Підсилювач потужності звукової частоти

Размещено на http://www.allbest.ru/

Размещено на http://www.allbest.ru/

1. Вибір і розрахунок підсилювача потужності звукової частоти (ППЗЧ)

1.1 Вибір схеми підсилювача

Підсилювачі потужності звукової частоти є невід'ємною частиною

радіоелектронної апаратури: радіоприймачів, магнітофонів, телевізорів, музичних центрів, а також широко використовуються як самостійні пристрої.

В якості базової схеми для розрахунку ППЗЧ вибираємо схему, зібраною по так званій рівнобіжній схемі з двохполярним живленням. В якості активного елемента вибираємо ППЗЧ TDA2052. Коефіцієнт нелінійних спотворень складає 1%.

Рисунок1 Принципова схема ППЗЧ.

Після вибору схеми приступаємо до розрахунку підсилювача.

1.2 Розрахунок підсилювача

Визначаємо напругу живлення підсилювача:

Е_п = 2 (+U_{к-е мін}) (В) [1]

Е_п = 2 ( +1,5) = 53,596 (В)

де U_{к-е мін} - напруга між колектором й емітером транзистора, що відповідає початку прямолінійної ділянки статичних характеристик колекторного струму.

U_{к-е мін} = U_{к-е нас}. + 0,5 (В) [2]

U_{к-е мін} = 1 + 0,5 = 1,5 (В)

Для потужних германієвих транзисторів U_{к-е мін} становить 1 - 1,5 В, для кремнієвих транзисторів середньої потужності - 1,5 - 2 вольти, для кремнієвих великий потужності 2 - 2,5 вольти й для складених кремнієвих транзисторів великої потужності 2 - 2,5 вольти.

Так-як максимальна напруга живлення у мікросхеми TDA2052 - 50 В, то приймаємо значення Е_п = 50 В.

Для підсилювачів із двохполярним живленням

Е_п2 = ± Е_п/2 (В) [3]

Е_п2 = 50 /2 = 25

Визначаємо максимальний вихідний струм мікросхеми:

I_{к макс} = (А) [4]

I_{к макс} = = 3,162 (А)

Визначаємо середній струм споживаний від джерела живлення мікросхемою:

I_ср = I_{к макс} /р + I_{к пок} (А) [5]

I_ср = 3,162/(3,14+0,07)= 1,077 (А)

Коефіцієнт корисної дії мыкросхеми:

з = Р_н/Е_пI_ср [6]

з = 40/(50*1,077) = 0,743 (74,3%)

Максимальна потужність, що розсіює мікросхема при максимальній вихідній потужності:

Р_{к макс} = Р_н(1 - з)/ з (Вт) [7]

Р_{к макс} =40*(1-0,743)/0,743 = 13,829 (Вт)

Середня (музична) вихідна потужність ППЗЧ:

Р_{н сер} = Рн/ р (Вт) [8]

Р_{к макс} = 40/3,14 = 12,732 (Вт)

Амплітуда споживаного струму при середній вихідній потужності:

I_{к макс 1} = (А) [9]

I_{к макс 1} = = 1,784 (А)

Середній струм, споживаний підсилювачем при середній вихідній потужності:

I_ср1 = I_{к макс 1}/ р + I_{к пок} (А) [10]

I_ср1 = 1,784/(3,14+0,07) = 0,556 (А)

Коефіцієнт корисної дії підсилювача при середній вихідній потужності:

з _ср = Р_{н ср}/Е_пI_{ср 1} [11]

з _ср = 12,732/(50*0,566) = 0,458 (45,8%)

Потужність, що розсіює мікросхема при середній вихідній потужності:

Р_{к макс 1} = Р_{н сер}(1-з)/з (Вт) [12]

Р_{к макс 1} = 12,732*(1 - 0,458)/0,458 = 15,044 (Вт)

Для розрахунку радіаторів вихідного каскаду беремо більшу з потужностей, отриманих по формулах 7 й 12.

За значеннями Р_{к макс}, I_{к макс}, I_ср, U_{к-е макс} вибираємо остаточно по довіднику мікросхему TDA 2052.

