ИМС К174ПС1, представляющую собой двойной балансный смеситель для частот до 200 МГц. Основным узлом ИМС (смотрите рисунок 3.3) является счетверенный дифференциальный усилитель с перекрестными связями на транзисторах VT1, VT3, VT4, VT6. Подавая разное напряжение на базы транзисторов VT2, VT5 регулируются токи эмиттеров. Внутренний стабилизатор, выполненный на резисторе R1 и диодах VD1 - VD4 , обеспечивает стабильную работу ИМС по постоянному току, задавая смещение на транзисторы. Поэтому данную ИМС можно использовать и как перемножитель, включив ее по типовой схеме.

Некоторые технические параметры ИМС К174ПС1 представлены в таблице 3.5

Электрическая схема К174ПС1 представлена на рисунке 3.3.

3.7.2 Расчет ФНЧ

Построим активный фильтр низких частот на основе операционного усилителя. Лучше всего для этой цели подойдет операционный усилитель с повышенным быстродействием типа К140УД22. Данный ОУ имеет коэффициент усиления порядка и частоту единичного усиления 5 МГц, чего вполне достаточно для усиления импульсов с длительностью 0,5 мкс. При этом, однако, потребуется введение дополнительного источника питания -6 В для ОУ.

Микросхема К140УД22 представляет собой операционный усилитель средней точности с повышенным быстродействием, малыми входными токами и внутренней частотной коррекцией. Изготовлен по совмещенной биполярно - полевой технологии. Содержит 57 интегральных элементов. Корпус К140УД22 типа 301.8 - 1, масса не более 1,5 г. Некоторые технические параметры К140УД22 представлены в таблице 3.7.2.

Таблица 3.7.2 Параметры К140УД22

Параметр	Значение
Номинальное напряжение питания
Максимальное выходное напряжение
Максимальное синфазное входное напряжение
Напряжение смещения нуля UСМ, мВ	10
Разность входных токов	0,05нА
Температурный дрейф напряжения смещения нуля	10
Коэффициент усиления напряжения КU0; тыс.	50
Входной ток IBX, нА	0,2
Частота единичного усиления f1, МГц	5
Максимальная скорость нарастания выходного напряжения	7,5
Температура окружающей среды	-10…+75 0С

Схема ФНЧ на ОУ К140УД22 представлена на рисунке 3.6.2.

Рисунок 3.7.2. Схема ФНЧ на ОУ.

Ширина спектра ФМ сигналов определяется, в основном, длительностью элемента кода модулирующей последовательности: , откуда

Число элементов (длину) М - последовательности примем равной 15. Так как мы используем прямое расширение спектра частот, то

N=B=15=,

где Т - длительность сигнала, откуда:

.

Для улучшения отношения сигнал/помеха на выходе верхнюю частоту принимают равной:

.

Рассчитаем активный ФНЧ со следующими параметрами: полоса пропускания 0…188,6 кГц; коэффициент передачи в диапазоне рабочих частот 100.

Исходные параметры к расчету ФНЧ:

Верхняя круговая частота полосы пропускания равна

Определим требуемый коэффициент передачи цепи ООС по постоянному току:

или

Найдем требуемую постоянную времени:

Согласно передаточной функции:

Для выбранной схемы имеем и Тогда с достаточной точностью можно полагать, что Допустим R_KOP=1 кОм. Тогда

;

3.8 Выбор системы синхронизации и обнаружения

3.8.1 Выбор ФАПЧ

В качестве перемножителя на входе ФАПЧ возьмем ИМС К174ПС1.

Некоторые технические параметры ИМС К174ПС1 представлены в таблице 3.5

Электрическая схема К174ПС1 представлена на рисунке 3.3.

Фазовая автоподстройка частоты осуществляет поиск и синхронизацию по частоте. На выходе ФАПЧ имеется восстановленное значение несущей частоты сигнала в диапазоне промежуточных частот. Поэтому на выходе ФД ШПС переведен в область видеочастот. Таким образом, ФАПЧ обеспечивает синхронный прием информации при условии точной синхронизации по времени.

