Система передачи тревожных сообщений по радиоканалу

Размещено на http://www.allbest.ru/

Введение

беспроводная сигнализация код радиоволна

В настоящее время, в виду изменившейся социально-политической обстановки, заметно вырос уровень преступности в стране, что требует необходимость принятия, и осуществления комплекса мер совершенствования служб вневедомственной охраны, создания эффективного противодействия преступным посягательствам.

Важным направлением совершенствования охраны является тактическое перевооружение пунктов централизованной охраны и охраняемых объектов. Новые технологии средств обнаружения вторжения на охраняемый объект имеют много преимуществ благодаря разработке микрочипов, перезаряжаемых батарей и современных методов обнаружения вторжения на охраняемый объект. Структурная схема системы охранно-пожарной сигнализации приведена на рис. В.1.

В состав комплексной защиты, представленной на рис. В. 1. входят:

- детекторы вторжения;

- пожарные детекторы;

- устройства оповещения (это сирена и строб-вспышка);

- устройство управления, осуществляющее переключение системы защиты в режим охраны, снятие с охраны, включение режимов дневного наблюдения и других режимов. Обычно оно представляет собой клавиатуру, с которой пользователи имеют право на управление системой.

Причем система может быть автономной (без передачи сообщений на пульт централизованной охраны), здесь непосредственно сам охранник, находящийся на охраняемом объекте, регистрирует сообщения, приходящие от датчиков на пульт управления. В случае централизованной охраны сообщения передаются на пульт централизованной охраны применяя в качестве канала связи проводную линию или радиоканал.

Целью данного дипломного проекта является разработка системы передачи тревожных сообщений по радиоканалу, которая должна удовлетворять условиям высокой помехозащищенности и достоверности.

Информация о проникновении в дом граждан или офис, пожаре, должна оперативно передаваться на пульт охраны, также как и сама информация должна собираться с максимальной достоверностью, поэтому задача разработки радиоэлектронной системы передачи тревожных сообщений является важной и актуальной.

1. Анализ технического задания

Несмотря на то, что проводные системы передачи тревожных сообщений занимают ведущее место в системах централизованного наблюдения, остается большое число нетелефонизированных объектов (квартир граждан, гаражей, дач, а также предприятий и организаций в стройиндустрии и так далее) для которых данные системы охраны непригодны.

Причем, учитывая изменение экономической ситуации на рынке кабельной продукции, а также изменившиеся отношения с организациями связи, а именно удорожание оказываемых ими услуг по обслуживанию используемых для охраны телефонных линий, наиболее перспективным и экономически выгодным является использование для связи с системой централизованного наблюдения - радиоканала.

Среди многочисленных устройств и систем охранно-пожарной сигнализации данные системы занимают особое место. Это обусловлено, с одной стороны важными дополнительными преимуществами, такими, как отсутствие соединительных проводов и быстрота установки, с другой, возникновение ряда специфических особенностей, связанных с надежностью канала связи, помехоустойчивостью, ресурсом источников питания и другими особенностями.

Большое значение в развитии систем радиоохраны имело использование на практике первой отечественной радиосистемы передачи извещений «Струна» с автоматизированной тактикой ВЗЯТИЯ/СНЯТИЯ, периодическим контролем канала, предназначенной для организации в выделенном радиочастотном диапазоне охраны до 20 нетелефонизированных объектов и объектов временного хранения материальных ценностей. В системе «Струна» для повышения помехозащищенности используются помехозащищенные коды, имеется автоматический переход на резервное питание от источника постоянного тока напряжением 12 вольт, возможность подключения внешних световых и звуковых оповещателей, измерение уровня сигнала с каждого объекта, большая информативность системы позволяет распознавать следующие извещения: «Проникновение 1», «Проникновение 2», «Пожар», «Взят», «Снят», «Вызов милиции», «Вызов электромонтера», «Авария», «Номер объекта». Для наглядности рассмотрим вариант использования системы «Струна» при организации централизованной охраны, показанный на рис.1.1.

Из рис.1.1 видно, что на пульт централизованной охраны (ПЦО) приходят сообщения с объектов и через радиоприемное устройство (РПМ) обрабатываются в устройстве обработки и индикации (УОИ). На охраняемых объектах установлены объектовые устройства (ОУ) и радиопередатчики (РПД). К ОУ подключены все шлейфы с датчиками охраняемого объекта.

Несмотря на выше перечисленные достоинства при передаче информации по радиоканалу, существуют и некоторые недостатки, такие как отсутствие обратной связи с объектами. Клиент не имеет возможности удостовериться в приеме объекта под охрану, и вынужден все равно дозваниваться и убеждаться во взятии объекта под охрану. Существенными недостатками также являются большие габариты и вес около пяти килограмм.

Также с увеличением количества объектов вероятности совпадения на входе приемника двух кодов от различных объектов увеличивается, такой ошибочный код пропускается и ожидается следующий цикл передачи, следовательно, максимально возможное время прохождения сигнала тревоги и при опросе двадцати объектов может составить до 2,5 минут, что недопустимо по тактическим соображениям охраны объектов.



Рис

Одной из самых последних новинок «C&K Systems» является беспроводная система охранной сигнализации «Spread Net», использующая разработанную NASA технологию передачи сигналов в распределенном спектре (зачастую под уровнем эфирного шума), что увеличивает надежность прохождения сигнала, защиту его от искажения, подавления и сканирования.

Данную систему можно без преувеличения отнести к устройствам уникальным для гражданского применения. До настоящего времени системы такого класса использовались только для военных целей, специальной и космической связи. Прежде всего, достоинство системы заключается в шумоподобном сигнале, состоящем из 126 элементов разных частот со спектром, распределенным в широкой полосе частот. Со спектральной точки зрения такой сигнал выглядит как шум. Таким образом, крайне сложно не только зафиксировать его параметр, но даже обнаружить факт работы системы. Поэтому структура используемого сигнала обеспечивает высокую помехоустойчивость системы. Для подавления сигнала необходимо создать помеху в широкой полосе частот, что достаточно сложно технически. Но даже при постановке такой помехи система зафиксирует тревогу.