Параметри мікросхеми TDA 2052

Напруга живлення	±6…±25В
Вихідний піковий струм	6А
Обмеження потужності при tкорп.=+70°C	30Вт
Діапазон частот	20Гц..20КГц
Коефіцієнт гармонік	не более 0,7% типовой 0,1%
Тепловий опір кристал - корпус	2,5°C/W
Максимальна потужність	60 Вт

Мінімальна ємність вихідного конденсатора або конденсаторів фільтра при нестабілізованому живленні:

С_вих = 1/R_н 2рf (мкФ) [13]

С_вих = 1/(8*2*3,14*100) = 198,9 (мкФ)

Робоча напруга вихідного конденсатора повинне бути більше половини напруги джерела живлення при однополярному живленні або більше напруги живлення однієї' полярності при двохполярном живленні.

U_конд=E_п2v2 [14]

U_конд = 25*v2 = 35,355 (В)

2. Вибір і розрахунок стабілізованого джерела живлення

2.1 Вибір схеми стабілізованого джерела живлення

Багато хто з застосовуваних у даний час схем ППЗЧ здатні працювати від нестабілізованих джерел живлення зі збереженням основних характеристик. Це дозволяє спростити схему і знизити вартість джерела живлення.

Однак застосування нестабілізованих джерел живлення має визначені недоліки:

- приблизно на 20% знижується максимальна вихідна потужність ППЗЧ;

- різко зростають коливання живильної напруги, що може привести до виходу з ладу транзисторів фазоинверсного, передвихідного і вихідного каскадів при коливаннях напруги живильної мережі.

При параметрах ППЗЧ, заданих для проектування, вибір нестабілізованих джерел живлення недоцільний, тому що практично всі підсилювачі працюють при досить високих напругах, близьких до максимально припустимого для застосовуваних транзисторів. Я пропоную використати одну з типових схем двохполярного стабілізованого джерела живлення з захистом від перевантажень і коротких замикань, на прикладі якої розглянутий порядок розрахунку стабілізованого джерела живлення.



Рисунок 2 Принципова схема стабілізованого джерела живлення.

2.2 Розрахунок компенсаційного стабілізатора

Визначаємо мінімальну вхідну напругу стабілізатора при мінімальній напрузі живільної мережі:

U_{вх мін} = Е_п2 + U_{ке2 мін}(В) [15]

U_{вх мін} = 25 + 1,5 = 26,5

де U_{кэ2 мін} - мінімальна напруга на повністю відкритому транзисторі VT1 (див. розрахунок підсилювача).

Задаючись коефіцієнтом пульсацій на вході стабілізатора К_п = 10% при максимальному струмі навантаження визначаємо величину середньої випрямленої напруги при мінімальній напрузі живильної мережі:

U_{d мін} = U_{вх мін}(1 + К_п) (В) [16]

U_{d мін} = 26,5*(1 + 0,1) = 29,15 (В)

З урахуванням припустимих коливань напруги в живильній мережі +5 - 10% і зниження вихідної напруги випрямляча під впливом навантаження визначаємо максимальна вихідна напруга випрямляча:

U_{d макс} = К_сети К_нагрU_{d мін} (В) [17]

U_{d макс} = 1,15*1,05*29,15 = 35,199 (В)

де К_сети - коефіцієнт, що враховує можливі коливання напруги живильної мережі, К_сети = 1 + 15% = 1,15;

К_нагр - коефіцієнт, що враховує зниження випрямленого напруги під впливом навантаження, К_нагр = 1,05 ч 1,1 залежно від потужності випрямляча. З ростом потужності Кнагр зменшується.

Максимальна потужність, що розсіюється на колекторі транзистора VT2 (VT5):

Р_{к1 макс} = (U_{d макс} - U_вих) 2I_ср1 (Вт) [18]

Р_{к1 макс} = (35,199 - 25)*2*0,556 = 11,331 (В)

де I_{ср 1} - середній споживаний одним каналом ППЗЧ струм при середній вихідній потужності.

Вибір регулюючіх транзисторів:

Як регулюючі транзистори вибираємо комплементарні пари транзисторів типів VТ2 - КТ817В

VТ5 - КТ816В

VТ1; VТ6 - КТ315А

VТ3; VТ4 - КТ361А

Параметрами VТ2; VТ5:

максимальна розсіювана потужність, що, 60Вт;

максимальний струм колектора 3 А;

максимальна напруга колектор-емітер 60 В;

мінімальний коефіцієнт підсилення по струму h21 _мін - 15;

максимальна температура переходу 150⁰С;

тепловий опір перехід-корпус 1,67⁰С / Вт;

площа теплового контакту 1,5 см².

