Зворотні зв'язки є ефективним засобом коригування характеристик підсилювачів.

Колом зворотного зв'язку (ЗЗ) називають пристрій, за допомогою якого частину вихідної напруги передають на вхід підсилюючого пристрою.

Сигнал зворотного зв'язку може підсумовуватися з вхідним, або утворювати з ним різницю. В залежності від цього розрізняють додатний і від'ємний зворотний зв'язок (ВЗЗ).

Розглянемо узагальнену схему на рис. 1.6 підсилюючого пристрою, охопленого колом ЗЗ (в даному випадку додатним). Тут подані наступні позначення: - власний коефіцієнт підсилення підсилюючого пристрою (коефіцієнт підсилення при розімкнутому колі ЗЗ); - напруга зворотного зв'язку; - коефіцієнт передачі кола ЗЗ.

Рисунок 1.6 - Структурна схема підсилюючого пристрою із зворотним зв'язком

Вихідна напруга схеми дорівнює підсиленій сумі вхідної напруги і напруги зворотного зв'язку :

. (1.23)

Тоді для коефіцієнта передачі розглянутої схеми можна записати

, (1.24)

звідки

. (1.25)

Для ВЗЗ вираз для коефіцієнта передачі набуває вигляду

. (1.26)

За способом отримання напруги зворотного зв'язку розрізняють ЗЗ за напругою і струмом. У першому випадку рис. 1.7, а пропорційна напрузі на навантаженні , у другому рис. 1.7, б - струму у навантаженні (тут - датчик струму, в найпростішому випадку це може бути резистор).

а) б)

Рисунок 1.7 - Зворотні зв'язки за напругою (а) і струмом (б)

За способом подачі на вхід підсилюючого пристрою розрізняють послідовний і паралельний ЗЗ. У першому випадку рис. 1.8, а напруга зворотного зв'язку подається на вхід послідовно з вхідною напругою , у другому рис. 1.8, б - паралельно.

а) б)

Рисунок 1.8 - Послідовний (а) і паралельний (б) зворотній зв'язок

Таким чином можна виділити 4 основних типи зворотного зв'язку:

· послідовний ЗЗ за напругою;

· послідовний ЗЗ за струмом;

· паралельний ЗЗ за напругою;

· паралельний ЗЗ за струмом.

Зворотні зв'язки можуть бути частотнозалежними і частотнонезалежними.

Кола зворотного зв'язку можуть містити як лінійні, так і нелінійні елементи. Це дозволяє змінювати властивості пристрою тільки для заданих рівнів вхідного сигналу.

Для побудови підсилювачів використовуються від'ємні зворотні зв'язки. Додатні зворотні зв'язки використовують у генераторних пристроях.

Розглянемо вплив зворотних зв'язків на основні параметри підсилювача.

Згідно із (1.26) ВЗЗ знижує коефіцієнт підсилення, так як >1. Величину називають глибиною зворотного зв'язку (ГЗЗ).

При

. (1.27)

Таким чином, коефіцієнт підсилення практично не залежить від власного коефіцієнта підсилення і визначається властивостями коефіцієнта передачі кола зворотного зв'язку . В найпростішому випадку коло зворотного зв'язку представляє собою резистивний дільник напруги. При цьому схема працює як лінійний підсилювач, коефіцієнт підсилення якого визначається тільки коефіцієнтом передачі кола ВЗЗ. Якщо у якості зворотного зв'язку використовується частотно залежне коло, наприклад RC-коло, то утворюється фільтр. Нарешті, увімкнення в коло ВЗЗ нелінійних елементів (діодів, транзисторів) дозволяє реалізувати нелінійне перетворення сигналів.

Встановимо залежність між відносною нестабільністю власного коефіцієнта підсилення і відносною нестабільністю коефіцієнта підсилення підсилювача із ВЗЗ . Для цього візьмемо похідну

. (1.28)

Тепер перейдемо до прирощень

, (1.29)

звідки

. (1.30)

Отже, відносні змінювання (нестабільність) коефіцієнта підсилення підсилювача із ВЗЗ зменшується в ГЗЗ раз.

Нелінійні викривлення у багатокаскадних підсилювачах, як правило, виникають у кінцевих та передкінцевих каскадах, які працюють з великими сигналами. Ведення в підсилюючий пристрій ВЗЗ знижує як коефіцієнт нелінійних спотворень, так і вплив на його вихідний сигнал зовнішніх завад.

Виходячи із припущення, що підсилювач є лінійною системою, можна сказати, що напруга будь-якої гармоніки на його виході складається із власної напруги цієї гармоніки і напруги цієї ж гармоніки, яка пройшла через коло ЗЗ і повторно через підсилювач :

. (1.31)

Звідки

. (1.32)

Таким чином, будь який сигнал, який появився на виході підсилювача, не залежно від природи його походження, буде зменшений в ГЗЗ раз.

Використовуючи формулу (1.20), отримаємо

, (1.33)

На величину вхідного опору впливає спосіб подачі напруги зворотного зв'язку на вхід підсилювача і не впливає спосіб її отримання.

