4.3.1 Расчет узлов и блоков

Расчет схемы блока выпрямителя:

Выпрямитель включает в себя понижающий трансформатор Тр1 и два диодных моста VD1-VD4, VD5-VD8. Принципиальная схема выпрямителя имеет вид в соответствии с рисунком 3.1.

Рис.3.1. Принципиальная схема выпрямителя и компаратора 1

При наличии напряжения сети выпрямитель обеспечивает оптимальный режим заряда внешней аккумуляторной батареи (АКБ), состоящей из двух последовательно соединенных свинцово-кислотных аккумуляторов с номинальным напряжение 12 В и емкостью 17 А/ч каждый. Полная мощность двух последовательно соединенных аккумуляторов будет составлять 24•17=408 (В•А)/ч.

В качестве аккумуляторных батарей применим герметичные необслуживаемые свинцово-кислотные аккумуляторные батареи АКБ -17 производителя Alarm Power, имеющие параметры: 12В/17,0 А/ч, максимальный ток заряда 3 А, 181х76х167 мм, 6,1 кг, -10…+50єС (оптимально 20єС), [6].

Заряд АКБ происходит напряжением 27-29 В при максимальном токе заряда 3 А. Исходя из параметров АКБ рассчитываем выпрямитель VD1-VD4, VD5-VD8 и выбираем тип трансформатора.

Расчет мостовой схемы выпрямителя. Согласно справочных данных справедливо соотношение:

U_{обр max}/U_о = 1,57, (3.1)

где U_{обр max} - максимальное обратное напряжение диода, В;

U_о - постоянное выпрямленное напряжение, В.

I_{ср. пр} /I_о = 0,5, (3.2)

где I_{ср. пр} - средний прямой ток диода, А;

I_о - постоянный выпрямленный ток, А.

I_{пр max} /I_о = 1,57, (3.3)

где I _{пр max} - максимальный прямой ток диода, А.

Определим режим работы диодов, учитывая что I_о=3 А, U_о=29 В:

U_{обр max} = 1,57?U_о=1. 57?29 = 45.53 В;

I_{ср. пр} = 0,5?I_о = 0.5?3 = 1.5 А;

I_{пр max} = 1.57?I_о = 1.57?3 = 4.71 А.

Выбираем диоды, исходя их условия:

U_{обр max (диода)} > U_{обр max} = 45.53 В;

I_{ср. пр (диода)} > I_{ср. пр} = 1.5 А;

I_{пр max (диода)} > I_{пр max} = 4.71 А.

В качестве диодов VD1 ч VD4, VD5 ч VD8 выбираем диод типа КД202В, имеющего параметры: U_{обр max (диода)} = 70 В, I_{ср. пр (диода)} = 5 А, I_{пр max (диода)} = 5 А, U_{пр (диода)} = 0,9 В.

Расчет фильтра на выходе выпрямителя. В качестве фильтра применяем емкость С1, С2 Значение емкости определим, исходя из желаемого коэффициента пульсаций на выходе фильтра. Задаем К_{п ф} = 0.1.

Величину емкости фильтра определим по формуле:

С_ф = t_р/(2 К_{п ф}?R₀), (3.4)

где t_р ? 7 мс - время разряда емкости при f =50 Гц;

R₀=U₀/I₀ =29/3=9.7 Ом - эквивалентная нагрузка.

Таким образом С_ф = 7?10^-3 / (2?0.1?9.7) ? 3.6?10^-3 Ф.

Выбираем конденсатор из ряда Е24:

С1, С2 - К-50-31- 40 В- 4700 мкФ ±20%.

Расчет сетевого трансформатора.

Действующее значение вторичного напряжения трансформатора равно:

где: U_пр = 0,9 В - прямое падение напряжения на диодах мостового выпрямителя.

Полная габаритная мощность трансформатора равна:

S_т =б_тр?Р_о= б_тр?U_о?I_о=1.66•29•3=144.42 ВА, (3.6)

где б _тр = 1.66 - справочное значение для мостового выпрямителя, нагрузка которого начинается с емкостного элемента.

Так как полная мощность двух последовательно соединенных аккумуляторов будет составлять 24•17=408 (В•А)/ч, то в качестве габаритной мощности трансформатора примем значение S_т =400 ВА.

Для мостового выпрямителя действующее значение тока вторичной обмотки трансформатора равно:

I₂ = 1.11?I_о = 1.11?3= 3.33 А. (3.7)

Выбираем стандартный трансформатор из условия:

S_т > 400 ВА;

U₂ > 23.8 В;

I₂ > 3.33 А.