Таким образом, для построения радиосистем передачи извещений необходимо, как показывает опыт их развития, выполнение ряда обязательных условий. Во-первых, необходимо наличие нескольких выделенных частотных радиоканалов, обеспечивающих высокую помехозащищенность, возможность контроля каналов связи и электромагнитную совместимость одновременно работающих систем радиоохраны. Во-вторых, принцип передачи сигналов должен определяться из конкретного назначения системы и сферы ее применения.

При внедрении охранно-пожарной системы всегда уделяют большое внимание таким показателям, как количество абонентов, которых можно к ней подключить, и дальность действия. К разрабатываемой системе может подключиться до 100 абонентов с расстояния не более 1,5 км. Если бы система была проводной, то можно представить какую нагрузку принимала бы АТС, к которой было бы подключено большое количество таких систем. Радиус действия системы является средним показателем систем такого рода и ее можно с успехом использовать не только в средних по площади городах, но и в крупных, применяя ретрансляторы.

В данной работе ведется разработка приемной части, где входные сигналы представляют собой дискретный частотный сигнал, который обладает высокой помехозащищенностью, так как передаваемый сигнал-код состоит из 53 элементов, где каждый элемент передается на определенной частоте и в определенной последовательности.

Для подавления такого сигнала надо создать помеху в широкой полосе частот, что достаточно сложно технически, причем сама посылка, будет иметь очень малую длительность, что также затрудняет качественную постановку помехи.

В техническом задании задана общая длительность посылки без учета защитных интервалов Тобщ=1,38 мс. Принимая длительность защитного интервала зи=2и, определим длительность посылки охранного сообщения с учетом защитных интервалов Тпс=4,134 мс. При выборе центральной частоты сигнала основной упор делается на то, что диапазон частот примерно до 110 МГц очень сильно загружен, поэтому для устранения влияния на нашу систему других передающих станций мы поднялись на частоту f0 = 167 МГц, с числом каналов М = 53 и полосой пропускания каждого канала fк = 22,5 кГц с учетом защитных интервалов. Частотная и временная диаграммы используемого сигнала приведены на рис.1.2 и рис.1.3 соответственно.

В качестве индикатора будут использоваться либо светодиоды, либо цифровой индикатор. Дальнейшие параметры нашего устройства, такие как напряжение питания и отношение сигнал/шум на входе приемника являются наиболее распространенными для такого рода устройств охранно-пожарной сигнализации.

2. Обзор методов и средств приема тревожных сообщений

Из пункта 1 следует, что наша система должна быть многоканальной, чтобы обеспечивать высокую помехозащищенность. Рассмотрим некоторые виды многоканальных систем в качестве применения их в системах охранной сигнализации, такие как системы частотного и временного уплотнения, методы параллельного и последовательного частотного анализа.

В широко распространенных на практике классических системах частотного уплотнения в качестве канальных используются такие сигналы Sk(t), частотные спектры которых практически не перекрываются.

Следует подчеркнуть, что при частотном уплотнении длительность канальных сигналов Tk равна длительности сообщений, они передаются в неперекрывающихся частотных полосах, но во времени могут иметь произвольное взаимное расположение. Следовательно, системы с классическим частотным уплотнением относятся к разряду асинхронных систем.

Частотное разделение каналов обычно осуществляется на основе одновременного выделения всех каналов группой полосовых разделительных фильтров, настроенных на частоты своего канала.

Примерный вид амплитудного спектра S() группового сигнала при частотном уплотнении и амплитудно-частотных характеристик разделительных фильтров k() на приеме показан на рис.2.1 соответственно сплошными и пунктирными линиями.

С помощью полосовых фильтров можно полностью разделить сигналы, если их спектры не перекрываются. Для этого необходимо, чтобы каждый сигнал индивидуального канала Sk(t) занимал ограниченную полосу частот. Но эти сигналы имеют конечную длительность и вследствие этого, строго говоря, обладают неограниченным спектром. Если спектр искусственно ограничить, то возникают искажения сигнала, причем чем круче срез ограничивающего фильтра, тем сильнее эти искажения.

Если же спектры не ограничить, то с учетом неидеальности разделительных фильтров возникают большие переходные помехи. Как искажение сигналов за счет ограничения их спектров, так и появление переходных помех снижают качество (верность) связи. На практике для обеспечения нужного качества при частотных методах уплотнения оставляют защитные частотные промежутки между спектрами индивидуальных сигналов (занимающие до 20 % общей полосы частот группового сигнала F), что, конечно, снижает эффективность системы частотного уплотнения. Классическая структурная схема системы связи с частотным уплотнением показана на рис.2.2.

Сообщения b1(t), b2(t),...,bn(t), дискретные или непрерывные, сначала модулируют поднесущие f1, f2,...,fn, образуя индивидуальные сигналы S1(t), S2(t),…,Sn(t), а затем сигнал модулирует общую несущую, образуя линейный сигнал Sл(t), поступающий в канал. Принятый сигнал сначала детектируется (демодулируется) в общем детекторе, а затем, при помощи полосовых разделительных фильтров ПФ1, ПФ2,...,ПФn, выделяются индивидуальные сигналы. Поднесущие f1, f2,...,fn выбираются так, чтобы спектры индивидуальных сигналов не перекрывались и были разделены необходимыми защитными интервалами.

Так как можно независимо выбирать любой из возможных видов модуляции (манипуляции) поднесущих и общей несущей, существует большое количество различных систем частотного уплотнения. При уплотнении дискретными сообщениями поднесущие чаще всего модулируются по частоте, а в качестве вторичной модуляции применяется однополосная, балансная, амплитудная и частотная.



Рис

При временном уплотнении элементы индивидуальных сигналов Sk(t) передаются по линии связи поочередно (последовательно), но в общей полосе частот. Учитывая условие ортогональности, можно видеть, что индивидуальные сигналы Sk(t) остаются взаимно ортогональными при произвольных значениях параметров импульсов, при которых обеспечено отсутствие перекрытия. Это означает, что в системах с временным уплотнением (разделением) каналов возможен любой из известных видов импульсной модуляции. Системы связи с временным уплотнением строятся как синхронные. Структурная схема многоканальной системы связи с временным уплотнением приведена на рис.2.3.