Про послідовному ВЗЗ на вході підсилюючого пристрою діє різниця напруг (див. рис. 1.8, а), що призводить фактично до зменшення струму джерела сигналу, а це, в свою чергу, еквівалентно збільшує вхідний опір. Строгий аналіз свідчить про те, що послідовний ВЗЗ збільшує вхідний опір в ГЗЗ раз.

Введення кола паралельного ВЗЗ (рис. 1.18, б) зменшує вхідний опір, так як збільшується струм, який відбирається від джерела вхідного сигналу. Це відбувається за рахунок струму, який протікає у колі ВЗЗ.

На величину вихідного опору впливає спосіб отримання напруги зворотного зв'язку і не впливає спосіб подачі її на вхід.

Строгий аналіз свідчить про те, що ВЗЗ за напругою зменшує вихідний опір підсилювача в ГЗЗ раз. Це пояснюється тим, що будь який ВЗЗ прагне підтримати незмінним значення того параметра, який використовується для отримання сигналу зворотного зв'язку. Тому ВЗЗ за напругою при дії зовнішніх збурень, зокрема змінюванні вихідного струму, прагне підтримати незмінним значення вихідної напруги. Це еквівалентно зменшенню вихідного опору.

Введення кола ВЗЗ за струмом збільшує вихідний опір підсилювача.

1.4 Вимірювання вхідного і вихідного опорів підсилювача

Простий спосіб вимірювання вхідного опору показаний на рис. 1.9. Резистор із відомим опором вмикають між генератором і входом досліджуваної схеми. Потім за допомогою осцилографу або вольтметра змінного струму вимірюються напруги і по обидві сторони резистора .

Рисунок 1.9 - Вимірювання вхідного опору

Якщо - змінний вхідний струм, то, згідно закону Ома, на резисторі падає напруга, яка дорівнює

. (1.34)

Тому

. (1.35)

Тепер

. (1.36)

Якщо досліджувана схема є підсилювачем, то часто зручно визначати і , виконуючи вимірювання на виході підсилювача: - вимірюється при безпосередньому підключені генератора до входу підсилювача, а - при послідовному підключені з входом підсилювача резистора . Так як у виразі для (1.36) присутнє тільки відношення , то коефіцієнт підсилення не грає ніякої ролі.

Згідно з заключною частиною формули (1.16), на перший погляд легко оцінити вихідний опір підсилювача вимірюючи напругу холостого ходу і струм короткого замикання. Проте, при короткому замиканні зазвичай порушуються умови функціонування схеми і неможливо отримати достовірні результати; в окремих випадках можуть вийти з ладу ті чи інші компоненти, не витримавши ненормальне навантаження. Практичний спосіб вимірювання вихідного опору показаний на рис. 1.10. Тут напруга холостого ходу вимірюється вольтметром чи осцилографом, а потім до вихідних клем підсилювача підключають навантаження (резистор з відомим опором) і вимірюють напругу на навантаженні .

Так як падіння напруги на при наявності навантаження дорівнює , а вихідний струм у навантаженні , то

. (1.37)

Рисунок 1.10 - Вимірювання вихідного опору

1.5 Класи підсилювачів

Підсилювачі низької частоти найширше застосовуються для посилення сигналів, що несуть звукову інформацію, в цих випадках вони називаються, також, підсилювачами звукової частоти, окрім цього ПНЧ використовуються для посилення інформаційного сигналу в різних сферах: вимірювальній техніці і дефектоскопії; автоматиці, телемеханіці і аналоговій обчислювальній техніці; у інших галузях електроніки. Підсилювач звукових частот зазвичай складається з попереднього підсилювача і підсилювача потужності (ПП). Попередній підсилювач призначений для підвищення потужності і напруги і доведення їх до величин, потрібних для роботи крайового підсилювача потужності, частенько включає регулювальників гучності, тембру або еквалайзер, інколи може бути конструктивно виконаний як окремий пристрій. Підсилювач потужності повинен віддавати в ланцюг навантаження (споживача) задану потужність електричних коливань. Його навантаженням можуть бути випромінювачі звуку: акустичні системи (колонки), навушники (головні телефони); радіотрансляційна мережа або модулятор радіопередавача. Підсилювач низьких частот є невід'ємною частиною всієї звуковідтворюючої, звукозаписної і радіотранслюючої апаратури.

За типом обробки вхідного сигналу і схемою побудови вихідного каскаду підсилювачі можна розділити на:

· клас «A» - лінійний режим роботи підсилювального елементу (струм зсуву максимальний) аналогова обробка сигналу.

· клас «AB» - режим роботи з великим кутом відсічення (>90°), аналогова обробка сигналу.

· клас «B» - режим роботи з кутом відсічення рівним 90°, аналогова обробка сигналу.

· клас «C» - режим роботи з малим кутом відсічення (<90°).

· клас «D» - підсилювальний елемент працює в ключовому режимі, застосовується широко-імпульсна модуляція - змінюється (лінійно, не маючи дискретних значень) шпаруватість імпульсів, відповідно до поточного значення вхідного сигналу.

