Элементная база цифровых радиопередающих устройств

Содержание:

Глава 1. Аналого-цифровые преобразователи в радиопередатчиках

Глава 2. Цифро-аналоговые преобразователи

2.1 ЦАП общего применения для НЧ трактов, систем управления и контроля передатчиков

2.2 Специализированные быстродействующие ЦАП с высоким разрешением для цифровых передатчиков

Глава 3. Цифровые модуляторы и преобразователи частоты

Введение

Радиопередающие устройства (РПдУ) применяются в сферах телекоммуникации, телевизионного и радиовещания, радиолокации, радионавигации. Стремительное развитие микроэлектроники, аналоговой и цифровой микросхемотехники, микропроцессорной и компьютерной техники оказывает существенное влияние на развитие радиопередающей техники как с точки зрения резкого увеличения функциональных возможностей, так и с точки зрения улучшения ее эксплуатационных показателей. Это достигается за счет использования новых принципов построения структурных схем передатчиков и схемотехнической реализации отдельных их узлов, реализующих цифровые способы формирования, обработки и преобразования колебаний и сигналов, имеющих различные частоты и уровни мощности.

Основным направлением развития систем связи является обеспечение множественного доступа, при котором частотный ресурс совместно и одновременно используется несколькими абонентами. К технологиям множественного доступа относятся TDMA, FDMA, CDMA и их комбинации. При этом повышают требования и к качеству связи, т.е. помехоустойчивости, объему передаваемой информации, защищенности информации и идентификации пользователя и пр. Это приводит к необходимости использования сложных видов модуляции, кодирования информации, непрерывной и быстрой перестройки рабочей частоты, синхронизации циклов работы передатчика, приемника и базовой станции, а также обеспечению высокой стабильности частоты и высокой точности амплитудной и фазовой модуляции при рабочих частотах, измеряемых гигагерцами. Что касается систем вещания, здесь основным требованием является повышение качества сигнала на стороне абонента, что опять же приводит к повышению объема передаваемой информации в связи с переходом на цифровые стандарты вещания. Крайне важна также стабильность во времени параметров таких радиопередатчиков - частоты, модуляции. Очевидно, что аналоговая схемотехника с такими задачами справиться не в состоянии, и формирование сигналов передатчиков необходимо осуществлять цифровыми методами.

Глава 1. Аналого-цифровые преобразователи в радиопередатчиках

Аналого-цифровые преобразователи применяются в цифровых радиопередатчиках для решения следующих основных задач:

преобразование входных аналоговых сигналов в цифровую форму для последующей цифровой модуляции ВЧ колебаний;

сбор данных с датчиков систем диагностики, контроля и регулирования параметров каскадов передатчика (например, датчиков падающей и отраженной волны, выходной мощности, питающих напряжений, токов и температурного режима транзисторов выходных каскадов для их защиты и т.п.);

оцифровывание сигнала обратной связи систем авторегулирования, работающих по выходному сигналу (для обеспечения линейности управления амплитудой выходного сигнала передатчика).

С первыми двумя задачами из названных выше призваны справляться низкочастотные АЦП общего применения, последняя задача - для специальных ВЧ АЦП, разработанных для работы на радиочастотах. Рассмотрим подробнее эти два класса АЦП.

Низкочастотные АЦП (с частотой 10...1000000 выборок в секунду) строятся с использованием архитектуры последовательного приближения либо с использованием сигма-дельта архитектуры. Для таких АЦП характерны большое число разрядов (10...24), высокая точность преобразования (дифференциальная и интегральная нелинейность - доли единиц младшего разряда шкалы), малая потребляемая мощность (единицы мВт).



Рис.1.1.

Структура АЦП последовательного приближения показана на рис. 1.1. По команде начала преобразования устройство выборки и хранения (УВХ) берет отсчет входного сигнала, а в регистр последовательного приближения записывается число1000...000, которое подается на вход ЦАП. Компаратор сравнивает напряжение на выходе ЦАП и входное напряжение, и если входное напряжение больше напряжения ЦАП, единица в старшем разряде остается, а в противном случае сбрасывается. После этого устанавливается в 1 следующий разряд (на входе ЦАП 0100...000 или 1100...000) и выходное напряжение ЦАП опять сравнивается со входным напряжением, после чего значение второго слева разряда сохраняется равным 1 или сбрасывается. Такой цикл повторяется для всех разрядов регистра, и когда все они примут определенное значение, АЦП подает сигнал готовности результата преобразования.