Здесь на передаче и приеме показаны синхронно вращающиеся механические разделители, которые на практике заменяются, электронной схемой. Посредством распределителя передачи сообщения от отдельных источников bk(t) поочередно модулируют (по тому или иному параметру) периодически поступающие от импульсного генератора импульсы. Поскольку образующийся на выходе импульсного модулятора групповой сигнал S(t) является низкочастотным, при дальней связи, как правило, применяется вторичная модуляция гармонической несущей f0. На приеме, после детектирования (выделения S(t)), синхронный распределитель распределяет индивидуальные сигналы по своим каналам. Индивидуальные фильтры нижних частот (ФНЧ) на приеме устраняют спектральные компоненты вне полосы частот сигналов bk(t.). Вследствие ограниченности полосы пропускания реального канала на его выходе отдельные импульсы сигнала расплываются, что создает предпосылки для возникновения переходных помех между соседними каналами. Для снижения переходных помех обычно полосу пропускания группового тракта расширяют до величины порядка Зn/Т или при заданной полосе соответственно уменьшают число каналов n, или вводят защитные временные интервалы между импульсами индивидуальных каналов.

Все это снижает эффективность систем с временным уплотнением. Причиной переходных помех может быть также многолучевое распространение радиоволн (например, в КВ связи), в результате чего запаздывающий луч, несущий сигнал одного канала, может интерферировать с первым лучом, соответствующим другому каналу. Для защиты от таких помех часто вводят защитный интервал, равный максимальному времени запаздывания tmax между лучами с соизмеримой интенсивностью.

Важные преимущества систем временного уплотнения (метод последовательной передачи информации источников) перед частотными системами (метод параллельной (во времени) передачи информации источников) - относительная простота каналообразующей аппаратуры, понижение требований к амплитудным характеристикам тракта и, что особенно важно для радиосвязи, независимость пик-фактора сигнала от числа уплотняемых каналов. Для импульсных систем с активной паузой пиковая мощность передатчика определяет и пиковую мощность сигнала в индивидуальном канале. Это обстоятельство обуславливает энергетический выигрыш систем временного уплотнения перед системами частотного уплотнения с той же производительностью. Сущность параллельного частотного анализа заключается в том, что все частотные составляющие в определенной полосе частот, называемой полосой обзора, выявляются одновременно. Параллельный частотный анализ осуществляется с помощью большого числа резонаторов со смещенными резонансными частотами. Все резонаторы одновременно находятся под воздействием радиоизлучения. Структурная схема панорамного устройства параллельного анализа приведена на рис.2.4.



Из рис.2.4 видно, что преселектор устройства имеет достаточно широкую полосу пропускания, равную полосе обзора, в которой ведется частотный анализ. Эту часть схемы принято называть широкополосным трактом (ШПТ). В ШПТ происходит усиление составляющих анализируемого спектра до уровня, необходимого для нормальной работы последующих элементов анализатора. В смесителе (См) спектр переносится в область более низких (обычно промежуточных) частот. При этом частотные интервалы между составляющими спектра и соотношение их амплитуд не нарушается.

Каждый фильтр будет откликаться на воздействие частотной составляющей, находящейся в пределах его полосы пропускания. По числу и расположению на шкале частот возбужденных фильтров можно судить о структуре исследуемого спектра. Точность измерения частот спектральных составляющих будет определяться шириной полосы пропускания каждого фильтра. Точное определение частоты любой составляющей невозможно. Можно лишь утверждать, что она находится в пределах полосы пропускания данного фильтра.

Таким образом, точность частотного анализа определяется полосой пропускания каждого фильтра. Общее число фильтров должно быть таким, чтобы их суммарная полоса пропускания равнялась полосе обзора. Следовательно, повышение частотной точности в той же полосе обзора приводит к необходимости увеличения общего числа фильтров

N=Ф0/FСТ,

где Ф0 - полоса обзора;

FСТ - статическая полоса пропускания каждого фильтра.

Сущность последовательного частотного анализа состоит в том, что частотные составляющие радиоизлучения в определённой полосе обзора выявляются последовательно (поочередно). Панорамные устройства последовательного анализа получили широкое распространение благодаря простоте их осуществления. В устройствах этого типа в простейшем случае достаточно иметь один узкополосный резонатор (одну резонансную систему).

На практике находят применение панорамные устройства с перестройкой резонатора и с перемещением спектра по оси частот. Структурная схема такого устройства приведена на рис.2.5. В процессе перестройки резонатора его частота, плавно изменяясь, последовательно совпадает с частотными составляющими исследуемого радиоизлучения. Для определения частоты каждой составляющей спектра и частотного интервала между ними перестройка резонатора должна быть согласована во времени с процессом отображения результатов анализа на индикаторе.

Переходные процессы в резонаторах панорамных устройств последовательного анализа, обусловленные перестройкой резонатора или возбуждением его напряжением с плавно меняющейся частотой, накладывают существенные ограничения на скорость проведения анализа. Поэтому устройства этого типа применяют при исследовании процессов, характер которых изменяется достаточно медленно по сравнению со временем проведения анализа. При исследовании быстро меняющихся процессов или кратковременных радиоизлучений последовательный анализ возможен лишь при их периодическом повторении, причем периодичность повторения должна быть выше или, во всяком случае, соизмерима с периодом просмотра полосы обзора.

Из сказанного выше можно сделать вывод, что наша система будет или громоздкой, или недостаточно качественной. Наиболее оптимальный выход из этого положения видится в использовании акустоэлектроники.

При реализации устройств обработки сигналов особое место принадлежит акустоэлектронике, которая охватывает вопросы возбуждения, распространения, приема высокочастотных акустических волн в объеме и на поверхности твердых тел, а также взаимодействие этих волн с электромагнитными полями. Основные материалы, используемые в современной акустоэлектронике - пьезоэлектрические диэлектрики и пьезоэлектрические проводники.

Среди различных типов акустических волн для широкого использования в технике выделяются поверхностные акустические волны (ПАВ) благодаря простоте возбуждения и приема, а также доступности на всем пути распространения для отвода и обработки.