· клас «T» - підсилювальний елемент працює в ключовому режимі, також застосовується широко-імпульсна модуляція - змінюються (лінійно, не маючи дискретних значень) як шпаруватість, так і частота імпульсів, відповідно до поточного значення вхідного аналогового сигналу

За типом вживання в конструкції підсилювача активних елементів:

· лампові - на електронних, електровакуумних лампах. Складали основу всього парку УНЧ до 70-х років. У 60-х роках випускалися лампові підсилювачі дуже великої потужності (до десятків кіловат). В даний час використовуються як інструментальні підсилювачі і як звуковідтворюючі підсилювачі. Складають левову частку апаратури класу HI-END. А також займають велику частку ринку професійної і напівпрофесійної гітарної підсилювальної апаратури.

· транзисторні - на біполярних або польових транзисторах. Така конструкція крайового каскаду підсилювача є досить популярною, завдяки своїй простоті і можливості досягнення великої вихідної потужності, хоча останнім часом активно витісняється підсилювачами на базі інтегральних мікросхем.

· інтегральні - на інтегральних мікросхемах (ІМС). Існують мікросхеми, що містять на одному кристалі як попередні підсилювачі, так і крайові підсилювачі потужності, побудовані за різними схемами і працюючі в різних класах. З переваг - мінімальна кількість елементів і, відповідно, малі габарити.

· гібридні - частина каскадів зібрана на напівпровідникових елементах, а частина на електронних лампах. Інколи гібридними також називають підсилювачі, які частково зібрані на інтегральних мікросхемах, а частково на транзисторах або електронних лампах.

По вигляду узгодження вихідного каскаду підсилювача з навантаженням їх можна розділити на двох основних типів:

· трансформаторні - в основному така схема узгодження застосовується в лампових підсилювачах. Обумовлено це необхідністю узгодження великого вихідного опору лампи з малим опором навантаження, а також необхідністю гальванічної розв'язки вихідних ламп і навантаження. Деякі транзисторні підсилювачі (Наприклад, підсилювачі трансляцій, обслуговуючі мережу абонентських гучномовців, деякі Hi-End аудіопідсилювачі) також мають трансформаторне узгодження з навантаженням.

· безтрансформаторні - через дешевизну, малу вагу і велику смугу частот безтрансформаторні підсилювачі набули найбільшого поширення. Безтрансформаторні схеми легко реалізуються на транзисторах. Обумовлено це низьким вихідним опором транзисторів в схемі емітерного повторювача, можливістю вживання пар комплементу транзисторів. На лампах безтрансформаторні схеми реалізувати складніше, це або схеми, що працюють на високоомне навантаження, або складні схеми з великою кількістю паралельно працюючих вихідних ламп.

За типом узгодження вихідного каскаду з навантаженням:

Узгодження по напрузі - вихідний опір ПП багато менше омічного опору навантаження. В даний час є найбільш поширеним, охоплює практично всі транзисторні ППЗЧ. Дозволяє передати в навантаження форму напруги з мінімальними спотвореннями і отримати хорошу АЧХ, проте породжує сильні нелінійні спотворення (інтермодуляція) в динамічних голівках АС; чутливо до зовнішніх полів; відрізняється термічною нестабільністю і високими тепловтратами.

Узгодження по потужності - вихідний опір ПП рівно або близько опору навантаження. Дозволяє передати в навантаження максимум потужності від підсилювача, через що у минулому було вельми поширеним в малопотужних простих пристроях. Зараз є основним типом для лампової техніки, чим, в першу чергу, і пояснюються особливості звучання лампових систем. В порівнянні з попереднім типом, забезпечує декілька менші спотворення форми струму в котушках ГД АС, і менші нелінійні спотворення в ГД, проте погіршує АЧХ.

Узгодження по струму - вихідний опір ПП багато більше опору навантаження. Найбільш перспективний тип для систем звукопідсилення, хоча в даний час використовується украй рідко. У основі такого узгодження - наслідок із закону Лоренца, згідно з яким звуковий тиск пропорційний струму в котушці ГД. Дозволяє сильно (на два порядки) зменшити інтермодуляційні спотворення ГД і їх ГЧЗ (груповий час затримки)

1.6 Стандарти звуковідтворюючої апаратури

· мінімальні значення нерівномірності амплітудно-частотної характеристики (нАЧХ, вимірюється в дБ)

· коефіцієнт нелінійних спотворень (КНС, вимірюється в%)

· рівня шуму (ШУМ, вимірюється в дБ) і способів їх вимірів.

Потім цей стандарт став міжнародним IEC 60581 (МЕК) і з мінімальними змінами був повторений в ГОСТ 24388-88. Визначаючи стандарт Hi-fi згідно DIN 45000, можна назвати наступні групи параметрів і їх граничні значення для таких пристроїв, як тюнери, підсилювачі і акустичні системи.

Для тюнерів параметри пристроїв встановлені наступними:

· Смуга частот, що пропускаються, Гц - 40-12500.

· Коефіцієнт нелінійних спотворень - не більше 2% при 1 кГц, 40 кГц - девіація.