АЦП последовательного приближения имеют разрешение до 16 бит, а их скорость может достигать 0.1...1.5 MSPS (миллионов выборок в секунду). Такие АЦП используют в мультиплексированных системах сбора данных, так как часто их выполняют с мультиплексором на входе, имеющим от 2 до 8 каналов входных аналоговых сигналов.

Сигма-дельта АЦП построен с использованием принципов избыточной дискретизации с последующей цифровой фильтрацией и децимацией (уменьшением количества выборок). Алгоритм обработки сигнала в сигма-дельта АЦП выбран так, что значительная часть шумов квантования остается за пределами полосы пропускания цифрового фильтра АЦП, благодаря чему достигается возможность повышения разрядности преобразования. Сложная математическая обработка сигнала в таком АЦП приводит к снижению его скорости до 10...50000 выборок в секунду, но преимуществами сигма-дельта АЦП при этом являются очень высокая разрешающая способность (16-24 разряда), чрезвычайно малая дифференциальная нелинейность, малая потребляемая мощность (милливатты). Такие АЦП применяют для обработки сигналов датчиков и аналоговых НЧ сигналов (голосовых частот). Их также делают многоканальными (2-4 канала) для обработки нескольких аналоговых сигналов, но при этом используется свой АЦП на каждый канал.

Сигма-дельта АЦП обладают дополнительными возможностями: не требуют УВХ, имеют встроенные усилители с программируемым коэффициентом усиления, программируемые цифровые фильтры (ФНЧ, ФВЧ, полосовой, режекторный); пример АЧХ 16-разрядного КИХ-фильтра АЦП AD1877 показан на рис. 1.2.

Рис. 1.2.

Высокоскоростные АЦП выполняют с параллельной (Flash ADC) или последовательно-параллельной архитектурой, называемой иначе конвейерной структурой. Наиболее быстродействующей является параллельная архитектура, показанная на рис. 1.3. Она состоит из линейки компараторов, у каждого из которых опорное напряжение ниже, чем у предыдущего. Входной сигнал подается на все компараторы сразу, а затем просто преобразовывается в двоичный код дешифратором, благодаря чему преобразование занимает очень небольшое время - десятки наносекунд, так что такой АЦП способен работать на скоростях выше 50 MSPS. К недостаткам параллельных АЦП надо отнести небольшую разрядность (6...8 разрядов), так как увеличение числа разрядов на 1 требует удвоения числа компараторов, и большую потребляемую мощность, определяемую быстродействием логических элементов АЦП (сотни мВт). Примером параллельного АЦП может послужить AD9066 - сдвоенный согласованный АЦП, имеющий скорость 60 MSPS, 6 разрядов и 400 мВт потребляемой мощности.

Рис. 1.3.

Необходимо отметить, что существует архитектура интерполирующих параллельных АЦП, позволяющая повысить разрядность до 10 при сохранении всех преимуществ параллельных АЦП.

Последовательно-параллельные (конвейерные) АЦП позволяют работать на высоких частотах (20...60 MSPS) при меньших мощностях потребления (десятки мВт) и более высокой разрядности (10...16 разрядов), чем параллельные АЦП. Параллельные АЦП могут использоваться как части конвейерной архитектуры.

Рис. 1.4.

Представленная на рис. 1.4. конвейерная структура работает следующим образом. УВХ-1 фиксирует входной сигнал, после чего первый 6-разрядный АЦП оцифровывает его и подает результат своей работы на ЦАП, на выходе которого образуется 6-разрядное приближение аналогового сигнала. На выходе УВХ-2 хранится копия исходного отсчета аналогового сигнала, и из нее вычитается полученное в первом каскаде структуры 6-разрядное приближение; полученная разница усиливается, а затем оцифровывается 7-разрядным АЦП (лишний разряд здесь нужен для коррекции ошибки). Полученные с выхода первого и второго АЦП разряды объединяются и отправляются в выходной регистр. Таким образом, применение двух АЦП на 6+7 разрядов существенно экономит число компараторов по сравнению с 12-разрядным параллельным АЦП, что позволяет выиграть в потребляемой мощности при прочих равных параметрах.

Отметим, что существуют не только двухкаскадные, но и 3-каскадные, и 4-каскадные конвейерные АЦП, имеющие в составе 3-разрядные параллельные АЦП, чем достигается еще большая экономия потребляемой мощности за счет некоторого снижения быстродействия (до 3...20 MSPS). Выпускаются также сдвоенные согласованные конвейерные АЦП, имеющие внутреннее мультиплексирование с выходом на одну общую шину данных (AD9201, рис. 1.5).

Рис. 1.5.