Устройства на ПАВ не только в состоянии эффективно выполнять отдельные уникальные операции по обработке сигналов, но и служить основой для многофункциональных подсистем: согласованной фильтрации, обработки сигналов в реальном масштабе времени, фурье-процессоров и т.п. В этом перечне особое место принадлежит полосовым фильтрам ПАВ, что обусловлено, в первую очередь, широким разнообразием реализуемых частотных характеристик. Это могут быть полосовые фильтры с высокой прямоугольностью АЧХ или, наоборот, со сложной формой АЧХ (чебышевской, гауссовской, треугольной, трапециевидной и др.) при заданной линейной или нелинейной ФЧХ, режекторные фильтры, частотные дискриминаторы, преобразователи Гильберта, дифференциаторы и т.п. Кроме того, в настоящее время уже достигнуты высокие параметры полосовых фильтров ПАВ, близкие к предельным, и ряд разработок фильтров освоен в серийном и массовом производстве.

Помимо своих уникальных электрических характеристик, фильтры ПАВ выгодно отличаются от своих аналогов малыми размерами, механической прочностью, высокой надежностью, обуславливаемой качеством исходных материалов и процессом их обработки. Использование же достижений фотолитографии и групповой полупроводниковой технологии при изготовлении позволяют получить хорошую воспроизводимость параметров и сравнительно низкую стоимость фильтров ПАВ.

Полоса пропускания фильтров ПАВ обратно пропорциональна числу электродов в преобразователях и может быть реализована в пределах от 0,1% до 100%. Полоса пропускания фильтров на ПАВ - резонаторах может быть сужена до 0,01%.

Фильтры ПАВ могут обеспечить наименьший коэффициент прямоугольности Кп = 1,1...1,15 по уровням (40/3) дБ, близкий к теоретическому пределу Кп = 1,0. Кроме того, интегральные пьезофилътры на основе локализации энергии, ПАВ имеют габаритные индексы избирательности потерь на порядок меньше, чем у фильтров других типов.

Таким образом, из проведенного анализа можно сделать вывод, что в метровом и части дециметрового диапазонов интегральные пьезоэлектрические фильтры на ПАВ практически не имеют конкурентов по своим габаритам и качественным характеристикам. Возможность изготовления пьезоэлектрических фильтров по планарной технологии ИМС делает их весьма перспективными для использования в микроэлектронной аппаратуре.

Поэтому, используя устройства на ПАВ мы сможем добиться требуемого уровня помехозащищенности без усложнения устройства. Так как помехозащищенность устройства охранно-пожарной сигнализации является важным критерием в оценке устройств такого рода.

3.Выбор и обоснование структурной схемы

Среди большого разнообразия схем используемых для многоканальной обработки мы рассматривали, в разделе 2 только четыре, как наиболее широко применяемых на практике. Каждая из схем обладает своими недостатками, которые будут сильно влиять на помехоустойчивость нашей системы. Например, при частотном уплотнении (рис.2.2), так как сигналы имеют конечную длительность и вследствие этого обладают неограниченным спектром, то при его искусственном ограничении возникает искажение сигнала, причем, чем круче срез ограничивающего фильтра, тем сильнее эти искажения. Если же спектры не ограничивать, то с учетом неидеальности разделительных фильтров возникают большие переходные помехи. Как искажение сигналов за счет ограничения их спектров, так и появление переходных помех, снижают качество, т.е. верность связи. Также система, будет очень сложной, так как наличие в нашем случае 53-х каналов будет подразумевать наличие 53-х полосовых фильтров, детекторов и фильтров нижних частот. При временном уплотнении (рис.2.3) система хоть и имеет сравнительную простоту каналообразующей аппаратуры перед частотным уплотнением, но вследствие ограниченности полосы пропускания реального канала, на выходе канала отдельные импульсы сигнала расплываются, что создает предпосылки для возникновения переходных помех между соседними каналами. Также система с временным уплотнением синхронная, что заставляет сопрягать по синхронизации приемник и передатчик, что вызывает дополнительные трудности при реализации системы.

Панорамные устройства, как и любые другие радиоприемные устройства, подвержены воздействию всех видов радиопомех. Причем панорамные устройства, имеющие широкополосные входные цепи, имеют значительно меньшую помехозащищенность. Наличие радиопомех, также как и комбинационных частот, приводит к искажению истинной картины сигнала. Однако, принимая специальные меры по улучшению основных характеристик панорамных радиоприемников, можно с их помощью решать большое число очень важных задач частотного анализа сигналов. Возможности панорамных устройств в значительной степени определяются методом частотного анализа.

При параллельном частотном анализе (рис.2.4.), как и при частотном уплотнении, резко возрастает количество узлов с увеличением числа каналов, что делает устройство дорогим, а также возникают проблемы с настройкой узкополосных фильтров (резонаторов). Последовательный частотный анализ (рис.2.5.) с перестраиваемым резонатором иногда вызывает большие трудности при схемной реализации. Применение простых резонаторов не обеспечивает высокой избирательности и оптимальной формы резонансной кривой. Сложные же резонансные системы трудно перестраивать в широких пределах, сохраняя равномерную амплитудно-частотную характеристику во всей полосе перестройки.

Все эти недостатки в той или иной степени можно убрать, применяя качественно иной подход к построению приемника. Использовать в качестве основных элементов приемника дисперсионные линии задержки. Структурная схема приемного устройства изображена на рис.3.1.

На схеме приняты следующие условные графические обозначения: ЛЧМФ1, ЛЧМФ2 - линейные частотно - модулированные фильтры; ЛЧМГ - линейный частотно - модулированный генератор.

Здесь применен алгоритм ЛЧМ-преобразований на аналоговых фурье-процессах, в силу относительной простоты реализации, технологичности, малых габаритных размеров, низкой потребляемой мощности, быстродействия, большого числа точек преобразования и широких функциональных возможностей.



Рис

Конкретно в структурной схеме на рис.3.1 используется алгоритм типа свертка-перемножение-свертка, который кратко может быть записан в виде

(3.1)

где этот алгоритм приводит к свертке сигнала S(t) в фильтре 1, отклик которого Uф1; перемножение Uф1 с ограниченным во времени сигналом Uг1 с линейной частотной модуляцией; свертке полученного после перемножения сигнала, в фильтре 2, отклик которого Uф2.