· Коефіцієнт інтермодуляційних спотворень - N/a.

· Відмінність параметрів каналів не більше - 3 дБ в смузі 250-6300 Гц.

· Перехідні перешкоди - не більше 26 дБ при 250-6300 Гц, не більше 15 дБ при 6300-12500 Гц.

Для підсилювачів параметри пристроїв встановлені наступними:

· Смуга частот, що пропускаються, Гц - 40-16000 (при нАЧХ 1,5 дБ) по лінійному входу, 40-16000 (при нАЧХ 2 дБ) за наявності коректора

· Коефіцієнт нелінійних спотворень - не більше 1% у смузі 40-12500 Гц

· Коефіцієнт інтермодуляційних спотворень - не більше 3% у смузі 250-8000 Гц (при зниженні потужності на краях смуги на 50% (або 6 дБ))

· Відмінність параметрів каналів - не більше 3 дБ в смузі 250-6300 Гц.

Для акустичних систем параметри пристроїв встановлені наступними:

· Смуга частот, що пропускаються, Гц - 100-4000 (при нерівномірності ± 4дБ), 50-12500 (+4/-8дБ).

· Коефіцієнт нелінійних спотворень - не більше 3% у смузі 250-1000 Гц, не більше 1% на 2000 Гц.

· Коефіцієнт інтермодуляційних спотворень - N/a.

· Відмінність параметрів каналів - N/a.

· Перехідні перешкоди - N/a.

1.7 Відомі схемні рішення

Підсилювачі потужності К174УН4 на 0.1 Вт рис. 1.11. Необхідність живлення мікросхеми К174УН4Б від джерела напругою 4,5…6 В треба дещо змінити її включення. Справа в тому, що при типовому включенні з пониженням напруги живлення зростає ймовірність самозбудження підсилювача ЗЧ. Щоб цього не сталося, вимикаємо ланцюг вольтдобавки, а вивід 6 мікросхеми підключити безпосередньо до плюсового виводу джерела живлення. Для підвищення вхідного опору підсилювача в ланцюг емітера транзистора VT1 включений резистор R3 (його опір може бути в межах 110…240 Ом). Рекомендований опір головки гучномовця Ва1 - 6…8 Ом.

Підсилювач на рис. 1.12 відрізняється підвищеною економічністю. Для роботи в його першому каскаді необхідний транзистор з великим коефіцієнтом передачі струму, здатний працювати в режимі малих струмів. Крім зазначеного на схемі, можна використовувати транзистори КТ342А, КТ342Б і КТ3102 з індексами А - Е.

Рисунок 1.11 - Принципова схема підсилювача К174УН4

Вхідний опір підсилювача - 10 кОм, струм, споживаний його першим каскадом, - 0,3…0,5 мА. Конденсатор С2 запобігає самозбудження підсилювача на високих частотах. Транзистор VT2 виконує функції розв'язувального фільтра в ланцюзі живлення транзистора VT1. Що дозволило обійтися без додаткового оксидного конденсатора і резистора.

Рисунок 1.12 - Принципова схема підсилювача на традиційне включення К174УН4 з підвищеною економічністю

У підсилювачі рис. 1.13 функції першого каскаду виконує інтегральна мікросхема DA1 на польових транзисторах. Гідність такого каскаду - високий вхідний опір (воно визначається опором резистора R1 і залежно від вимог може бути в межах від декількох десятків кОм до 1 МОм) і можливість одночасного використання як підсилювача напруги АРУ (його знімають із виходу мікросхеми DA1 через відповідний фільтр). Всі розглянуті підсилювачі при вхідній напрузі 30…50 мВ забезпечують вихідну потужність 0,1…0,12 Вт. Струм, споживаний ними в режимі спокою, не перевищує 3…4,5 мА, а при максимальній гучності - 40 мА.

Рисунок 1.13 - Принципова схема підсилювача К174УН4 з високим вхідним опором

Підсилювач на К548УН1 Схема одного з каналів підсилювача потужності (другий йому ідентичний) показана на рис. 1.14. Як видно зі схеми, кожен канал підсилювача містить всього два каскади. Перший з них виконаний на одній з половин здвоєного інтегрального підсилювача А1 (в дужках вказані номери висновків іншого підсилювача мікросхеми), другий - двотактний емітерний повторювач - на комплементарній парі транзисторів V1, V2. Підсилювач охоплений ООС по постійному (дільник R5R4) і змінному (R5R3C2) напруженням. Для регулювання тембру застосовн підключений паралельно резистору R5 послідовно ланцюг R6.1C6R7, який поглиблює ООС на вищих частотах номінального діапазону. При установці движка змінного резистора R6.1 у нижнє (за схемою) становище частотно-залежна ООС мінімальна, і складові вищих частот проходять на вихід підсилювача без послаблення. По мірі пересування движка вгору (також за схемою) глибина ООС на вищих частотах збільшується і складові цих частот послаблюються.

Рисунок 1.14 - Принципова схема підсилювача К548УН1

Гучність регулюється здвоєним змінним резистором R1, стерео баланс - резистором R2.