Необходимо указать на одну особенность современных быстродействующих АЦП: полоса пропускания по входному сигналу за счет УВХ у них может значительно превышать половину максимальной частоты дискретизации (Fs/2), благодаря чему такие АЦП могут оцифровывать узкополосные ВЧ сигналы, лежащие выше этой частоты. Известно, что спектр выходного сигнала АЦП состоит из копий спектра входного сигнала, сдвинутых на частоты, кратные частоте дискретизации Fs:

.

Рассмотрим пример такой обработки ВЧ сигнала, при которой мы сможем обработать с помощью АЦП сигнал, частота которого выше частоты выборок Fs = 90 МГц. В классическом в смысле теоремы Котельникова случае частота сигнала FA не должна превышать 45 МГц. Пусть это будет FA = 20 МГц. По рис. 1.6.а видно, что в этом случае выходной сигнал АЦП содержит сигнал со средней частотой 20 МГц, которая может быть обработана последующим сигнальным процессором. Теперь пусть частота входного сигнала FA = 160 МГц. Казалось бы, наш АЦП с Fs = 90 МГц не сможет обработать столь высокочастотный сигнал, ведь по теореме Котельникова неизбежны искажения в выходном сигнале благодаря наложению спектров. Однако, такого не происходит благодаря узкополосности сигнала, и на выходе АЦП мы вновь видим сигнал (точнее, «образ» сигнала) со средней частотой 20 МГц. Правда, спектр этого сигнала инвертирован, но это можно учесть при обработке в сигнальном процессоре.



Рис. 1.6.

Таким образом, ВЧ АЦП с быстродействующими УВХ на входе могут быть использованы для квантования узкополосных сигналов, частоты которых превышают частоты дискретизации АЦП, что может найти применение в радиопередатчиках для оцифровывания непосредственно их выходных колебаний с целью создания обратной связи.

Глава 2. Цифро-аналоговые преобразователи

2.1 ЦАП общего применения для НЧ трактов, систем управления и контроля передатчиков

Все ЦАП, применяемые в радиопередатчиках, уместно разделить на два класса: ЦАП общего применения для работы в низкочастотных трактах, системах управления и контроля передатчика и специализированные быстродействующие ЦАП, предназначенные для формирования ВЧ сигналов на рабочей или промежуточной частоте с определенным видом модуляции. В настоящем параграфе речь пойдет о ЦАП первого из названных классов. Основные области применения таких ЦАП:

обработка сигналов в информационных трактах приемопередатчиков;

управление режимами работы каскадов передатчика (например, коэффициентом усиления транзисторных каскадов) согласно кодовым командам встроенного управляющего микроконтроллера;

управление приводами систем настройки передатчика.

К ЦАП этого класса в передатчиках предъявляются следующие требования:

низкое потребление энергии (милливатты);

последовательная или параллельная загрузка кода;

относительно высокое разрешение (10-12 бит);

относительная точность и дифференциальная нелинейность не хуже 1-2 единиц младшего разряда;

невысокое быстродействие (до единиц Msps);

многоканальность (несколько самостоятельных ЦАП на одном кристалле).



Рис.2. 1.1.

В качестве ядра преобразования в таких ЦАП обычно применяют структуру с одним ключом на разряд сигнала (так называемую бинарную), которая показана на рис. 2.1.1. Такая структура проста, содержит минимальное «переключателей», но у нее имеются и недостатки, главный из которых - кодозависимые ложные сигналы (помехи из-за выбросов коммутации ключей старших разрядов). Тем не менее, при формировании НЧ сигналов и постоянных управляющих режимами каскадов передатчика напряжений и токов, с этим недостатком можно легко примириться.

Рис. 2.1.2.

Примером типовой архитектуры ЦАП общего применения может служить микросхема AD8582 (рис. 2.1.2). Это сдвоенный ЦАП с хорошим согласованием каналов, потребляющий меньше 5 мВт от единственного источника питания 5 В. Структура ЦАП содержит два одинаковых 12-битных ядра ЦАП, аналогичных показанному на рис. 2.1.1, а также встроенные операционные усилители для перевода выходного сигнала из тока в напряжение. Особенностью данной микросхемы, которая присуща многим современным ЦАП, является двойная буферизация входного кода, которая позволяет реализовать следующие возможности:

параллельная и последовательная загрузка данных;

раздельная поочередная загрузка каждого из ЦАП на кристалле (путем раздельной записи во входные регистры каждого ЦАП) и при этом синхронная смена данных на выходах всех ЦАП (путем одновременной записи в выходные регистры данных, накопленных во входных регистрах каждого ЦАП).

Других особенностей такие ЦАП не имеют. Их разновидности и работа подробно описаны в литературе.