Выбираем трансформатор ТПП321 - 200,0 на стержневом сердечнике ПЛМ 27х40х58, имеющий параметры, [13]:

S_н = 200 ВА; U₁ = 127/220 В; I₁ = 2.03/1.15 А; I₂ = 4 А; f = 50 Гц.

Для обеспечения расчетной мощности и тока вторичной обмотки применим параллельное включение трансформаторов. Так как трансформаторы имеют равные коэффициенты и напряжения к.з., то параллельное включение обеспечивает

S_н = 2?200 = 400 ВА, I₂ = 2?4 = 8 А.

Схема включения обмоток для получения напряжения U₂ =23.8 В имеет вид в соответствии с рисунком.3.2.

Рис.3.2. Схема включения обмоток трансформатора

4.4 Расчет схемы блока инвертора

Инвертор состоит из усилителя по току, на двух ключах, которые поочередно работают, и повышающего трансформатора Тр2. Принципиальная схема инвертора имеет вид в соответствии с рисунком 3.3.

Микроконтроллер К1816ВЕ751 задает импульсный сигнал длительностью 45 мкс на вход ключа VT1 инвертора. После подачи сигнала по истечению 45 мкс ключ VT1 закрывается и через 5мкс открывается ключ VT4. Ключ VT4 открывается тоже на 45мкс. Этот сигнал усиливается по току и подается на вход повышающего трансформатора Тр2. Поочередное включение и отключение ключей создает на входе трансформатора Тр2 переменный магнитный поток, что обеспечивает переменный ток на выходе с трансформатора Тр2. Напряжение на трансформатор Тр2 подается с аккумуляторной батареи 24В.

Рис.3.3. Принципиальная схема выпрямителя и компаратора 1

Микроконтроллер К1816ВЕ751 задает импульсный сигнал длительностью 45мкс на вход ключа VT1 инвертора. После подачи сигнала по истечению 45мкс ключ VT1 закрывается и через 5мкс открывается ключ VT4. Ключ VT4 открывается тоже на 45мкс. Этот сигнал усиливается по току и подается на вход повышающего трансформатора Тр2. Поочередное включение и отключение ключей создает на входе трансформатора Тр2 переменный магнитный поток, что обеспечивает переменный ток на выходе с трансформатора Тр2. Напряжение на трансформатор Тр2 подается с аккумуляторной батареи 24В.

Рассчитаем индуктивность первичной обмотки и максимальный ток

исходя из известных параметров схемы:

U_пит = 220 В - действующее значение напряжения;

Р_н = 400 Вт - выходная мощность;

г = 0.5 - скважность импульсов (задаемся значением);

f = 44 кГц - рабочая частота.

(3.8)

(3.9)

Для изготовления трансформатора Т выбираем разъемный Ш-образный

магнитопровод марки Ш8x8 с зазором из феррита 1500 НМ.

Его параметры:

L = 32, H=16, h=11.5, S = 8, 10 = 8, l₁=7.5? д=1(все параметры, мм).

Длина магнитной линии l_с = 75.1 мм, площадь поперечного сечения Sc=69.2 мм².

Так как магнитопровод имеет воздушный зазор, магнитное сопротивление которого много больше магнитного сопротивления магнитопровода, то при определении количества витков индуктивности первичной обмотки вместо длины магнитной линии можно использовать длину воздушного зазора и его магнитную проницаемость.

Определим количество витков первичной обмотки исходя из требуемой индуктивности и известных параметров магнитопровода:

(3.10)

Количество витков вторичной обмотки находим из условия U1/U2=w1/w2, напряжение вторичной обмотки U2₁=24 В и U2₂=10 В, на первичной обмотке 310 В, отсюда w2₁=7 витков и w2₂=3 витка.

Определим сечение проводов. Для этого находим действующие значения токов в обмотках:

(3.11)

Где j - плотность тока в проводнике, выбираем 4 А/мм².

Iэф1=1.83 А, Iэф2₁=0.13 А, Iэф2₂=0.06 А.

Определим диаметр проводов:

(3.12)

d1=0.76 мм, d2₁=0.20 мм, d2₂=0.10 мм.

Выбираем обмоточные провода ПЭВТВ-2 с диаметрами 0.8 мм и 0.21 мм.

Расчет параметров транзисторов инвертора.

Расчет транзисторов VT3 и VT6. Оконечные транзисторы VT3 и VT6 выбираем из условия:

Iк max > 3.33А,

Uкэ max > 24 В.