Від перевантаження при короткому замиканні в навантаженні вихідні транзистори захищає пристрій обмеження вихідного струму, вбудований в мікросхему К548УН1А. Максимальне значення цього струму дорівнює 12 мА, тому колекторні струми транзисторів V1, V2 не можуть перевищити гранично допустимих. Дросель L1 намотаний (до заповнення каркаса) проводом ПЕВ - 10,5. В якості магнітопроводу застосований сердечник Ш6х6 від вихідного трансформатора кишенькового приймача. При складанні дроселя в магнітопроводі необхідно передбачити немагнітний зазор 0,1…0,2 мм.

Підсилювач НЧ рис. 1.15 введені регулятори тембру, що дозволяють змінювати посилення на частотах 100 Гц і 7,5 кГц приблизно на +/ - 20 дБ. Підсилювач зібраний на п'яти транзисторах. Вхідний сигнал посилюється по напрузі каскадами на транзисторах V1, V2 і через емітер ний повторювач на транзисторі V3 подається на двотактний вихідний каскад, зібраний на транзисторах V5, V6 різної структури. Навантаження - динамічна головка В1.

Рисунок 1.15 - Принципова схема підсилювача і джерела живлення

Щоб усунути спотворення типу «сходинка», характерні для подібних вихідних каскадів, в ланцюг емітера транзистора V3 включений в прямому напрямку діод V4, напруга на якому забезпечує потрібне зміщення між базами транзисторів V5 іV6. Для стабілізації режиму роботи вихідних транзисторів, в підсилювач введений зворотний зв'язок по постійній напрузі через резистор R4. Цей же резистор входить в ланцюг зворотного зв'язку по змінній напрузі. Останні ланцюги складаються із змінних резисторів R5, R6, конденсаторів С2, СЗ і котушки індуктивності L1.

У підсилювачі можуть бути використані будь-які транзистори серій КП1030 (V1); КТ315, КТ301 (V2); П601 - П606 (V3, V5); П701, КТ601, Kt602 (V6).

Котушка L1 виконана на кільці тіпоразмера К17, 5x8x5 з фериту 2000 НМ - вона містить 700 витків дроту ПЕВ-2 0,12. Індуктивність котушки має бути О, 6..1 Гн.

Підсилювач НЧ 8 Вт рис. 1.16 НЧ потужністю 8 Вт призначений для спільної роботи з п'єзоелектричним звукознімачем при відтворенні грамзапису.

Регулювальник гучності - резистор R1, регулювальник тембру по вищих частотах - R6, по нижчих R3. Транзистори ТЗ - Т5 установлені на радіаторах площею не менше 50 . Силовий трансформатор Тр1 - ТА11 - 127/220 - 50. Його можна виготовити самостійно, узявши сердечник НІ 6x25. Мережева обмотка трансформатора містить 1800 витків дроту ПЕВ-2 діаметром 0,64 мм. Резистор R17 - дротяний, має 10 витків никелінового дроту діаметром 0,3 мм, намотаних на резисторі ВС - 0,25.

Рисунок 1.16 - Принципова схема підсилювача з регулятором тембром та джерелом живлення

Широко смуговій ПНЧ на 8 Вт рис. 1.17 розрахований на спільну роботу з електропрогравачами, що забезпечені п'єзоелектричним звукознімачем.

Перший каскад підсилювача для збільшення вхідного опору виконаний за схемою емітерного повторювача. Ланцюги частотної корекції (регулювання тембру) зібрані на резисторах R4 - R7 і конденсаторах СЗ - Сб. Другий і третій каскади на транзисторах Т2, ТЗ - підсилювачі напруги. Фазоїнвертор зібраний на транзисторі Т4 за схемою з розділеним навантаженням. Двотактний вихідний каскад на високочастотних транзисторах Т5, Т6 працює в режимі класу В. Вихідні транзистори витримують короткочасні короткі замикання навантаження, оскільки їх базові струми обмежуються резистором R18. Підсилювач охоплений глибоким негативним зворотним зв'язком, напруга якого знімається з виходу підсилювача і через резистор R6 подається в ланцюг емітера транзистора ТЗ.

Рисунок 1.17 - Принципова схема підсилювача з регулятором тембром та джерелом живлення

Живиться підсилювач від мережі через випрямляч, виконаний на діодах Д5, - Д8. Напруга на випрямляч подається з вторинної обмотки знижувального мережевого трансформатора. Радіаторами вихідних транзисторів служить алюмінієве шасі підсилювача, причому транзистор Т5 має бути ізольований від шасі за допомогою тефлонової прокладки товщиною 50 мкм. Транзистор Т4 встановлений на невеликому циліндровому радіаторі. Трансформатор Тр1 виконаний на сердечнику Ш32х32 з вікном 16x48 мм. Мережева обмотка містить 900 витків дроту ПЕВ-1 діаметром 0,41 мм, вторинна, -160 витків дроту ПЕВ-1 діаметром 0,8 мм.