В выражении (3.1) знаками «+» и «-» обозначены положительные и отрицательные наклоны характеристик группового времени запаздывания устройств, используемых для формирования и свертки ЛЧМ-сигналов, а знак «*» соответствует операции свертки. Таким образом, для преобразования фурье-сигнала в ЛЧМФ1 выполняется дифференциальная задержка стробированного во времени входного сигнала, затем перемножение выходного отклика ЛЧМФ1 с ЛЧМ-сигналом с противоположной по знаку крутизной частотной модуляции и, наконец, свертка в ЛЧМФ2.

Принцип обработки данного приемного устройства будет заключаться в том, что частотные компоненты входного сигнала будут задержаны на время, определяемое их собственной частотой и крутизной дисперсионных характеристик ЛЧМФ1 и ЛЧМФ2. После перемножения, преобразованные частотные компоненты входного сигнала будут терять различие в частотной области, и приобретать его во временной области.

В схеме совпадений будет зашита последовательность задержек ожидаемых сигналов, т.е. с какой частотой приходящий сигнал будет задержан на определенный временной интервал, относительно предыдущего сигнала, следующий сигнал уже с другой частотой будет задержан на какое-то другое время относительно его, затем будет производиться сравнение порядка и самих задержек с эталонной последовательностью. В случае совпадения последовательности на индикаторе будет отображаться номер сработавшего объекта, если совпадений нет, то входной сигнал будет игнорироваться.

4. Разработка функциональной схемы приемника

4.1 Состав и работа функциональной схемы

Реализация структуры радиоприемного устройства, приведенного на рис.3.1, на функциональном уровне может быть описана с помощью схемы, представленной на рис.4.1. На схеме приняты следующие условные графические обозначения: Ус1, Ус2, Ус3, Ус4, Ус5, Ус6 - усилители; ПФ - полосовой фильтр; ЛД1, ЛД2 -линейные детекторы; КП1, КП2 - компараторы; Д.Ц. - дифференциальная цепь; OB1, OB2 - одновибраторы; УГ1, УГ2 - управляемые генераторы; ГКРИ - генератор коротких радиоимпульсов; ДЛЗ - дисперсионная линия задержки; Огр - ограничитель; ЛЧМФ1, ЛЧМФ2 - линейные частотные модулированные фильтры; П - перемножитель; Кл - ключ; Уст.Сч.Зд. - устройство счета задержки; Уст.Ф.Адр. - устройство формирования адреса; ПЗУ - постоянное запоминающее устройство; Сх.Ср. - схема сравнения; И - индикатор.

Временные диаграммы, поясняющие работу функциональной схемы, представлены на рис.4.2. Эти диаграммы составлены не для всех узлов функциональной схемы, а лишь для основных ее характерных точек.

Рассмотрим работу функциональной схемы. Как отмечалось ранее, на вход приемника поступает дискретный частотный сигнал с центральной частотой f0 = 167 МГц (рис.4.2,а). Пройдя необходимое усиление в Ус1, сигнал поступает на ПФ, который вырезает полосу f=1.2 МГц, для выделения нужного нам диапазона частот (рис.4.2,б). Чтобы в дальнейшем запустить ЛЧМГ надо сформировать короткий импульс с частотой fс=12,8 кГц, которая будет равна частоте следования принимаемых сигналов, что делает УГ1 (рис.4.2,ж).



Рис

Чтобы обеспечить высокую помехозащищенность устройства надо создать внутреннюю синхронизацию, что делает цепь от ЛД1 до УГ1. Рассмотрим работу этой цепи подробнее. ЛД1 выделяет огибающую принимаемого сигнала (рис.4.2,в), т.к. после линейного детектора возникают большие затухания сигнала, ставится Ус2. Для создания короткого импульса, необходимого для запуска ОВ1, используется цепь с компаратором и дифференциальной цепью (рис.4.2,г и рис.4.2,д). Чтобы обрезать отрицательные импульсы, последовательно с Д.Ц. подключается диод. Принцип работы ОВ1 заключается в том, что одновибратор формирует такую длительность импульса, чтобы в течение этого импульса работал УГ1, выдавая 53 коротких импульса, необходимые для обработки 53-х кодовой принимаемой последовательности. Таким образом, длительность импульса ОВ1 будет равна длительности посылки охранного сообщения Тобщ = 4,134 мс (рис.4.2,е). В свою очередь УГ1 запускает ГКРИ, который вырабатывает 53 коротких радиоимпульса (рис.4.2,з), необходимых для возбуждения ДЛЗ. Поскольку ДЛЗ вносит достаточно большое затухание сигнала, то на ее входе и выходе ставят Ус4 и Ус5, а затем ограничитель, чтобы амплитуда отклика была одинаковой в пределах всей его длительности. Ключ используется для того, чтобы обрезать нежелательное продолжение отклика ДЛЗ (рис.4.2,к), который бы вносил погрешность обработки второй принимаемой частоты. Управление ключом осуществляет ОВ2, который вырабатывает импульс равный длительности полезного отклика ДЛЗ Тстр = 50 мкс (рис.4.2,и). Также для создания защитного интервала между обрабатываемыми сигналами Тстр немного меньше, чем интервал между сигналами.

ЛЧМФ1 выполняет дифференциальную задержку стробированного по времени входного сигнала. При этом начальная задержка нф ЛЧМФ1 должна быть такой, чтобы ЛЧМГ успел выдать свой ЛЧМ сигнал (рис.4.2,к и рис.4.2,л). 3атем происходит усиление сигнала в Ус3 и перемножение выходного отклика ЛЧМФ1 с ЛЧМ сигналом с противоположной по знаку крутизной частотной модуляции, после чего частотные компоненты входного сигнала теряют различия в частотной области и приобретают его во временной области. При этом каждая преобразованная частотная компонента ставится согласованной с ЛЧМФ2. В результате свертки в ЛЧМФ2 получаем временной сигнал, комплексная огибающая которого соответствует спектру Uлчмф2(t) входного сигнала (рис.4.2,м).