2.2 Специализированные быстродействующие ЦАП с высоким разрешением для цифровых передатчиков

Синтезировать ВЧ сигнал с рабочей или промежуточной частотой и заданным видом модуляции можно и на выходе специализированных ЦАП, освоение которых промышленностью началось в 80-х годах, а серьезные успехи в этом направлении были достигнуты в 90-х годах. К таким ЦАП предъявляются высокие требования по быстродействию (десятки или сотни MSPS) и очень жесткие требования по качеству выходного сигнала, которое оценивается следующими основными параметрами:

· SFDR - свободный от паразитных составляющих динамический диапазон,

· CNR - отношение сигнал/шум на частоте несущей,

· IMD - коэффициент интермодуляционных искажений,

· ACPR - коэффициент развязки соседних каналов по мощности.

Приборы, у которых SFDR превышает 70 дБ, CNR - 65 дБ, уже имеет смысл использовать для формирования сигналов в системах телекоммуникаций.

Применение для синтеза модулированных ВЧ сигналов ЦАП с обычной архитектурой (с одним ключом на разряд кодирующего сигнала, рис. 2.1.1) оказалось невозможным вследствие присущего им повышенного уровня нелинейных искажений и шумов при работе на ВЧ, что приводит к возникновению паразитных составляющих в спектре выходного сигнала ЦАП (см. SFDR, CNR). Главными недостатками архитектуры с одним ключом на разряд являются паразитные выбросы в сигнале ЦАП при коммутации ключей и неточность восстановления значений старших разрядов сигнала. Первое объясняется тем, что при смене кода на входах ЦАП одновременно замыкаются или размыкаются несколько ключей, причем наибольшие выбросы в выходном сигнале обусловлены коммутацией ключей старших разрядов. (Такие выбросы в англоязычной литературе называют glitch, их энергия измеряется в нВ*с.) Второе можно объяснить тем, что неточность резисторов старших разрядов матрицы R-2R приводит к нелинейным искажениям сигнала на выходе ЦАП. Такие искажения называются кодозависимыми.

Для достижения указанных параметров потребовалось разработать новый тип архитектуры - сегментированные ЦАП и добиться высочайшего уровня точности при выполнении такой архитектуры на кристалле. Основной идеей сегментированного ЦАП является раздельное формирование старших и младших разрядов сигнала. При этом младшие разряды формируются по-прежнему по принципу одного ключа на разряд сигнала, а старшие разряды - по принципу одного ключа на уровень сигнала. Познакомимся с этим принципом подробнее (рис. 2.2.1). Все резисторы в матрице одинаковые, поэтому для увеличения тока или напряжения сигнала на 1 уровень требуется включение одного ключа (любого) в дополнение к уже включенным. При этом ошибка в точности воспроизведения уровня минимальна, минимален и выброс от коммутации ключа. Ясно, что искажения сигнала при этом будут кодонезависимыми.

Рис. 2.2.1.

Недостатком такого ЦАП является невозможность обеспечения высокого разрешения сигнала, так как при этом требовалось бы слишком большое количество ключей (например, для 14-разрядного ЦАП требуется 16383 ключа). Но для достижения высокого разрешения в специализированных ЦАП для радиопередатчиков и применяется формирование младших разрядов сигнала с помощью ЦАП с одним ключом на разряд. Ясно, что в такой архитектуре сочетаются высокая разрядность (точность) синтеза сигнала с минимальными кодозависимыми кодовыми помехами. Заметим, что ЦАП с одним ключом на уровень называют иначе полнодекодирующим, а ЦАП с одним ключом на разряд - двоичным.



Рис. 2.2.2.

Структурная схема ядра сегментированного ЦАП AD9772, выполненного по технологии TxDAC+, показана на рис. 2.2.2. ЦАП 14-разрядный, при этом 5 старших и 4 средних разрядов кода преобразуются дешифратором для управления полнодекодирующим ЦАП, а 5 младших - для управления двоичным ЦАП. Выходы всех ключей объединяются в один токовый выход. Такое решение позволило достичь высоких параметров. Частота выборки на входе 150 Msps, на выходе - 300 Msps, рассеиваемая мощность - 150 мВт. SFDR 75 дБ на 26 МГц и CNR 70 дБ в полосе 25МГц. Выходной ток полной шкалы изменяется в пределах 2-20 мА. Рассеиваемая мощность ЦАП составляет 205 мВт, в режиме энергосбережения - 13 мВт. По значению ACPR в WCDMA-режиме (74 дБ) ЦАП вполне соответствует требованиям сотовых систем третьего поколения. AD9772 способен полностью реконструировать форму сигнала с динамическим диапазоном до 63.3 МГц. Правда, при этом точность по постоянному току средняя - типичные значения интегральной и дифференциальной нелинейности равны ±4 и ±3 LSB (младший значимый бит), соответственно.