Максимальна потужність, що розсіюється на транзисторі стабілізатора:

РDA1 _макс = Р_{к1 макс}/h21 _мін(Вт) [19]

РDA1 _макс = 11,331/15 = 0,755 (Вт)

де h21 _мін - мінімальний коефіцієнт підсилення по струму транзистора VТ2; VТ5.

Отримане значення не перевищує припустимої потужності, що розсіюється транзистором без тепловідводу.

2.3 Розрахунок випрямляча

Найпоширенішою схемою випрямлення для живлення ППЗЧ є мостова схема. При двохполярному живленні застосовується її варіант із відводом середньої крапки вторинної обмотки силового трансформатора (див. схему стабілізатора), що дозволяє одержати з одного випрямного моста двохполярну напругу з середньою крапкою. При розрахунку такої схеми варто врахувати, що зворотна напруга на діодах зростає вдвічі в порівнянні з однополярною мостовою схемою. У якості згладжуючого фільтра, як правило, застосовується ємнісної фільтр.

По наближених формулах визначаємо:

- максимальна зворотна напруга на діодах

U_{обр макс} = 3 U_{d макс} (В) - для двохполярної схеми. [20]

U_{обр макс} = 3*35,199 = 105,596 (В)

- середній струм діода:

I_ср = 2I_{ср 1}/2 (А); [21]

I_ср = (2*0,556)/2 = 0,556 (А)

- амплітуда струму через діод:

I_м = 7I_{ср 1} (А). [22]

I_м = 7*0,556 = 3,889 (А)

За обчисленим значенням робимо попередній вибір діодів.

Вибираємо діоди типу КД201А с параметрами:

максимально припустимий прямий струм 5 А;

пряме спадання напруги 1 В;

максимально припустима зворотна напруга 100 В;

Визначаємо опір навантаження випрямляча:

R_{н випр} = U_{d макс}/2I_ср1 (Ом) [23]

R_{н випр} = 35,199/(2*0,556) = 31,68 (Ом)

Визначаємо опір обмотки трансформатора:

r_тр = (0,05 - 0,08) R_н (Ом) [24]

r_тр = 0,08*8 = 0,64 (Ом)

Знаходимо прямий опір діода по наближеній формулі:

r_пр = U_пр/3I_ср (Ом) [25]

r_пр = 1/(3*0,556) = 0,6 (Ом)

Визначаємо активний опір фази випрямляча:

r = r_тр + 2r_пр (Ом) [26]

r = 0,64 + 2*0,6 = 1,84 (Ом)

Визначаємо основний розрахунковий коефіцієнт А:

А = 1,6r/R_{н випр} [27]

А = (1,6*1,84) / 31,68 = 0,093

По номограмах знаходимо допоміжні коефіцієнти B, D, F, H.

В = 0,775

D = 2,575

F = 1,6

H = 180

Визначаємо уточнені значення U_{обр макс,} I_м:

U_{обр макс} = 2*1,4*B*U_{d макс} (В) [28]

U_{обр макс} = 2*1,4*0,775*35,199 = 76,381 (В)

I_м = 0,5*F*I_{н макс} (А) [29]

I_м =0,5*1,6*3,162 = 2,53 (А)

Перевіряємо попередній вибір діодів.

Визначаємо напругу на вторинній обмотці трансформатора при номінальній напрузі живильної мережі й мінімальному навантаженню:

U_2н =2*В*К_сети1*К_нагр*U_{d мін} (В) [30]

U_2н = 2*0,775*1,1*1,05*29,15 = 52,186 (В)

де К_сети1 - коефіцієнт, що враховує різницю між номінальною й мінімальною напругою живильної мережі, К_сети1 = 1,1

Визначаємо максимальне діюче значення струму вторинної обмотки трансформатора:

I₂ = 2*D*I_ср /v2 (А) [31]

I₂ = 2*2,575*(0,556/v2) = 2,023 (А)

Визначаємо ємність фільтра:

С_ф = H/r К_п (мкФ) [32]

С_ф = 180/(1,84*0,1) = 978,227 (мкФ)

де К_п - припустимий коефіцієнт пульсацій випрямленої напруги.