После детектирования в ЛД2 и необходимого усиления в Ус6 получаем короткие импульсы (рис.4.2,н), при этом интервал между ними разный. Затем эти импульсы запускают УГ2, сбрасывает счетчик устройства счета задержки и служат информацией для устройства формирования адреса, обращаясь к ПЗУ. По спадающему фронту этого импульса начинает работать УГ2, формируя счетные импульсы (рис.4.2,п), для определения задержки в устройстве счета задержки. В ПЗУ «зашита» последовательность задержек и затем в схеме сравнения (Сх.Ср.) будет определяться правильность прихода принимаемого дискретного частотного сигнала. При совпадении задержек на индикаторе будет отображаться номер объекта, на котором сработала сигнализация.

4.2Требования, предъявляемые к функциональным узлам

Прежде всего, предъявляются высокие требования к ДЛЗ. ЛЧМФ1 должен быть с центральной частотой f0ф1=167 МГц, полоса Wф1=1,2 МГц, длительность импульсного отклика Тф1=20 мкс. При этом начальная задержка нф1 должна быть такой, чтобы обрабатываемый сигнал не пришел раньше, чем ЛЧМ сигнал с генератора. ЛЧМФ2 должен иметь f0ф2 = 250 МГц, Wф2 = 1,8 МГц, нф2 =30мкс. ЛЧМГ с fог = 418 МГц, Wг = 3 МГц, Тг = 50 мкс, период повторения Тп = 78 мкс. При этих параметрах ЛЧМФ1, ЛЧМФ2 и ЛЧМГ коэффициент.

который характеризует работу ЛЧМ преобразования на основе алгоритма свертка-перемножение-свертка. При таком коэффициенте между интервалами анализа имеются защитные участки, необходимые из-за отличия амплитудно-частотной характеристики (АЧХ) ЛЧМФ1 от прямоугольной. Для эффективного подавления дальних боковых лепестков, обеспечивается использование ДЛЗ на отражательных решетках, в которых особенности геометрии решеток обеспечивают на краях полосы плавный характер изменения АЧХ.

ГКРИ должен формировать радиоимпульс длительностью от 20 нс до 200 нс, при этом амплитуда импульсов должна быть достаточной для возбуждения ДЛЗ, примерно около 10 В. Это обеспечивает Ус4 с усилением 20 дБ. Так как после ДЛЗ возникают большие затухания сигнала (до 60 дБ), то ставится Ус5 с усилением 40 дБ. Такие же функции выполняют усилители Ус2 и Ус6 с усилением до 40 дБ.

5. Расчет электрической принципиальной схемы каскада совпадения

5.1 Расчет параметров и характеристик входного сигнала каскада совпадения

Как ранее было отмечено, сигнал, прошедший весовую обработку в ЛЧМФ2, поступает на каскад совпадений, где информация, заключенная в задержке между сигналами, идентифицируется в номер срабатывающего передатчика (объекта). Далее будет разрабатываться принципиальная схема каскада совпадений для одного охраняемого объекта, так как эти блоки будут идентичны.

Исходя из требований, рассмотренных в пункте 4.2., на выходе ЛЧМФ2, при начатой работе устройства, появится отклик с центральной частотой f0ф2 = 250 МГц и длительностью Тф = 30 мкс, в течении Тф появится полезный сигнал, исходя из /1/, длительностью

С учетом затуханий в ЛЧМФ1, ЛЧМГ и ЛЧМФ2 и порядков усиления Ус1 до Ус5 (п. 4.2) на выходе ЛЧМ.Ф2 появится сигнал порядка -18 дБм /1/. Где дБм показывает ослабление сигнала по отношению к условному «0 дБ», соответствующий абсолютному значению U0 = 775 мВ, при этом

(5.1)

Преобразовывая выражение (5.1) и делая соответствующие подстановки, определим амплитуду сигнала Um на выходе ЛЧМФ2, Um100 мВ.

Анализируя рассчитанные параметры входного сигнала делаем вывод, что для дальнейшей обработки его в ТТЛ логике, требуется обрабатываемый сигнал продетектировать и усилить до уровня логической 1.

5.2 Расчет линейного детектора и усилительного каскада

В качестве линейного детектора используем классическую схему импульсного детектора, а усилительный каскад построим на операционном усилителе (рис.5.1). Так как входной сигнал имеет достаточно малый уровень Um < 0,2 В то коэффициент передачи детектора Кд « 1. Линейная зависимость Кд от амплитуды сигнала приводит к квадратичной детекторной характеристике

, (5.2)

где m - коэффициент модуляции, примем равным m = 0,8 /2/.

Кд приемом равным, исходя из /З/, Кд = 0,1.

Таким образом, по формуле (5.2) вычислим

При выборе параметров С1 и R1 надо исходить из условия

,

где Тн - период несущего колебания, равный



tи - продолжительность импульса, равная 0,5 мкс.

Исходя из этих данных выберем R1 = 10 кОм и С1 = 6,8 пФ.

Выбор постоянной времени разделительной цепи производят по соображениям защиты от длительно действующей помехи /З/

где Rвх оу - входное сопротивление ОУ. Конкретно для микросхемы К140УД7 Rвх оу = 400 кОм.

Отсюда

Выберем из существующих конденсаторов С2 = 6,8 пФ.

Основным критерием выбора диода является максимальная частота до которой сохраняется нормальное функционирование элемента. Из справочника /5/ выберем в качестве VD1 КД521Б.

Так как стандартный выходной уровень логической 1 микросхем ТТЛ составляет 2,4 ... 2,7 В, то необходимо усилить обрабатываемые импульсы примерно в 350 раз. Применяя классическую схему усилителя на ОУ (рис.5.1.), рассчитываем R2 и R3 , исходя из формулы

.

Таким образом, исходя из нужного усиления, выберем R2 = 300 Ом и R3 = 100 кОм. В качестве ОУ выберем операционный усилитель среднего класса точности с внутренней частотной коррекцией К140УД7 с резистором R4 = 10 кОм, корректирующем установку нуля.