Рис. 2.2.3.

Рассмотрим подробно полную структуру ЦАП AD9772 (рис. 2.2.3).

Входной 14-разрядный код подается на буферный регистр, работающий с тактовой частотой до 150 МГц. (Большинство современных ЦАП выполнено по схеме с двойной буферизацией по входному коду.) С регистров-защелок данные подаются на двухкратный интерполяционный фильтр, который обеспечивает повышение частоты дискретизации в 2 раза по сравнению со входной частотой дискретизации, что способствует снижению требований к выходному восстанавливающему фильтру. Следующий каскад выполняет функцию заполнения нуля, т.е. увеличивает эффективную скорость обновления данных в 2 раза за счет вставления нулевых отсчетов сигнала между каждыми двумя его исходными отсчетами. Следующим (выходным) каскадом структурной схемы является рассмотренное выше ядро ЦАП (рис. 2.2.2).

Функцией интерполяционного фильтра является увеличение частоты дискретизации на выходе фильтра в 2 раза по сравнению со входной частотой дискретизации Fs . Это необходимо при работе со входным сигналом, частота которого f0 относительно высока и приближается к половине входной частоты дискретизации. В этом случае требования к реконструирующему (сглаживающему) фильтру на выходе ЦАП становятся весьма жесткими, так что для качественного восстановления формы сигнала потребуется реконструирующий фильтр очень высокого порядка, способный разделить две близкие частоты - истинного выходного сигнала fс и его первого «образа» Fs - f0.

Рис. 2.2.4.

Поясним сказанное о работе интерполяционного фильтра в ЦАП примером (рис. 2.2.4). Пусть частота дискретизации Fs = 30 МГц, а частота входного сигнала f0 = 10 МГц. В таком случае частота первого ближайшего образа сигнала Fs - f0 будет равной 20 МГц. Компонент этой боковой частоты должен быть подавлен аналоговым ФНЧ (antialiasing filter). предположим, на 60 дБ. Поэтому характеристика фильтра должна пройти от полосы пропускания, заканчивающейся в точке 10 МГц, до ослабления на 60 дБ в полосе задержки, начинающейся в точке 20 МГц, то есть через переходный диапазон, который находится между 10 и 20 МГц (одна октава). Фильтр Баттерворта дает ослабление 6 дБ на октаву для каждого порядка. Поэтому для обеспечения желательного ослабления требуется как минимум фильтр 10 порядка. Фильтры становятся еще более сложными, если требуется более узкий переходной диапазон.

Предположим, что мы увеличим скорость обновления ЦАП от Fs = 30 МГц до 60 МГц и вставим "ноль" между каждым первоначальным отсчетом данных. Скорость параллельного потока данных теперь равна 60 MSPS, но нам предстоит определить значение точек с нулевыми данными. Для этого поток данных 60 MSPS с добавленными нулями пропускается через цифровой интерполяционный фильтр, который вычисляет дополнительные значения данных. Реакция цифрового фильтра при избыточной двукратной дискретизации представлена на рис. 2.2.4б. Теперь зона перехода аналогового сглаживающего ФНЧ (antialiasing filter) занимает от 10 до 50 МГц (первая составляющая («образ») попадает на 2fc-fo=60-10=50 МГц). Эта переходная зона немного больше, чем две октавы, и фильтра Баттерворта пятого или шестого порядка оказывается достаточно.

Рассмотренный режим работы ЦАП относился к случаю, когда синтезируемый сигнал по частоте ниже 0.5Fs; при этом выбирают режим работы интерполяционного фильтра как ФНЧ. В случае, если необходимо в качестве выходного сигнала использовать один из более высокочастотных «образов» входного сигнала, например, Fs - f0 или Fs + f0, переключают интерполяционный фильтр в режим ФВЧ. В таком режиме он подавляет основной сигнал и подчеркивает «образы», как это показано на рис. 2.2.5. Сравнивая этот рисунок с предыдущим, можно видеть, что отсчеты, вставляемые интерполяционным фильтром в режиме ФВЧ, отличаются полярностью от вставляемых в режиме ФНЧ.



Рис. 2.2.5.