Вибираємо тип конденсатора з ряду номінальних значень Е24:

Серія	Діаметр	Номінальна ємність	Відхилення ємності	Номінальна напруга	Робоча температура
PEG124	10-20 мм	4,7-4700 мкф	-10/+30%	10-100 В	-40…+125°С

Визначаємо середню потужність, що розсіюється на діодах:

Р_д = I_ср² r_пр (Вт) [33]

Р_д = 0,556²*0,6 = 0,185 (Вт)

Отримана потужність менше припустимої.

3. Розрахунок силового трансформатора

Вихідними даними для розрахунку силового трансформатора є дані, отримані в результаті розрахунку випрямляча:

- напруга на вторинній обмотці трансформатора U₂(В);

- діюче значення струму вторинної обмотки трансформатора I₂(А);

а також:

- напруга живильної мережі із припустимими відхиленнями, у нашому випадку 220 +5 - 10%(В);

- частота живильної мережі, 50 Гц;

- максимальна температура навколишнього середовища, 50^ос.

3.1 Визначаємо сумарну потужність вторинних обмоток трансформатора

Р_2У = U₂*I₂(Вт) [34]

Р_2У = 52,186*2,023 = 105,572 (Вт)

3.2 Визначаємо потужність первинної обмотки трансформатора

Р₁ = Р_2У (Вт) [35]

Р₁ = 105,572 (Вт)

3.3 Визначаємо номінальну потужність трансформатора

Р_ном = Р₂ + Р₁ (Вт) [36]

Р_ном = 105,572+105,572 = 211,144 (Вт)

3.4 Визначаємо добуток

S_стS_ок = 45Р_ном/fВ_мjk_стk_ок (см⁴) [37]

S_стS_ок = (45*211,144)/(50*1,55*3,4*0,94*0,35) = 109,601 (см²)

де S_cт - площа перетину магнітопровода, см²;

S_ок - площа вікна магнітопровода, см²;

f - частота живильної мережі, Гц;

В_м - амплітуда магнітної індукції в магнітопроводі, Т. Вм = 1,55 Т.

j - щільність струму в обмотках, А/мм². j = 3,4 А/мм².

k_ст - коефіцієнт заповнення перетину стрижня магнітопровода. k_cт = 0,94

K_ок - коефіцієнт заповнення вікна магнітопровода обмотками. К_ок = 0,35).

3.5 По довідковій таблиці вибираємо магнітопровод. Для обраного магнітопровода повинна виконуватися умова:

yy1bh > S_cтS_ок [38]

де b - ширина вікна, h - висота вікна магнітопровода, y й y1 - розміри перетину стрижня магнітопровода, мм.

Вибираємо магнітопровод типу ПЛМ 25*40*46 з розмірами: b = 2,4 см,

h=4,6 см, y = 2,5 см, y1 =4 см.

yy1bh = 2,5*4*2,4*4,6 = 110,4 см²

3.6 Визначаємо ЕДС, що наводить в одному витку

е = 4,44В_мfS_ст10^-4 (В) [39]

е = 4,44*1,55*50*6*10^-4 = 0,206 (В)

3.7 Очікуване спадання напруги в обмотках трансформатора ?U = 5,6%

3.8 Знаходимо попереднє число витків обмоток

w₁ = U₁(1 - ?U)/е; [40]

w₁ = 220 (1 - 0,056)/0,206 = 1006

w₂ = U₂(1 + ?U)/е. [41]

w₂ = 52,186 (1+0,056)/0,206 = 266,919

Вторинна обмотка складається із двох половин.

3.9 Визначаємо індукцію в сердечнику при роботі трансформатора на холостому ходу

В_0м = В_м(1 + ?U) (Т) [42]

В_0м = 1,55 (1+0,056) = 1,637 (В)

3.10 За графіком визначаємо питомі втрати в сталі магнітопровода

Р_{ст уд} і Р_{0ст уд} при В_м й В_0м, Вт/кг.

3.11 Визначаємо втрати в сталі під навантаженням і на холостому ходу

Р_ст = Р_{ст уд}G_ст(Вт); [43]

Р_ст =4,2*1,75 = 7,35 (Вт)

Р_0ст = 4,8*1,75 = 8,4 Вт

де G_cт - вага магнітопровода, кг. G_ст = 1,75 Кг.