5.3 Выбор схемы управляемого генератора

С помощью элементов ТТЛ (буферных, И, ИЛИ) можно проектировать генераторы, у которых выходная частота колебаний превышает 30 МГц. На рис.5.2. показана схема управляемого генератора, причем элементы DD2 и DD1.2 введены в линейный усилительный режим с помощью резистора отрицательной обратной связи R1 = R2 = 220 Ом. Элемент DD1.3 применяется здесь как буферный, чтобы уменьшить влияние нагрузки на частоту генератора /4/. Частоту тактовых импульсов управляемого генератора будем выбирать из условия того, что их длительность должна быть минимум в 2 раза меньше длительности импульса, поступающего на вход тактового генератора, tи = 0,5 мкс.

Таким образом, частота тактового генератора

Так как из существующих кварцевых резонаторов нет такого номинала частоты, то выберем кварцевый резонатор РК336NА-6АП-8000к, имеющего частоту 8 МГц. Осуществление деления тактовой частоты с 8 МГц на 4 МГц производит микросхема DD3 счетчик К555ИЕ7. При такой схеме подключения (рис.5.2) он производит деление частоты на 2. Свою работу управляемый генератор начинает с приходом логической 1 на элемент DD2, таким образом, начинает работу по спаду положительного импульса, приходящего на элемент DD1.1. тЭлементом «И» будет являться микросхема К555ЛАЗ. В качестве элемента «НЕ» выберем микросхему К555ЛН1, которая содержит до 6 инверторов в одном корпусе.

5.4 Расчет схемы устройства формирования адреса

Принципиальная схема устройства формирования адреса изображена на рис.5.3. Принцип работы схемы заключается в том, что блок счетчиков DD3 и DD4, собранный на двух микросхемах К555ИЕ7, осуществляет формирование адреса для ПЗУ при подсчете приходящих импульсов на тактовый вход счетчиков с входа рассматриваемой схемы. То есть каждому приходящему импульсу соответствует адрес ПЗУ. Чтобы осуществлять периодический сброс счетчиков по истечении всей посылки, состоящей из 53 импульсов, используется цепь, включающая элементы R1, C1, R3, C2 и триггер D - типа. Где при логической 1 на входе D по спаду импульса отрицательной полярности на входе С триггер устанавливается в единичное состояние и происходит сброс счетчиков. Чтобы сброс происходил по истечении всей длительности посылки, используется цепь R1C1, постоянная времени которой выбирается из соображения поддержки логической 1 на входе DD1.1 в течение длительности посылки, но так как импульсы приходят с периодом 78 мкс, рассчитаем элементы R1 и C1 исходя из этого

1цепи > 78 мкс > R1C1.

Таким образом, выберем R1 = 1 кОм и C1 = 0,1 мкФ. Так как после окончания посылки на выходе триггера установится логическая 1 - сброс счетчиков, то для того чтобы перевести счетчики в режим счета используется цепь R3C2, причем постоянная времени должна быть больше длительности посылки Тпс = 4,134 мс, то есть

2цепи > 4,134 мс > R3C2

Таким образом, выберем R3 = 100 кОм, и C2 = 0,1 мкФ.

Так как число импульсов в посылке 53, то для их счета используется 2 счетчика микросхем К555ИЕ7, преобразующие номер прихода импульса в 6 - битный двоичный код. В качестве элемента DD1.1 используется инвертор К555ЛН1, а в качестве триггера DD2 микросхема К555ТМ2.

5.5 Выбор схемы счета задержки

Принципиальная схема счета задержки изображена на рис.5.4. Работа данной схемы заключается в следующем: на вход 1 поступают тактовые импульсы УГ с частотой 4 МГц. На вход 2 поступают импульсы сброса счетчиков и на вход 3 - тактовые импульсы регистра. Счет задержки осуществляют микросхемы К555ИЕ7, а с приходом обрабатываемых импульсов на вход R счетчиков происходит сброс и начинается счет новой задержки между импульсами. Так как на выходе 1 элемента DD2 происходит деление тактовой частоты на 2, то может возникнуть ошибка на краях обрабатываемого импульса, поэтому этот выход не используется в первом счетчике DD2. При приходе импульса на тактовый вход регистра DD4, логические состояния, которые были на входе, переходят на выход регистра и затем на схему сравнения. В качестве регистра DD4 используется микросхема К555ИР23.



5.6 Выбор ПЗУ и схемы сравнения

Принципиальная схема устройства сравнения приведена на рис.5.5. Выбор ПЗУ осуществляется из условия информационной емкости, то есть какое максимальное количество информации туда можно поместить, также важным критерием является количество адресов, которые будем использовать у ПЗУ. Как говорилось выше, схема формирования адреса задействует шесть адресов ПЗУ (Вх2), но это только для одной 53 кодовой последовательности. Нам надо учесть тот факт, что каждый передатчик имеет свою уникальную кодовую последовательность, несущую информацию о номере сработавшего передатчика. Таким образом, в ПЗУ приемника должна быть «зашита» своя уникальная последовательность задержек, отличная от других ПЗУ приемника или приемников. Эту задачу (формирование уникальных последовательностей задержек) выполняют семь переключателей: SW1, SW2, SW3, SW4, SW5, SW6, SW7. То есть потребуется некоторое количество адресов. Исходя из этого, в качестве ПЗУ выберем микросхему К573РФ6А. Чтобы она находилась все время в режиме считывания, вход 22 микросхемы «посажен» на землю. Информативная емкость К573РФ6А составляет 64 кБит, что полностью удовлетворяет нашим требованиям, то есть 53 кодов по шесть бит с учетом того, что таких последовательностей задержек хранится 100.