В качестве ФАПЧ возьмем ИМС КР1005ХА8А, представляющую собой узел фазовой автоподстройки частоты. ИМС содержит перемножитель, операционный усилитель и генератор, управляемый напряжением. Схема включения ИМС в качестве следящего фильтра приведена на рисунке 3.8.1.

Некоторые технические параметры ИМС КР1005ХА8А приведены в таблице 3.8.1.



Рисунок 3.8.1.Схема включения КР1005ХА8А в качестве следящего фильтра

Таблица 3.8.1.Параметры ИМС КР1005ХА8А

Параметр	Значение
Номинальное напряжение питания, В	20
Рабочий диапазон температур, 0С	-25…+70
Ток потребления, мА
Амплитуда выходного напряжения ГУН, В
Однополярное напряжение питания , В	18…22
Постоянное напряжение на выводах 23,24 при напряжении питания 20 В	10…17
Постоянное напряжение на выводах 1,2 при напряжении питания 20 В	9…17

3.8.2 Выбор фазовращателя

С выхода управляемого генератора снимается гармоническое колебание, частота которого совпадает с промежуточной частотой ШПС, но фаза колебания опережает фазу ШПС на входе приемника на . Поэтому необходимо использовать на выходе ФАПЧ фазовариатор, с выхода которого гармоническое колебание поступает на второй перемножитель.

Принципиальная схема фазовращателя представлена на рисунке 3.8.2.



Рисунок 3.8.2. Принципиальная схема фазовращателя

Этот базовый преобразователь фазы удобен в пользовании. Его резисторы могут быть как активными, так и реактивными.

откуда следует, что в зависимости от соотношения значений R1-R4 выходное напряжение может менять фазу. В качестве ОУ будем использовать ИМС К174УД22.

3.8.3 Выбор временного дискриминатора

Два перемножителя, сумматор и регистр сдвига образуют временной дискриминатор. Для создания дискриминатора необходим сдвиговый регистр. Так как схема предназначена для ПСП, то регистр сдвига из каскадов является генератором ПСП длиной , тогда четырехразрядный универсальный сдвиговый регистр типа 133ИР1 (DA1) нам подходит, в качестве двух перемножителей используем ИМС К174ПС1, в качестве сумматора будем использовать аналоговый сумматор на ОУ с повышенным быстродействием, с инвертирующим входом К140УД22, так как сумматор, построенный с использованием неинвертирующего входа, свойством взаимной независимости входов не обладает.

Принципиальная схема дискриминатора приведена на рисунке 3.8.3.



Рисунок 3.8.3. Принципиальная схема дискриминатора

3.8.4 Расчет экстраполятора

Коэффициент передачи фильтра (экстраполятора) определяется из условий минимизации среднеквадратического значения сигнала ошибки. Он во многом определяется характером изменения сигнала ошибки во времени. Оптимизация фильтра - серьезная математическая задача, решаемая на основе теории марковских процессов. Не рассматривая всего многообразия фильтров и проблем их выбора, отметим, что наиболее часто используется пропорционально интегрирующий фильтр, показанный на рисунке 3.8.4.



Рисунок 3.8.4. Пропорционально интегрирующий фильтр

Его передаточная функция

(1)

где - оператор Лапласа, постоянные времени

(2)

Отношение постоянных времени

Числитель в (1) характеризует предсказывающие свойства (экстраполирующие) свойства фильтра, так как передаточная функция является передаточной функцией форсирующего звена. Выражение является передаточной функцией интегрирующего звена. Особенность пропорционально - интегрирующего фильтра заключается в следующем. На высоких частотах напряжение на выходе фильтра пропорционально напряжению на его входе, а в области нижних частот оно зависит от интеграла напряжения на входе фильтра. В дальнейшем будет использоваться параметр который определяет полосу пропускания фильтра и практически является шумовой полосой следящей системы, которой является АПВ. При увеличении полосы пропускания фильтра уменьшается динамическая ошибка, быстрее заканчивается переходной процесс, но ухудшается помехоустойчивость системы. Таким образом необходимо выбирать оптимальным образом шумовую полосу фильтра. Обычно скорость перестройки выбирают равной

где N - число элементов М - последовательности, тогда шумовая полоса обратно пропорциональна удвоенной длительности ПСП

,

теперь найдем вторую постоянную времени

,

Примем отношение постоянных времени m=3, тогда

,

Принимая С=300пФ находим, что R1=R2=70,71кОМ.