Функция «заполнения нуля» (а точнее - заполнения нулевым значением промежутка между двумя соседними выборками на выходе ЦАП) необходима для повышения амплитуды синтезируемого сигнала в том случае, когда его частота высока (например, выделяется первый «образ» сигнала), и следовательно, он подавляется амплитудно-частотной характеристикой ядра ЦАП, имеющей форму sin(x)/x с первым провалом на частоте сигнала, равной удвоенной входной частоте дискретизации. Вставляя нулевой отсчет между соседними выборками сигнала на выходе ЦАП, мы как бы повышаем частоту дискретизации еще в 2 раза; при этом форма сигнала на выходе реконструирующего фильтра не искажается, а первый провал АЧХ ЦАП сдвигается на частоту 4Fs. Как видно по рис. 2.2.6, это способствует поднятию амплитуды ВЧ сигналов на выходе ЦАП, даже если их частота превышает Fs.



Рис. 2.2.6.

Отметим, что в рассматриваемом ВЧ ЦАП AD9772 предусмотрено выключение режима заполнения нуля. Это имеет смысл в случае, если синтезируемый сигнал по частоте ниже 0.5Fs и в этом случае АЧХ ЦАП вида sin(x)/x способствует некоторому повышению отношения амплитуды полезного сигнала к амплитуде первого «образа» сигнала на выходе ядра ЦАП.

На рис. 2.2.3 также виден еще один каскад ЦАП - встроенный умножитель тактовой частоты на основе петли ФАПЧ. Его имеет смысл включать при использовании тактовых частот, превышающих десятки МГц, что удешевляет тактовый генератор и улучшает электромагнитную совместимость каскадов цифрового радиопередатчика. Недостатком умножителя с ФАПЧ является повышение фазовых шумов на выходе ЦАП, так что иногда предпочтительнее сделать внешний умножитель частоты на пассивных элементах, например, диодах. Повышение фазового шума может достигать 3-18 дБ в зависимости от сочетания тактовой частоты и коэффициента деления частоты встроенного генератора в петле ФАПЧ.

Отметим здесь, что существуют сдвоенные ЦАП такого класса, предназначенные для синтеза квадратурных ВЧ сигналов. О них речь пойдет в главе, посвященной цифровым модуляторам (см.ниже).

Глава 3. Цифровые модуляторы и преобразователи частоты

Рассмотренные выше специализированные ВЧ ЦАП для радиопередатчиков являются одноканальными; они способны формировать на выходе немодулированный ВЧ сигнал или ВЧ сигнал с ЧМ. При необходимости получить сигнал с амплитудно-фазовыми видами модуляции (а таких большинство, например QAM, SSB) необходимо применять микросхемы ЦАП с квадратурными каналами, содержащие встроенный квадратурный амплитудный модулятор, работающий в цифровом формате. Пример реализации такой ИМС, являющейся, по сути, цифровым формирователем модулированных сигналов, или цифровым модулятором, показан на рис. 3.1.

Рис. 3.1.

Это сдвоенный 16-разрядный ЦАП AD9777, способный работать на скорости преобразования входных данных до 160 MSPS. Он предназначен для многоканальных беспроводных систем связи с квадратурной модуляцией, где требуется идентичность обоих каналов. Такой ЦАП может работать в системах WDMA, GSM и др. Входной цифровой поток разделяется демультиплексором на два потока, имеющих вдвое меньшую скорость, затем один из них подается в синфазный канал (I), а другой - в квадратурный канал (Q). В каналах I и Q установлены линейки из трех двухкратных интерполяционных фильтров, которые можно выключать по отдельности, получая 2х, 4х, либо 8х фильтры (с их работой мы познакомились выше). На входы квадратурных модуляторов, включенных за фильтрами, подается также двойной цифровой управляющий сигнал Iмод/Qмод, который и определяет вид модуляции формируемого сигнала. Квадратурные модуляторы здесь являются цифровыми устройствами - перемножителями, благодаря чему достигается высокая точность и качество модуляции. На кристалле микросхемы, как видно по рис. 3.1, размещены два согласованных по параметрам широкополосных 16-разрядных ядра ЦАП, выполненных по сегментированной архитектуре.

Практически такой же по принципу работы структурой обладает широкополосный цифровой программируемый модулятор HSP50415, рис. 3.2. Он содержит также дополнительный блок коррекции частотных искажений ядра ЦАП вида sin(x)/x (рис2.2.6), что способствует выравниванию АЧХ ЦАП в полосе рабочих частот.

Рис. 3.2.