3.12 Визначаємо попереднє значення втрат у міді обмоток

Р_м = Р_ном ?U (Вт) [44]

Р_м = 211,144*0,056 = 11,824 (Вт)

3.13 Визначаємо складову струму первинної обмотки, що залежить від струмів вторинних обмоток

I_1а^/ = Р₂/U₁(А) [45]

I_1а^/ = 105,572/220 = 0,48 (А)

3.14 Визначаємо складову струму первинної обмотки, що залежить від втрат у трансформаторі

I_1а^// = (Р_ст + Р_м)/U₁ (А) [46]

I_1а^// = (7,35+11,824)/220 = 0,087 (А)

3.15 Визначаємо повну активну складову струму первинної обмотки

I_1а = I_1а^/ + I_1а^// (А) [47]

I_1а = 0,48 + 0,087 = 0,567 (А)

3.16 Напруженість магнітного поля H і Н₀ (Аw), необхідна для створення в сердечнику індукції

В_м й В_0м. Н = 3,6Аw, Н₀ = 5,7 Аw.

3.17 Визначаємо реактивну складову струму первинної обмотки при роботі під навантаженням і на холостому ходу: (L_ср = 22,8 см.)

I_р = Н L_ср /w₁(А); [48]

I_р = (3,6*22,8)/1006 = 0,082 (А)

де L_ср - середня довжина шляху магнітної лінії, (см).

I_р0 = Н₀L_ср /w₁(А); [49]

I_р0 = (5,7*22,8)/1006 = 0,129 (А)

3.18 Визначаємо повний струм первинної обмотки

I₁ = (А) [50]

I₁ = = 0,573 (А)

3.19 Визначаємо активну складову струму холостого ходу

I_а0 = Р _0ст/U₁ (А) [51]

I_а0 = 8,4/220 = 0,038 (А)

3.20 Визначаємо струм холостого ходу трансформатора

I₀ = (А) [52]

I₀ = = 0,135 (А)

3.21 Визначаємо діаметр дротів обмоток

d₁ = 1,13 (мм) [53]

d₁ = 1,13*= 0,464 (мм)

По довіднику вибираємо дріт. Дріт ПЕВ-2 діаметром d₁= 0,475 мм, діаметр із ізоляцією d_из1= 0,545 мм, опір 1 м дроту R_1м1 = 0,097329 Ом, вага 100 м дроту g₁ = 0,165 кг).

d₂ = 1,13 (мм) [54]

d₂ = 1,13*= 0,872 (мм)

По довіднику вибираємо дріт. Дріт ПЕВ-2 діаметром d₂= 0,9 мм, діаметр із ізоляцією d_из2= 0,99 мм, опір 1 м дроту R_1м2 = 0,027113 Ом, вага 100 м дроту g₂ = 0,578 кг).

3.22 Визначаємо число витків у шарі обмоток

w_сл1 =[h - 2 (д_к + 1)]/1,3d_из1 [55]

w_сл1 =[46 - 2 (2 + 1)]/(1,3*0,545) = 56,457

w_сл2 =[h - 2 (д_к + 1)]/1,3d_из2 [56]

w_сл2=[46 - 2 (2 + 1)]/(1,3*0,99) = 31,08

де h - висота вікна магнітопроводу (мм);

д_к - товщина матеріалу каркаса, д_к = 2 мм.

3.23 Визначаємо число шарів обмоток

N_сл1 = w₁/w_cл1 [57]

N_сл1 = 1006/56,457 = 17,817 ? 18

N_сл2 = w₂/w_cл2 [58]

N_сл2 = 266,919/31,08 = 8,588 ? 9

Отримані результати округляються до найближчого більшого цілого числа.

3.24 Визначаємо товщину обмоток

д_об1 = N_cл1(d_из1 + д_з) (мм) [59]

д_об1 = 18 (0,545 + 0,05) = 10,71 (мм)

д_об2 = N_cл2(d_из2 + д_з) (мм) [60]

д_об2 = 9 (0,99 + 0,05) = 9,36 (мм)

де д_з - товщина ізоляції між шарами, приймаємо рівним 0,05 мм.

3.25 Визначаємо сумарну товщину обмоток

д_У= д_к + У д_об +д_пр (мм) [61]

д_У = 2 + 10,71 + 9,36 + 0,2 =22,27 (мм)

де д_пр - товщина прокладок між обмотками, д_пр приймаємо рівним 0,2 мм.