3.8.5 Выбор ГУНа

В качестве генератора управляемого напряжением выберем ИМС К564ГГ1, которая содержит следующие внутренние узлы: ГУН, два фазовых компаратора (ФК), формирователь - усилитель (УФ) входного сигнала, выходной истоковый повторитель. Для удобства применения на кристалле микросхемы изготовлен источник опорного напряжения - стабилитрон с напряжением 5,2В. Особенность применения ФК1 в том, что фазовый угол между сигналом и выходом компаратора меняется от 0 до 180⁰. Для фиксирования частоты генерации необходимы 3 внешних элемента: элементы R1 и С1 фиксируют частоту генерации, а с помощью R2 этой частоте можно дать постоянный сдвиг.

Схема включения представлена на рисунке 3.8.5.

Рисунок 3.8.5. Схема включения К564ГГ1

3.8.6 Выбор линии задержки

Так как псевдослучайная последовательность, снимаемая с (n-1(в нашем случае с 3-его)) каскада регистра сдвига опережает на ПСП, содержащуюся в ШПС на входе приемника, то необходимо после регистра сдвига применить линию задержки для согласования ПСП ГПСП с ПСП в ШПС. За основу линии задержки возьмем ИМС К134КП9, представляющую собой сдвоенный коммутатор четырех каналов в один, каждый из селекторов - мультиплексоров содержит по четыре входа данных и один прямой выход. Адресные входы выбора (13 и 14) общие.

Принципиальная схема линии задержки представлена на рисунке 3.8.6.



Рисунок 3.8.6. Принципиальная схема линии задержки

Работоспособность устройства будет проверена в разделе эксперимент.

3.9 Выбор компаратора

Компаратор выполняет функцию сравнения либо двух входных сигналов между собой, либо одного с некоторым наперед заданным эталонным уровнем. При этом на выходе устройства формируются только два значения выходного сигнала: если один из сравниваемых сигналов больше другого, то выходной сигнал равен А_В, в противном случае выходной сигнал равен А_Н. Наиболее часто под А_В и А_Н подразумевают напряжения. Можно сказать, что входной сигнал компаратора носит аналоговый характер, а выходной - цифровой. Вследствие этого компараторы часто выполняют роль элементов связи между аналоговыми и цифровыми устройствами, т.е. выполняют роль простейших аналого-цифровых преобразователей.

Так как в интегральных компараторах выходной сигнал согласован по уровню с напряжениями, используемыми в цифровой технике для отображения сигналов логических нуля и единицы, то возьмем ИМС К554СА2, электрические параметры которого приведены в таблице 3.9, электрическая схема приведена на рисунке 3.9.

Таблица 3.9. Электрические параметры К554СА2

Параметр	Значение
IПОТ1, мА, не более	9,0
IПОТ2, мА, не более	8,0
UCM, мB, не более	7,5
IBX CP, мкА, не более	75
IBX, мкА, не более	10
КU, не менее	750
U1, B Uo, B, не более	2,5…4,0 0,3
нс, не более	130

Рисунок 3.9. Электрическая схема К554СА2

Заключение

В процессе выполнения данного проекта разработан приемник системы связи с шумоподобными сигналами, обеспечивающий корреляционный синхронизированный по частоте и времени прием информации, работающий на частоте 435МГц. Были изучены и учтены особенности приема ШПС, вследствии чего пришлось значительно усложнить схему приемника. В результате были разработаны структурная, функциональная и принципиальная схемы приемника системы связи с шумоподобными сигналами.