Выбираем транзистор КТ827А(n-p-n).

Параметры транзистора: Iк max=20 А, Uкэ max=90 В, Рк maxт=125 Вт, h_21Э=750, I_КБО?1mА, Тпер max=150 ?С, Тпер max=125 ?С,

Амплитуда тока базы транзисторов VT3 и VT6 равна:

Расчет транзисторов VT2 и V56. Для обеспечения тока базы транзисторов VT3 и VT6 используем транзисторы VT2 и VT5. Ток коллектора транзисторов выбираем из условия:

I_{Кm 2,5} =(10 ч 20) I_Бm3,6, (3.14)

I_{Кm 2,5} =10I_Бm3,6=10•4.4?10^-3 = 44 мА.

Транзисторы VT2 и VT5 выбираем из условия:

Iк max > 44мА,

Uкэ max > 24 В.

Выбираем транзистор КТ 315 Д (n-p-n).

Параметры транзистора: Iк max=100 mА, Uкэ max=40 В, Рк max=0.15 Вт, h_21Э ? 20, I_КБО ? 1 mА, Тпер max=120 ?С, I_ЭБО < 30 мкА.

Тогда ток базы транзисторов VT2 и VT5 равен:

Расчет сопротивлений R12 и R17. Сопротивления делителей R12 и R17 определяем из выражения:R12 = R17 = U _БЭ3,6/ I_{Кm 2,5}= 0.7/44?10^-3 = 15.9 Ом, (3.16)

Из ряда Е24 выбираем: R12, R17- МЛТ - 0.125-20 Ом ±5%.

Расчет сопротивлений R11 и R16. Сопротивления делителей R11 и R16 определяем из выражения:

(3.17)

Напряжение на коллекторах транзисторов выбираем из условия

24- U_{БЭ 2,5} - ДU = 24-0.7-5 =18.3 В > U_{Кm 2,5}, (3.18)

где ДU=3ч5В - запас по питанию при разряженном режиме работы аккумулятора.

Принимаем U_{Кm 2,5}=18 В. Тогда из выражения (3.17) находим:

Ом.

Из ряда Е24 выбираем: R11, R16 - МЛТ - 0.125-360 Ом ±5%.

Расчет транзисторов VT1 и VT4, сопротивлений R10 и R15. Управление ключами VT1, VT4 осуществляется высоким выходным сигналом микроконтроллер К1816ВЕ751. Используя справочные данные [10] на микроконтроллер, определяем условие управления транзисторами VT1, VT4 от МК:

I¹_{вых Р0imax} =0,3 мА> I_{Бm 1,4}. (3.19)

Задаваясь током управления I⁰_{вых Рi}=0.1 мА (с целью надежного насыщения транзистора), рассчитаем номинал токоограничительного резистора R10, R15:

Ом. (3.20)

Из ряда Е24 выбираем: R10, R15- МЛТ - 0.125-4.3 кОм ±5%.

Входные транзисторы VT1 и VT4 выбираем из условия:

Iк max > 1мА,

Uкэ max > 24 В.

Выбираем транзистор КТ 315 Д (n-p-n).

Параметры транзистора: Iк max=100 mА, Uкэ max=40 В, Рк max=0.15 Вт, h_21Э ? 20, I_КБО ? 1 mА, Тпер max=120 ?С, I_ЭБО < 30 мкА.

Расчет сопротивлений R9 и R14. Переход транзисторов в режим насыщения будет выполняться при условии:

в _1,4• I _Бm1,4 > U_Бm2,5/R_9,14 , (3.21) где U_Бm2,5 = 24- U_{БЭ 2,5} - ДU = 24-0.7-5 =18.3 В - напряжение на базе транзисторов VT2 и VT5,

ДU=3ч5В - запас по питанию при разряженном режиме работы аккумулятора.

20•0.0001=0.002 А >18.3/R_9,14,

R_9,14 > 9150 Ом.

Из ряда Е24 выбираем:

R9, R14- МЛТ - 0.125- 20 кОм ±5%.