3.26 Визначаємо середню довжину витків обмоток

L_в1 = 2 (y + y₁ + 4д_до + 2д_обм1) (мм) [62]

L_в1 = 2 (2,5 + 4 + 4*2 + 2*10,71) = 71,84 (мм)

L_в2 = 2 (y + y1 + 4д _до + 4д _обм1 + 2д _обм2) (мм) [63]

L_в2=2 (2,5+4+4*2+4*10,71 + 2*9,36) = 152,12 (мм)

3.27 Визначаємо довжину проводів обмоток

L_об1 = L_в1w₁10^-3 (м) [64]

L_об1 = 71,84*1006*10^-3 = 72,265 (м)

L_об2 = L_в2w₂10^-3 (м) [65]

L_об2 = 152,12*266,919*10^-3 = 40,604 (м)

3.28 Визначаємо опір обмоток при температурі 20^ос

r_об1 = r_{пр уд1}L_об1 (Ом) [66]

r_об1 = 0,097329*72,265 = 7,033 (Ом)

r_об2 = r_{пр уд2}L_об2 (Ом) [67]

r_об2 = 0,02711*40,604 = 1,101 (Ом)

3.29 Задаємося максимальною температурою обмоток 100^ос; тоді перевищення температури ?t складе 80^ос

Обчислюємо опір обмоток при температурі 100^ос

r_{t про1} = r_об1(1 + 0,004?t) (Ом) [68]

r_{t про1} = 7,033 (1 + 0,04*80) = 29,54 (Ом)

r_{t про2} = r_об2(1 + 0,004?t) (Ом) [69]

r_{t про2} = 1,101 (1 + 0,04*80) = 4,624 (Ом)

3.30 Визначаємо спадання напруги на обмотках

?U₁ = I_об1r_об1 /U₁ (В) [70]

?U₁ = (0,573*7,033)/220 = 0,018 (В)

?U₂ = I_об2r_об2 /U₂ (В) [71]

?U₂ = (2,023*1,101)/52,186 = 0,043 (В)

3.31 Визначаємо потужність, що розсіюється на обмотках

Р_м1 = I₁ ?U₁ U₁(Вт) [72]

Р_м1 = 0,573*0,018*220 = 2,308 (Вт)

Р_м2 = I₂ ?U₂ U₂(Вт) [73]

Р_м2 = 2,023*0,043*52,186 = 4,505 (Вт)

3.32 Сумарні втрати в міді

Р_м = Р_м1 + Р_м2(Вт) [74]

Р_м = 2,308 + 4,505 = 6,814 (Вт)

3.33 Визначаємо температуру нагрівання трансформатора

И= (R_tР_м + R_tмвР_ст) 2/4RtР_м (^ос) [75]

И = (9*6,814 + 3*7,35)²/(4*9*6,814) = 28,338 (°C)

де R_t - тепловий опір трансформатора град / Вт; R_t = 9 град / Вт;

R_tмв - тепловий опір границі магнітопровод - повітря град / Вт. R_tмв = 3 град / Вт.

3.34 Коефіцієнт корисної дії трансформатора

з _тр = Р₁/(Р₁ + Р_м + Р_ст) [76]

з _тр = 105,572/(105,572 + 6,814 + 7,35) = 0,882

3.35 Визначаємо вагу міді обмоток

G_м1 = g₁l_об1/100 (кг); [77]

G_м1 = (0,165*72,265)/100 = 0,119 (кг)

G_м2 = g₂l_об2/100 (кг); [78]

G_м2 = (0,578*40,604)/100 = 0,235 (кг)

G_м = G_м1 + G_м2 (кг) [79]

G_м = 0,119 + 0,235 = 0,354 (кг)

3.36 Вага трансформатора

G_тр = G_м + G_ст (кг). [80]

G_тр = 0,354 + 1,75 = 2,104 (кг)

4. Вибір і розрахунок радіаторів

4.1 Розрахунок радіатора для мікросхеми TDA 2052

Для мікросхеми TDA 2052 гранична температура переходу становить 150⁰С, тепловий опір приладу 2,5⁰С / Вт, площа контактної поверхні 4,9 см².