Підсилювач рис. 1.18 розраховано на підключення акустичних систем опором 8 Ом. Перший каскад на транзисторі Vt1 представляє собою підсилювач напруги з місцевою ООС. Через конденсатор СЗ сигнал поступає на регулювальників стерео балансу, гучності і тембру. Далі сигнал поступає на другий каскад (Vt2), а потім на підсилювач потужності із загальною петлею ООС по напрузі. Конденсатору С12 запобігає самозбудження підсилювача на високих частотах, терморезистор R24 підвищує стабільність вихідних каскадів підсилювача. Ланцюги R25, Vd1, Vd2, СЮ і R17, С1 є такими, що фільтрують і розв'язують. Транзистори КТ3102Г можна замінити аналогічними марки КТ3102Е. У вихідному каскаді допустимо застосувати транзистори КТ818, КТ819 з буквеними індексами В та Г. Замість діодів КД202В допустимо застосувати мостовий випрямляч типа КЦ412 з будь-яким буквеним індексом.

Рисунок 1.18 - Принципова схема підсилювача з регулятором тембром та джерелом живлення

Силовий трансформатор ТА88 -127/220 - 50 або ТА89 -127/220 - 50. В первинної обмотки з'єднуються виводи 2 і 6, а мережева напруга подається на виводи 1 і 8. Вторинну обмотку утворюють паралельним включенням виводів 11, 13, 15, 17 і 12, 14, 16, 18. Промисловий «силовик» можна замінити саморобним: сердечник ШЛ20х25, мережева обмотка містить 1400 витків дроту ПЕВ-2 0,44, вторинна, - 200 витків ПЕВ-2 0,93.

У радіолюбительській практиці широкого поширення набув широкосмуговий підсилювач потужності ЗЧ (ППЗЧ), виконаний за симетричною схемою рис. 1.19. Біполярні транзистори комплементу його вхідного каскаду включені за схемою двотактного диференціального підсилювача, а наступного - за схемою із загальним емітером.

Рисунок 1.19 - Принципова схема симетричного підсилювача потужності

Істотно поліпшити параметри такого ППМЧ дозволяє використання в його вхідних каскадах біполярних і польових транзисторів. З інших достоїнств підсилювача слід надати увагу високій частоті зрізу АЧХ, низький рівень шумів, хорошу стійкість. Основний недолік такого вхідного каскаду - досить значна чутливість до пульсацій живлячої напруги, що вимагає вживання стабілізованого джерела живлення.

Транзистори КПЗОЗД можна замінити на КПЗОЗГ(Е); КП103М - КП103Л; КТ3102А - КТ3102Б; КТ3107А - КТ3107Б; КП904А - КП904Б.

Підсилювач НЧ 12Вт на транзисторах П217 на рис. 1.20 представлена повна принципова схема підсилювача низької частоти, виконаного із застосуванням германієвих транзисторів серії П214 - П217. Його вихідна потужність при опорі навантаження 6 Ом складає близько 12 Вт. За допомогою змінного резистора R4 струм вихідних транзисторів встановлюють рівним близько 100 мА.

Змінним резистором R10 регулюють величину зворотного зв'язку. Коефіцієнт посилення по напрузі цього каскаду дорівнює 3-7.

Рисунок 1.20 - Принципова схема підсилювача 12 Вт

2. Макет підсилювача звуку

2.1 Моделювання схеми підсилювача звуку

Базовим елементом підсилювача була обрана МС LM3886 з повним комплектом захистів, потужним вихідним каскадом, що дозволяє віддавати довготривалу потужність 68 Вт і короткочасну 135 Вт на 4-Омне навантаження. Струмовий буфер виготовлено на тріоді 6Н23П - ЕВ. Його відрізняють низька напруга живлення, актуальне вданій схемі, і разом з тим, непогане звучання.

На виході присутній обмежувач струму - дротяний SQP резистор.

На рис. 2.1 представлена модельна схема одного каналу підсилювача, яка реалізована за допомогою програми схемотехнічного моделювання Micro Cap. Моделювання дозволило оптимізувати характеристики схеми та обрати параметри пасивних компонентів серед ряду номінальних значень.

Рисунок 2.1 - Модельна схема одного каналу підсилювача звуку

Зі збільшенням частоти зростає нелінійність АЧХ і фази. З цим завданням вдало справляється струмовий буфер на тріоді. Нерівномірність залежності коефіцієнта підсилення складає 1.4 дБ (вузол v(13)), а фазова - близько 40 градусів (вузол v(11)) рис. 2.2. Відомо, що згідно вимог стандарту DIM до звукової апаратури класу Hi - Fi допускає нерівномірність коефіцієнта підсилення 3 дБ, а нерівність фазової характеристики 30 градусів. Таким чином очікуванні характеристики підсилювача, що розробляється, знаходяться у добрій відповідності до вимог стандарту.

З рис. 2.3 бачимо, що при вхідній напрузі амплітудою 10 мВ вихідна напруга практично не має нелінійних спотворень. Коефіцієнт підсилення за напругою складає близько 70.