Ток коллектора транзисторов в режиме насыщения при разряженном режиме работы аккумулятора будет ограничен до значения

I _Кm1,4 = U_Бm2,5/R_{9,14 =}18.3/910 = 0.0201 А. (3.22)

Расчет сопротивлений R8 и R13. Сопротивления R8 и R13 определяем выражения:

R8 = R13 > U _БЭ2,5/ I_{Кm 1,4}= 0.7/20.1?10^-3 = 34.8 Ом. (3.23)

Из ряда Е24 выбираем:

R8, R13- МЛТ - 0.125- 910 Ом ±5%

4.5 Расчет схемы блоков компараторов

Исходя из описания работы функциональной схемы ИБП, выходное напряжение компараторов должно изменяться в пределах от 0 В до +5 В. Данным условиям соответствует сдвоенный операционный усилитель с внутренней частотной коррекцией и защитой входа от перегрузок 140УД20А, предназначенный для использования в активных фильтрах, сумматорах, компараторах мультивибраторах и т.д., [ 1,81].

Параметры усилителя при Т = 25 ?С приведены в таблице 3.1.

Таблица 3.1

5 Параметры ОУ 140УД20А при U _ип = ±15 В

Микросхема позволяет применять однополярное питание [ 1,81] и согласно таблицы 3.1 позволяет иметь питание U _ип = +5 В.

Назначение выводов и использование микросхемы с однополярным питанием имеет вид в соответствии с рисунком 3.5.

Рис.3.5. Назначение выводов ОУ 140УД20А

Компаратор 1 -сравнивает напряжение на выходе выпрямителя с напряжение с выхода аккумулятора в аварийном режиме. Если напряжение на выходе выпрямителя меньше, то напряжение на выходе компаратора равно 0 В, что соответствует низкому уровню сигнала (лог.0) для блока управления. Схема подключения компаратора 1 имеет вид в соответствии с рисунком 3.1.

На неинвертирующий вход DA1.1 подается напряжение с выхода выпрямителя VD5-VD8 через делитель R1, R2, R3 с коэффициентом деления обеспечивающим напряжение +5 В. Исходя из параметров ОУ (см. таблицу 3.1) и выпрямленного напряжения + 29 В выбираем сопротивления из ряда Е24 R1=47 кОм, R3=5.1 кОм. Сопротивление R2=10 кОм переменное и обеспечивает плавную подстройку напряжения срабатывания компаратора.

Напряжение на неинвертирующем входе определяется выражением

(3.24)

где R2* - регулируемая часть сопротивления R2, кОм.

На инвертирующий вход DA1.1 подается напряжение от источника питания +5 В через делитель R4, R5 с коэффициентом деления меньше единицы. Исходя из параметров ОУ (см. таблицу 3.1), выбираем сопротивления из ряда Е24 R5=91 кОм, R4=10 кОм.

Напряжение на инвертирующем входе равно

(3.25)

Согласно [13] выбираем резистор:

R1 - МЛТ - 0.125- 47 кОм ±5%;

R2 - СП-2-2а - 0.5 - 10 кОм ±10%;

R3 - МЛТ- 0.125 - 5.1 кОм ±5%;

R4 - МЛТ- 0.125 - 10 кОм ±5%;

R5 - МЛТ - 0.125- 91 кОм ±5%;

6 - МЛТ- 0.125 - 10 кОм ±5%.

Компаратор 2- сравнивает напряжение с выхода аккумулятора с опорным напряжением Uоп2 в аварийном режиме. Если напряжение на выходе аккумулятора меньше, то напряжение на выходе компаратора равно 0 В, что соответствует низкому уровню сигнала (лог.0) для блока управления. Схема подключения компаратора 2 имеет вид в соответствии с рисунком 3.6.

На неинвертирующий вход DA1.2 подается напряжение + 24В с выхода аккумулятора через делитель R18, R19, R20 с коэффициентом деления обеспечивающим напряжение +5 В. Расчет делителя аналогичен расчету напряжения инвертирующего входа компаратора 1. Сопротивление R19 позволяет точно установить напряжение разряженного аккумулятора.

На инвертирующий вход DA1.2 подается напряжение от источника питания +5 В через делитель R21, R22 с коэффициентом деления меньше единицы. Данное напряжение будет являться Uоп2. Расчет делителя аналогичен расчету напряжения инвертирующего входа компаратора 1.

Согласно [13] выбираем резистор:

R18 - МЛТ - 0.125- 47 кОм ±5%;

R19 - СП-2-2а - 0.5 - 10 кОм ±10%;

R20 - МЛТ- 0.125 - 5.1 кОм ±5%;

R21 - МЛТ- 0.125 - 10 кОм ±5%;

R22 - МЛТ - 0.125- 91 кОм ±5%;

R23 - МЛТ- 0.125 - 10 кОм ±5%.