1. Визначаємо перегрів місця кріплення приладу до радіатора:

?t_к = t_к - t_о = (t_р-п - t_о) - Р(R_tп-к + R_tк) (^ос) [81]

?t_к = = (150 - 50) - 11,331 (2,5 + 0,449)= 66,584 (^оС)

де t_к - температура місця кріплення приладу до радіатора;

R_tк = 2,2/S_к (^ос) [82]

R_tк = 0,449

де S_к - площа контактної поверхні, см². S_к =4,9 см².

2. Визначаємо середній перегрів підстави радіатора:

?t_s = t_s - t_o = 0,83 (t_к - t_o) (^oс) [83]

?t_s = 0,83*66,584 = 55,265 (^оС)

де t_s - середня температура поверхні радіатора.

3. Вибираємо тип радіатора. При виборі радіатора варто враховувати що при перегріві до 50^ос в умовах природного охолодження більше ефективні голчасто-штирові радіатори, при більшому перегріві ефективність голчасто-штирових і ребристих радіаторів стає приблизно однакової, але ребристі радіатори більше прості й технологічні у виготовленні; при примусовому охолодженні більше ефективні голчасто-штирові радіатори.

4. По графіках визначаємо коефіцієнт ефективної тепловіддачі радіатора б_эф(Вт/м^2ос). б_эф = 66 (Вт/м^2ос)

5. Визначаємо площу підстави радіатора

S_р = L₁L₂ = 10⁴ Р/б_эф ? t_s (см²) [84]

S_р = (10⁴*11,331)/(66*55,265) = 31,066 (см²)

5. Розрахунок конструкції друкованої плати

5.1 Визначення орієнтовної площі друкованої плати

підсилювач трансформатор стабілізатор радіатор

Сумарна площа резисторів CF - 0,25 (аналог С1-4):

S₁= n₁L₁D₁ (мм²) [85]

S₁ = 20*7*2,6 = 364 (мм²)

де S₁ - сумарна площа резисторів CF - 0,25;

n₁ - кількість резисторів CF - 0,25, 20 шт.;

L₁ - довжина резистора CF - 0,25, 7 мм;

D₁ - ширина резистора CF - 0,25, 2,6 мм;

Сумарна площа електролітичних конденсаторів PEG124

1000мкФ*40В:

S₂=n₂рR² (мм²) [86]

S₂ = 2*3,14*5² = 78,5 (мм²)

де S₂ - сумарна площа площа електролітичних конденсаторів PEG124

1000мкФ*40В;

n₂ - кількість електролітичних конденсаторів PEG124

1000мкФ*40В, 2 шт.;

L₂ - довжина електролітичних конденсаторів PEG124

1000мкФ*40В, 10 мм;

D₂ - ширина електролітичних конденсаторів PEG124

1000мкФ*40В, 10 мм;

Сумарна площа електролітичних конденсаторів в схемі підсилювача:

S₃=n₃ рR² (мм²) [87]

S₃ = 5*3,14*2,5² = 98,125 (мм²)

де S₃ - сумарна площа площа електролітичних конденсаторів;

n₃ - кількість електролітичних конденсаторів, 5 шт.;

L₃ - довжина електролітичних конденсаторів, 5 мм;

D₃ - ширина електролітичних конденсаторів, 5 мм;

Сумарна площа керамічних конденсаторів в схемі підсилювача:

S₄=n₄L₄D₄ (мм²) [88]

S₄ = 1*10*4 = 40 (мм²)

де S₄ - сумарна площа площа керамічних конденсаторів;

n₄ - кількість керамічних конденсаторів, 1 шт.;

L₄ - довжина керамічних конденсаторів, 10 мм;

D₄ - ширина керамічних конденсаторів, 4 мм;

Сумарна площа транзисторів КТ817В та КТ816В:

S₅=n₅L₅D₅ (мм²) [89]

S₅ = 2*7,8*2,8 = 43,68 (мм²)

де S₅ - сумарна площа транзисторів КТ817В та КТ816В;

n5 - кількість транзисторів КТ817В та КТ816В, 2 шт.;

L₅ - довжина транзисторів КТ817В та КТ816В, 7,8 мм;

D₅ - ширина транзисторів КТ817В та КТ816В, 2,8 мм;

Сумарна площа транзисторів КТ315А та КТ361А:

S₆=n₆L₆D₆ (мм²) [90]

S₆= 4*7,2*3 = 86,4 (мм²)

де S₆ - сумарна площа транзисторів КТ315А та КТ361А;

n₆ - кількість транзисторів КТ315А та КТ361А, 4 шт.;