Рисунок 2.2 - Частотна характеристика підсилення та фазочастотна характеристика підсилювача звуку

Рисунок 2.3 - Осцилограма вхідного (вузол v(13)) та вихідного (вузол v(11)) гармонійного сигналу підсилювача звуку

2.2 Схема принципова електрична

Підсилювальні мікросхеми серії LM володіють найкращім звучанням серед аналогів. Найкраще звучання, стабільність та лінійність досягається за допомогою інвертованого включення. Однак це включення при роботі на класичний вихідний опір джерела має декілька мінусів. При збільшені частоти росте нелінійність АЧХ та фази. Це зумовлено тим, що при інвертуючому включенні сигнал повинен надходити від джерела струму, а звукові карти мають вихідний опір близький до 200 Ом. Джерело струму на польових транзисторах теж не придатне у зв'язку з великими втратами, високої вхідної ємності та вираженій нелінійності.

З вказаним вище завданням вдало справляється струмовий буфер на тріоді. Крім того, такого роду буфер має коефіцієнт підсилення за напругою менше 1. Зважаючи на це глибина ВЗЗ мікросхеми зменшена, що також сприятливо відображається на якості звуку. В схемі запропонованій на рис. 2.4 введено Т-подібний ВЗЗ, який збільшує вхідний опір за інвертованим входом та дозволяє зменшити заземлюючий опір за прямим входом. Негативність такого підходу є збільшення шумів та наводок, але це перше враження. Якщо розводка та екранування підсилювального блоку зроблено належним чином, наводки будуть практично непомітні.

Крім того, підсилювач оснащений повним комплектом захистів і вбудованим режимом mute.

Для зручності зведення параметрів каналів і зменшення габаритів підсилювача в якості буфера використаний популярний вакуумний подвійний тріод 6Н23П - ЕВ.

Рисунок 2.4 - Схема принципова електрична одного каналу підсилювача звуку

Обидва канали розміщено на одній друкованій платі рис. 2.5.

Рисунок 2.5 - Друкована плата підсилювача потужності звуку розміром 130х80 мм

З власних міркувань в плату було внесено такі особливості:

· Стабілізація напруги лампи;

· Установка керамічної панельки прямо на плату;

· Поєднання всього стерео підсилювача на одному листі текстоліту;

· Прохідні конденсатори збільшені до 4,7 мкФ для кращої передачі НЧ;

· Введено ланцюги Цобеля, що запобігають самозбудження;

· Введена вихідна індуктивність, що компенсує паразитну ємність кабелів і ГД;

· Розведення проведено плавними обводами, що полегшує проходження складних сигналів (кожен кут на розведенні може працювати, в тій чи іншій мірі, як хвилевід, відбивач або резонатор);

· Земля виконана загальною шиною. Такий підхід є компромісом, але в даному випадку цілком виправданий.

Для живлення всієї схеми служить четирьохполярний блок живлення із загальною землею і незалежною обмоткою нагріву, схема якого представлена на рис. 2.6.

Рисунок 2.6 - Схема принципова електрична чотирьохполярного блоку живлення

На рис 2.7 показано креслення друкованої плати блоку живлення підсилювача потужності звукової частоти.

Рисунок 2.7 - Друкована плата блоку живлення підсилювача звуку

В якості трансформатора використані два уніфіковані окремі трансформатори ТПП323 і ТАН1. ТПП323 - потужного для живлення канальних підсилювачів потужності на мікросхемах, ТАН1 - для живлення лампи.

2.3 Експериментальне дослідження характеристик макету

Для експериментального дослідження макету підсилювача використовувались наступні віртуальні прилади: осцилограф PCSU1000 і функціональний генератор PCG10. Вони мають такі основні характеристики.

Осцилограф PCSU1000

· Вхід: 2 канали, 1 зовнішній тригерний вхід

· Вхідний опір: 1 MОм / 30 пФ

· Частотна характеристика ±3 дБ: від DC до 60 MГц

· Максимальна вхідна напруга: 30В (AC + DC)

· Вхідна комутація: DC, AC і GND

· Під'єднання до порту USB (500 мA)

· Потребує Win98SE або вище

· Частота вибірок: У реальному часі: від 1.25 кГц до 50 МГц

· Частота вибірок: Повторно: 1 ГГц

· Довжина запису: 4K відліків / канал

· Вхідна чутливість: від 5 мВ до 2В/поділку

· Автозапуск і зовнішній запуск

· Регістрація даних і осцилограм

· Розширення масштабу осцилограм

· Широкоформатний режим екрану

Функціональний генератор PCG10:

· Частотний діапазон від 0.01 Гц до 1 МГц.

· Кварцова стабілізація частоти.

· Оптична ізоляція з комп'ютером.

· Низьке викривлення синусоїдального сигналу.

· Узгодження рівнів сигналів із ТТЛ логікою.

· Збереження до 32K точок форми сигналу.

· Стандартні сигнали: гармонійний, прямокутної форми, симетричної трикутникової форми.

· Бібліотека сигналів: Шум, свіп,…

· Візуалізація графіків форми сигналів.

· Можливість побудови сигналів довільної форми за допомогою інтегрованого редактора форми сигналів.

· Може бути підключеним до одного порту (LPT1, 2 чи 3) із осцилографом Velleman PC.