Так как в приемниках шумоподобных сигналов достаточно редко применяется двойное преобразование частоты, то было применено одинарное преобразование частоты и выбрана промежуточная частота 70МГц.

Разработаны коррелятор, автоматическая подстройка времени.

Проведено экспериментальное исследование линии задержки.

При работе использовались программные пакеты: MS Word ХР, Visio 2000, Electronics Workbench 5.12, MathCAD 2001.

В данной работе также освещены вопросы безопасности и экологичности устройства. Проведена технико-экономическая оценка параметров системы с заключением последующих выводов.

Список использованных источников

Проектирование радиоприемных устройств. Под ред. А.П. Сиверса. Учебное пособие для вузов. М.: Сов. радио, 1976. - 488 с.

Справочник по учебному проектированию приемно-усилительных устройств/ М.К. Белкин, В.Т. Белинский, Ю.Л. Мазор, Р.М. Терещук.

Элементы радиоэлектронных устройств. Справочник - М.: Радио и связь, 1988. - 176с.

Зикий А.Н. Элементы радиоприемных устройств СВЧ: Справочные данные/Таганрог: ТРТУ, 1996. - 46с.

Варакин Л.Е. Системы связи с шумоподобными сигналами. - М.: Радио и связь, 1985. - 384 с.

Сикарев А.А., Лебедев О.Н. Микроэлектронные устройства формирования и обработки сложных сигналов. - М.: Радио и связь, 1983. - 216с., ил.

Мирский Г.Я. Аппаратурное определение характеристик случайных процессов. - М.: Энергия, 1972. - 455 с.

Опадчий Ю.Ф., Глудкин О.П., Гуров А.И. Аналоговая и цифровая электроника. - М.: Горячая линия - Телеком, 2002. - 768 с.

К.Е. Румянцев, А.А. Клюй. Входные устройства радиоприемников: Учебно-методическое пособие/Таганрог: ТРТУ, 1994. 61 с.

Румянцев К.Е. Усилители радиочастот приемников: учебно-методическое пособие. Таганрог: ТРТУ,1997.49с.

11.Бакаева Т.Н. Безопасность жизнедеятельности. Часть II : Безопасность в условиях производства: Учеб. пособие. Таганрог: ТРТУ, 1997. 318с.:ил.

12. Шелестов И. И. Радиолюбителям: полезные схемы. - М.: "Салон", 1998.-214с., ил.

13. Справочник по электрическим конденсаторам / М.Н. Дьяконов, В.И. Карабанов, В.И. Присняков и др.; Под общ. Ред. И.И. Четверткова и В.Ф. Смирнова. - М.: Радио и связь, 1983. - 576с.; ил.

14. Резисторы: Справочник / В.В. Дубровский, Д.М. Иванов, Н.Я. Пратусевич и др.; Под ред. И.И. Четверткова и В.М. Терехова. - 2-е изд., перераб. и доп. - М.: Радио и связь, 1991. - 528с.: ил.

15. Полупроводниковые приборы: транзисторы. Справочник / В.Л. Аронов, А.В. Баюков, А.А. Зайцев и др.; Под общ. ред. Н.Н. Горюнова. - 2-е изд., перераб. и доп. - М.: Энергоатомиздат, 1985. - 904с.: ил.

16. Полупроводниковые приборы: диоды, тиристоры, оптоэлектронные приборы. Справочник / А.В. Баюков, А.Б. Гитцевич, А.А. Зайцев и др.; Под общ. ред. Н.Н. Горюнова. - 2-е изд., перераб. и доп. - М.: Энергоатомиздат, 1985. - 745с.: ил.

17. Интегральные микросхемы: Справочник / Б.В. Тарабрин, Л.Ф. Лунин, Ю.Н. Смирнов и др.; Под ред. Б.В. Тарабрина. - 2-е изд., испр. - М.: Энергоатомиздат, 1985. - 528с.: ил.

Размещено на Allbest.ru