Быстродействие такого ЦАП позволяет работать ПЧ трактах современных телекоммуникационных систем на частотах до 50-75 МГц. При необходимости повысить рабочую частоту (например, до 900-1800 МГц) используют один из известных способов переноса рабочей частоты: гетеродинный перенос частоты в смесителе, умножение частоты в нелинейном каскаде, умножение частоты в петле ФАПЧ. Недостатки этих способов очевидны: нарушение целостности (модуляции) сигнала при умножении частоты, снижение скорости перестройки частоты и увеличение шумов при использовании ФАПЧ, трудность выполнения аналоговых СВЧ фильтров, подавляющих сигнал гетеродина и зеркальный канал при переносе частоты с помощью смесителя.

Наиболее уместным здесь способом переноса частоты является применение интегрального аналогового квадратурного модулятора. Такие модуляторы выпускаются специально для преобразования частоты (и модуляции) генераторов ВЧ, имеющих квадратурные выходы, как рассмотренные выше ЦАП. Примером являются микросхемы MAX2720, MAX2721, работающие в диапазоне частот (1.7...2.1...2.5)ГГц, а также AD8346, имеющая диапазон 0.8...2.5 ГГц. Упрощенная внутренняя структура квадратурного СВЧ модулятора (информация от NI7X) и способ подключения к нему квадратурного ВЧ ЦАП показаны на рис. 3.3.

Рис. 3.3.

Благодаря тому, что входные сигналы и сигналы гетеродина, подаваемые на смесители этого модулятора, находятся в квадратуре, одна из боковых полос (т.е. зеркальный канал) эффективно подавляется при сложении колебаний в сумматоре (типичное подавление около 35 дБ). Подавляется также и сигнал гетеродина (не хуже 30 дБ), поскольку смесители являются балансными. Вид выходного спектра на частоте 1 ГГц показан на рис. 3.4 (информация от NI7X).

Рис. 3.4.

По существу, устройство, часть структурной схемы которого изображена на рис. 3.3, является цифровым радиопередатчиком...

Отметим, что существуют интегральные микросхемы цифровых модуляторов, у которых формирователь квадратурного сигнала на основе двух согласованных ЦАП, гетеродин (синтезатор частоты), квадратурный модулятор и предварительный усилитель ВЧ собраны на одном кристалле. Примером может послужить HSP50307,структура которой приведена на рис. 3.5. Ее работа понятна из предыдущих объяснений. Она используется как QPSK модулятор на частотах несущей от 8 до 15 МГц.



Рис. 3.5.

Выше были рассмотрены аналоговые методы повышения рабочей частоты модулированного радиосигнала, в частности, на основе аналогового квадратурного модулятора. Требования, которые предъявляются к аналоговым перемножителям и фазовращателю такого квадратурного модулятора, являются весьма жесткими. Для обеспечения подавления нерабочего (зеркального) канала на 35 дБ требуется погрешность фазы не более 1 градуса и баланс амплитуд не хуже 0.5 дБ. Достижение еще более глубокого подавления проникновения сигнала гетеродина и зеркального канала на выходе модулятора для аналоговых устройств в полосе частот и диапазоне температур и напряжений питания является весьма затруднительным.

Существуют микросхемы квадратурных цифровых устройств повышения рабочей частоты радиосигнала, повторяющих принцип работы рассмотренных выше аналоговых устройств; в качестве примера рассмотрим ИМС AD9856, рис. 3.6.



Рис. 3.6.

Роль гетеродина здесь выполняет прямой цифровой синтезатор (DDS), формирующий квадратурные сигналы с очень высокой точностью (о таких синтезаторах частоты подробно будет рассказано в следующей главе). Источником тактового сигнала для него служит аналоговый умножитель частоты на основе ФАПЧ с программируемым коэффициентом умножения. Входной цифровой сигнал, после разделения на два квадратурных цифровых потока с вдвое меньшей скоростью каждый, через цифровые интерполяционные фильтры подается на два цифровых перемножителя сигналов и цифровой сумматор. Перенесенный таким образом на новую рабочую частоту (из интервала 5...70 МГц) сигнал проходит через корректирующее АЧХ ЦАП звено и подается на 12-разрядный ЦАП с сегментированной архитектурой, подобный рассмотренным выше. На частотах до 40 МГц выходной сигнал этой микросхемы не содержит побочных продуктов преобразования (в том числе зеркального канала), превышающих -52 дБ. Управляющий сигнал, подаваемый через SPI-интерфейс, содержит 32-разрядное слово управления частотой, коэффициенты интерполяционного фильтра и умножителя опорной частоты. Микросхема рассчитана на работу с усилителем, имеющим программно управляемый коэффициент передачи. Преимуществом применения такой ИМС является то, что вся ВЧ часть выполнена в цифровом виде в одном чипе, а также и наличие встроенного DDS. Недостатком можно считать ограниченный частотный диапазон и относительно высокий уровень паразитных составляющих в спектре выходного аналогового сигнала (до -48 дБ на 70 МГц), что обусловлено цифровыми методами формирования гетеродинного сигнала и последующей его обработки.