· Живлення: Стандарт 12В DC адаптер, 800 мA (PS1208). Прямий цифровий синтез (DDS), 32K точок.

· Установка частоти з точністю: 0.01%.

· Діапазон амплітуд: від 100 мВ до 10В на 600 Ом. Точність установки амплітуди: 0.4% повного масштабу.

· Зміщення сигналу: від 0 до -5В чи +5В max. (установка 0.4% повного масштабу).

· Вертикальне розрізнення: 8 біт (0.4% повного масштабу). Максимальна частота подачі вибірок: 32 МГц.

· Типове викривлення гармонійного сигналу (THD): < 0.08% (із 0 дБ і <100 кГц, 1В СКВ)

· Вихідний опір: 50 Ом.

Методика вимірювання частотних залежностей коефіцієнта підсилення і фазової характеристики макета підсилювача полягала у наступному. Із функціонального генератора PCG10 гармонійний сигнал заданої амплітуди і частоти подавався на коаксіальний трійник. З виходу 1 трійника сигнал подавався на вхід каналу 1 осцилографу PCSU1000. Осцилограма цього сигналу відповідала вхідному сигналу підсилювача. Із виходу трійника 2 сигнал подавався на вхід підсилювача. Підсилювач був навантажений на еквівалентне навантаження опором 4 Ом. Сигнал, який знімався з еквівалентного навантаження, подавався на вхід каналу 2 осцилографу.

Параметри вхідного і вихідного сигналів отримувались автоматично за допомогою опції «Waveform Parameters» віртуального осцилографу PCSU1000.

Для сітки частот контролювався розмах (Peak-to-peak) вхідного сигналу і вихідного сигналу і фазовий зсув (Phase) вихідного сигналу по відношенню до вхідного . Коефіцієнт підсилення визначався як відношення , або в децибелах як . Відповідні результати вимірювання та оцінка коефіцієнта підсилення для лівого каналу підсилювача приведені в таблиці 2.1.

Таблиця 2.1 - Результати вимірювання та оцінка коефіцієнта підсилення лівого каналу

Видно, що середнє значення коефіцієнта підсилення складає 31 дБ, а нерівномірність коефіцієнта підсилення у смузі частот 40…16000 Гц не перевищує 2 дБ. Останнє свідчить про те, що підсилювач задовольняє вимогам стандарту DIN 45000 для звукової апаратури вищої якості Hi-Fi.

Аналогічні дослідження частотної залежності коефіцієнта підсилення виконані для правого каналу підсилювача. Вони показали, що різниця каналів підсилення не перевищує 1,5 дБ, що також відповідає вимогам DIN 45000.

До речі, особливих вимог до фазочастотної характеристики DIN 45000 не висуває через низьку чутливість людського слуху до фазових викривлень.

Методика вимірювання амплітудної характеристики макета підсилювача полягала у наступному. Із функціонального генератора PCG10 гармонійний сигнал частотою 1000 Гц і заданої амплітуди подавався на коаксіальний трійник. З виходу 1 трійника сигнал подавався на вхід каналу 1 осцилографу PCSU1000. Із виходу трійника 2 сигнал подавався на вхід підсилювача. Підсилювач був навантажений на еквівалентне навантаження опором 4 Ом. Сигнал, який знімався із еквівалентного навантаження, подавався на вхід каналу 2 осцилографу. Для сітки значень розмаху вхідного сигналу контролювався відповідний розмах вихідного сигналу . Результати вимірювання амплітудної характеристики лівого каналу підсилювача приведені в таблиці 2.2. (Тут мінімальне значення амплітуди вхідного сигналу обумовлене не рівнем шумів, а можливістю функціонального генератора PCG10).

Таблиця 2.2 - Результати вимірювання амплітудної характеристики підсилювача лівого каналу

Видно, що у діапазоні вхідного сигналу 0,1…1,4 В і відповідному діапазоні вихідного сигналу 4…43 В амплітудна характеристика є практично лінійною. Це свідчить про очікуваний низький коефіцієнт нелінійних викривлень реалізованого підсилювача у цьому діапазоні напруг.

Максимально допустима амплітуда вхідного сигналу дорівнює 10 В (при максимальному ослаблені вхідним атенюатором «Чутливість»).

Нелінійні викривлення підсилювачів характеризують коефіцієнтом нелінійних викривлень чи коефіцієнтом гармонік. Для їх вимірювання потрібна спеціальна апаратура, яка передбачає спектральні дослідження на основі частотної фільтрації. Через відсутність такої апаратури у навчальній лабораторії за допомогою аналізатора спектра осцилографа PCSU1000 оцінювався рівень другої гармоніки при вхідному гармонійному сигналі частотою 1 кГц розмахом 0,7 В. Положення маркера (вертикальна пунктирна лінія) відповідає положенню другої гармоніки частотою 2 кГц. Видно, що рівень другої гармоніки практично співпадає з рівнем шумів. Це свідчить про очікуваний надзвичайно низький коефіцієнт нелінійних викривлень реалізованого підсилювача.

3. Охорона праці та безпека в надзвичайних ситуаціях