Далее при приходе данных с ПЗУ на схему сравнения (элементы DD4.1, DD4.2, DD4.3, DD4.4, DD5.1, DD5.2, DD7.1 и DD7.2) и задержки, состоящей из 6 бит (Вх1) выносится решение о совпадении кодов. Если произошло несовпадение кодов, то на выходе DD6.1 образуется логический 0, который переводит триггер DD3 в состояние логической 1 на выходе. Окончательное решение о приходе сигнала производит элемент DD6.2. Где на вход 5 подается логический 0 с элемента DD1, когда приходит 53 импульс, что соответствует в двоичном коде 110101. Если произошло несовпадение кодов, как говорилось выше, то на входе 4 DD6.2 логическая 1, тогда и на выходе останется логическая 1. Таким образом, если сравнение прошло верно, и на входе 4 DD6.2 логический 0, то с приходом кода 111111, который формируется на входе DD1 с помощью DD8.1 и DD8.2, на входе 5 DD6.2 логический 0. Тогда и на выходе DD6.2 тоже логический 0 и выносится решение о сработавшем передатчике на охраняемом объекте. Чтобы обратно перевести триггер DD3 в состояние логического 0 на его выходе, при несовпадении кодов, на вход R его подается логический 0 (Вх.3) по истечении всей посылки принимаемого сигнала, то есть происходит сброс входа S триггера DD3 и на его выходе логический 0.

На выходе DD6.2 всегда поддерживается логическая 1 элементом DD1. При совпадении кодов и с приходом 53 импульса на схему формирования адреса, происходит принятие решения о сработавшем передатчике. В качестве элементов «ИЛИ» DD4.1, DD4.2, DD4.3, DD4.4, DD5.1 и DD5.2 используем микросхемы К561ЛП2, в качестве DD7 - КР531ЛЕ7, DD6 - К555ЛЛ1, DD1 - К555ЛА2, DD8.1 и DD8.2 - К555ЛН1, триггером DD3 является К555ТМ2.

Рис

6. Выбор антенны и расчет входных параметров энергетических характеристик радиоприемного устройства

6.1 Выбор антенны радиоприемного устройства

Учитывая, что в качестве передающей антенны используется штыревая антенна, скорректируем условия технического задания, отказавшись от круговой поляризации. Поэтому в качестве приемной антенны выберем антенну типа "Волновой канал".

Антенны такого типа получили широкое распространение в различных профессиональных устройствах радиосвязи и радиолокации. Большинство антенн промышленного изготовления также являются антеннами типа "Волновой канал". Это связано с тем, что такие антенны достаточно компактны и обеспечивают получение большого коэффициента усиления при сравнительно небольших габаритах.

Антенна "Волновой канал" состоит из набора элементов: активного - вибратора и пассивных - рефлектора и нескольких директоров, установленных на одной общей стреле.

Принцип действия антенны в следующем. Вибратор определенной длины, находящийся в электромагнитном поле сигнала, резонирует на частоте сигнала, и в нем наводится ЭДС. В каждом из пассивных элементов также наводится ЭДС, и они переизлучают вторичные электромагнитные поля. Эти вторичные поля, в свою очередь, наводят дополнительные ЭДС в вибраторе. Размеры пассивных элементов и их расстояния от вибратора должны быть выбраны такими, чтобы дополнительные ЭДС, наведенные в вибраторе вторичными полями, были в фазе с основной ЭДС, наведенной в нем первичным полем. Тогда все ЭДС будут складываться арифметически, обеспечив увеличение эффективности антенны по сравнению с одиночным вибратором. Для этого рефлектор делается немного длиннее вибратора, а директоры - короче.

Симметричное расположение элементов антенны относительно направления на передатчик создает условия для сложения наведенных ЭДС в вибраторе только для сигнала, приходящего с главного направления. Сигналы, приходящие под углом к главному направлению, создают в вибраторе ЭДС, сдвинутые по фазе относительно основного, и поэтому складываются алгебраически так, как складываются векторы. Их векторная сумма получается меньше арифметической. Сигнал же, приходящий с заднего направления, создает в вибраторе наведенные ЭДС, противофазные основной, и они вычитаются. Таким образом, обеспечивается направленное свойство антенны, формируется узкая диаграмма ее направленности, что соответствует увеличению коэффициента усиления.

Элементы антенн "Волновой канал" расположены в пространстве горизонтально, и такие антенны используют ''для приема сигналов с горизонтальной поляризацией, когда вектор напряженности электрического поля Е также горизонтален. Для приема сигналов с вертикальной поляризацией антенна должна быть повернута на 90° так, чтобы ее элементы стали вертикальными.

В связи с тем, что элементы антенны расположены в разных точках пространства, фазы наведенных в них первичным полем ЭДС будут зависеть от координат каждого элемента и их размеров, так как от длины элемента зависит его резонансная частота, а фаза наведенной ЭДС зависит от настройки элемента. Для хорошего согласования антенны с фидером ее входное сопротивление должно иметь чисто активный характер. Отсюда становится ясно, насколько сложно проектирование антенн типа "Волновой канал", особенно при большом количестве элементов антенны. В настоящее время разработано множество вариантов таких антенн с разным числом директоров различных размеров и с различным расстоянием между ними.

Антенну следует настраивать изменением длины каждого элемента и расстояний между ними при контроле формы диаграммы направленности, значения и характера входного сопротивления антенны. Настройка требует специальных полигонных условий, исключающих влияние местных предметов, и специальных приборов: генератора дециметрового диапазона волн достаточно большой мощности, индикатора напряженности поля, измерителя полных сопротивлений антенн. Не всегда в процессе настройки удается одновременно добиться того, чтобы входное сопротивление антенны было чисто активным и имело нужное значение. Приходится мириться с полученным значением входного сопротивления антенны при его чисто активном характере. Но при этом кроме настройки антенны приходится также дополнительно осуществлять настройку ее согласования с фидером. Многоэлементные антенны "Волновой канал", используемые в профессиональной аппаратуре, подлежат обязательной индивидуальной настройке на заводе, а в состав аппаратуры входит устройство, позволяющее корректировать согласование антенны с фидером в процессе эксплуатации.

Практика показывает, что антенна "Волновой канал" не нуждается в настройке и обеспечивает получение паспортных характеристик, если она содержит не более трех элементов: вибратор, рефлектор и только один директор. Коэффициент усиления такой антенны составляет 6 дБ, что вполне достаточно для ее использования в зоне ближнего приема. Угол раствора главного лепестка диаграммы направленности по половинной мощности составляет 120°. В связи с переотражением сигнала и, как следствие, возможной перемене поляризации, необходима дополнительная настройка антенны.