При написании этого параграфа использованы материалы статьи Rick Cushing, “Single-Sideband Upconversion of Quadrature DDS Signals to the 800-to- 2500-MHz Band”. (NI7X). www.analog.com.

Заключение

Современную радиопередающую технику невозможно представить без встроенных средств программного управления режимами работы каскадов, самодиагностики, автокалибровки, авторегулирования и защиты от аварийных ситуаций, в том числе автоматического резервирования. Такие функции в передатчиках осуществляют специализированные микроконтроллеры, иногда совмещающие функции цифрового формирования передаваемых сигналов. Часто используется дистанционное управление режимами работы при помощи удаленного компьютера через специальный цифровой интерфейс. Любой современный передатчик или трансивер обеспечивает определенный уровень сервиса для пользователя, включающий цифровое управление передатчиком (например, с клавиатуры) и индикацию режимов работы в графической и текстовой форме на экране дисплея. Очевидно, что здесь не обойтись без микропроцессорных систем управления передатчиком, определяющих его важнейшие параметры.

Производство передатчиков такого уровня сложности было бы экономически невыгодно в случае их аналогового исполнения. Именно средства цифровой микросхемотехники, позволяющие заменить целые блоки обычных передатчиков, дают возможность существенно улучшить массогабаритные показатели передатчиков (вспомните сотовые телефоны), достичь повторяемости параметров, высокой технологичности и простоты в их изготовлении и настройке.

Очевидно, что появление и развитие цифровых радиопередающих устройств явилось неизбежным и необходимым этапом истории радиотехники и телекоммуникаций, позволив решить многие насущные задачи, недоступные аналоговой схемотехнике.

Итак, выделим основные области применения цифровых технологий формирования и обработки сигналов в радиопередающих устройствах.

1. Формирование и преобразование аналоговых и цифровых информационных НЧ сигналов, в т.ч. сопряжение компьютера с радиопередатчиком (групповые сигналы, кодирование, преобразование аналоговых сигналов в цифровые или наоборот).

2. Цифровые методы модуляции ВЧ сигналов.

3. Синтез частот и управление частотой.

4. Цифровой перенос спектра сигналов.

5. Цифровые методы усиления мощности ВЧ сигналов.

6. Цифровые системы автоматического регулирования и управления передатчиками, индикации и контроля.

Следующие разделы содержат более подробную информацию о каждой из названных областей применения цифровой техники в радиопередатчиках.

Список литературы

1. Цифровые радиоприемные системы / Под ред. М.И. Жодзишского. М.: Радио и связь, 1990. 208 с.

2. Повышение эффективности мощных радиопередающих устройств / Под ред. А.Д. Артыма. М.: Радио и связь, 1987. 175 с.

3. Гольденберг Л.М., Матюшкин Б.Д., Поляк М.Н. Цифровая обработка сигналов: Учеб. пособие для вузов. М.: Радио и связь, 1990. 256 с.

4. Семенов Б.Ю. Современный тюнер своими руками. М.: СОЛОН_Р. 2001. 352 с.

5. Бродин В.Б., Калинин А.В. Системы на микроконтроллерах и БИС программируемой логики. М.: ЭКОМ. 2002.399 с.

6. Новиков Ю.В., Калашников О.А., Гуляев С.Э. Разработка устройств сопряжения для персонального компьютера типа IBM PC. М.: ЭКОМ. 2000 222 с.

7. Дингес С.И. Мобильная связь: технология DECT. М.: СОЛОН-Пресс. 2003. 266 с.

8. Проектирование радиопередатчиков: Учеб. пособие для вузов. / Под ред. В.В. Шахгильдяна. М.: Радио и связь. 2000. 654 с.

9. Солонина А., Улахович Д, Яковлев Л. Алгоритмы и процессоры цифровой обработки сигналов. С-Пб.: БХВ-Петербург. 2001. 455 с.

10. Тяпичев Г. Компьютер на любительской радиостанции. С-Пб.: БХВ-Петербург. 2002. 442 с.

11. Кириллов С.Н., Бодров О.А., Макаров Д.А. Стандарты и сигналы средств подвижной радиосвязи. Рязань: РГРТА. 1999.

12. Гольцова М. Широкополосные ЦАП: борьба на рынке коммуникационных систем усиливается. // Электроника. 2001. №2.