L₆ - длина транзисторів КТ315А та КТ361А, 7,2 мм;

D₆ - ширина транзисторів КТ315А та КТ361А, 3 мм;

Сумарна площа мікросхеми TDA 2052:

S₇=n₇L₇D₇ (мм²) [91]

S₇ = 1*10,05*7,38 = 74,17 (мм²)

де S₇ - сумарна площа мікросхеми TDA 2052;

n₇ - кількість мікросхем TDA 2052, 1 шт.;

L₇ - длина мікросхеми TDA 2052, 10,05 мм;

D₇ - ширина мікросхеми TDA 2052, 7,38 мм;

Сумарна площа стабілітронів:

S₈=n₈·L₈·D₈ (мм²) [92]

S₈ =2*10*5 = 100 (мм²)

де S₈ - сумарна площа стабілітронів;

n₈ - кількість стабілітронів, 2 шт.;

L₈ - довжина стабілітронів, 10 мм;

D₈ - ширина стабілітронів, 5 мм;

Сумарна площа діодного моста (4 діода КД201А):

S₉=n₉рR² (мм²) [93]

S₉ = 4*3,14*10,75² = 1451,465 (мм²)

где S₉ - сумарна площа діодного моста;

n₉ - кількість діодногих мостів, 1 шт.;

L₉ - довжина діодного моста, 21,5 мм;

D₉ - ширина діодного моста, 21,5 мм

Сумарна площа всіх радіоелементів:

S_е=S1+S2+S3+S4+S5+S6+S7+S8+S9 (мм²) [94]

S_е = 364+78,5+98,125+40+43,68+86,4+74,17+100+1451,465 = 2336,31 (мм²)

де Sе - сумарна площа всіх радіоелементів.

Визначимо орієнтовну площу друкарської плати:

S_пп=2·(Sе+S_пров) [95]

S_пп = 2 (2336,31 + 2336,31) = 9345,24 (мм²)

S_пров=Sе (мм²) [96]

S_пров = 2336,31 (мм²)

де S_пп - орієнтовна площа друкарської плати;

S_пров - площа друкарських провідників;

Виходячи з розрахованої площі друкарської плати вибираємо її розмір.

5.2 Розрахунок мінімальної ширини провідника

Велика поверхня і хороший контакт з ізоляційною підставою забезпечує інтенсивну віддачу тепла від провідника ізоляційної плати і в навколишній простір, що дозволяє пропускати великі струми, більш ніж об'ємні провідники того ж перетину. Для друкарських провідників, розташованих на зовнішніх шарах, допускається щільність струму до 20 А/мм2. При цьому помітного нагріву провідників не спостерігається. Щільність струму: D=20 А/мм²

I - максимальний струм в схемі,

S - площа перетину друкарського провідника.

I = 2,023 А;

Звідси:

S=I/D (мм²) [97]

S=2,023/20 = 0,101 (мм²)

Як відомо S=b·h, де b - ширина провідника і h - товщина міді на платі.

h = 0,035.

Звідси:

b=S/h (мм) [98]

b=0,101/0,035=2,89 мм

Таким чином, у прикладі мінімальна ширина друкарського провідника може бути 2,89 мм. (приймаємо значення 3 мм).

Література

1. А.Б. Гитцевич, А.А. Зайцев. Справочник. Полупроводниковые

приборы. Диоды выпрямительные. Стабилитроны, Тиристоры. Москва.

«КУбК-а» 1996 г.

2. О.П. Григорьев, В.Я. Замятин. Транзисторы. Справочник. Москва. «Радио и связь» 1989 г.

3. Е.М. Парфенов, Э.Н. Камышная, В.П. Усачев. Проектирование конструкций радиоэлектронной аппаратуры. Москва. «Радио и связь» 1989 г.

4. Р.М. Терещук, К.М. Терещук, С.А. Седов. Справочник радиолюбителя. Киев. «Наукова думка» 1985 г.

5. Г.Д. Фрумкин. Расчет и конструирование радиоаппаратуры. Москва

«Высшая школа» 1989 г.

6. И.М. Чиженко. Справочник по преобразовательной технике. Киев. «Техника» 1980 г.

7. Чумаченко В.Ф. Методичні рекомендації до виконання курсового проекту. Одеса. ОСТ 2009 г.

Размещено на Allbest.ru