Рис.3.6. Схема подключения компаратора 2

Емкость C3 предназначена для сглаживания пульсаций напряжения от аккумулятора. Согласно [13] выбираем конденсатор: С3 - К-50-31- 40 В- 4700 мкФ ±20%.

Компаратор 3- сравнивает пониженное напряжение с выхода инвертора опорным напряжением Uоп3 в аварийном режиме. Если напряжение на выходе инвертора меньше, то напряжение на выходе компаратора равно 0 В, что соответствует низкому уровню сигнала (лог.0) для блока управления. Схема подключения компаратора 3 имеет вид в соответствии с рисунком 3.3.

На неинвертирующий вход DA2.1 подается напряжение с выхода выпрямителя инвертора VD9-VD12 через делитель R24, R25, R26 с коэффициентом деления обеспечивающим напряжение +5 В.

Согласно расчетов п.3.2 действующее значение напряжения на входе выпрямителя VD9-VD12 равно U₂=10 В, см. рис.3.3 и рис.3.4. Так как в п.3.1 был произведен выбор диодов мостового выпрямителя при напряжении U₂=23.8 В, то диоды выбираем по данным предыдущего расчета.

Выбираем диоды, исходя их условия:

U_{обр max (диода)} > U_{обр max} = 45.53 В;

I_{ср. пр (диода)} > I_{ср. пр} = 1.5 А;

I_{пр max (диода)} > I_{пр max} = 4.71 А.

В качестве диодов VD9 ч VD12 выбираем диод типа КД213А имеющего параметры: U_{обр max (диода)} =200 В, I_{ср. пр (диода)} =1.5 А, I_{пр max (диода)} =10 А, U_{пр (диода)}= 1В, частотный рабочий диапазон равен 50 кГц. Постоянная составляющая на выходе мостового выпрямителя равна

U₂/U₀=1.11, (3.26)

U₀=U₂/1.11=10/1.11=9 В.

Расчет делителя аналогичен расчету напряжения инвертирующего входа компаратора 1. Сопротивление R25 обеспечивает плавную подстройку напряжения срабатывания компаратора.

На инвертирующий вход DA2.21 подается напряжение от источника питания +5 В через делитель R27, R28 с коэффициентом деления меньше единицы. Данное напряжение будет являться Uоп3. Расчет делителя аналогичен расчету напряжения инвертирующего входа компаратора 1.

Согласно [13] выбираем резистор:

R24 - МЛТ - 0.125- 47 кОм ±5%;

R25 - СП-2-2а - 0.5 - 10 кОм ±10%;

R26 - МЛТ- 0.125 - 5.1 кОм ±5%;

R27 - МЛТ- 0.125 - 10 кОм ±5%;

R28 - МЛТ - 0.125- 91 кОм ±5%;

R29 - МЛТ- 0.125 - 10 кОм ±5%.

Емкость C34 предназначена для сглаживания пульсаций напряжения от выпрямителя инвертора. Согласно [13] выбираем конденсатор:

С4 - К-50-31- 40 В- 4700 мкФ ±20%.

4.6 Расчет схемы блока управления, ключей, индикации

В качестве устройства управления используем однокристальный микроконтроллер семейства МК51 К1816ВЕ751. Описание контроллера К1816ВЕ751 и общие сведения о микроконтроллерах МК51 приведены в приложении А.

Схема электрическая принципиальная блока управления ключами и светодиодной индикации имеет вид в соответствии с рисунком 3.7.

Прибор выполнен на основе однокристального микроконтроллера К1816ВЕ751, работающего с внутренней памятью программ, что обеспечивается подачей высокого уровня напряжения на вывод (=1). Для генерации тактовой частоты f_CLK микроконтроллера к выводам XTAL1 и XTAL2 подключен кварцевый резонатор ZQ1 на частоту 4.8 МГц. Конденсаторы С2, С3 обеспечивают надежный запуск внутреннего генератора МК при включении питания. Цепочка С1, R1 служит для начальной установки (сброса) МК при подачи электропитания. Конденсатор С4 служит для фильтрации импульсных помех, возникающих на выводах источника питания при работе цифровых микросхем.

Рис.3.7. Схема электрическая принципиальная блока управления ключами и светодиодной индикации

Приведенные параметры являются типовой схемой подключения и расчету не подлежат.

Согласно [13] выбираем резисторы и конденсаторы:

R30 - МЛТ - 0.125- 8.2 кОм ±5%;

C5, C6 - КТ4-21-100 В - 20 пФ±20%;

C7 - К-50-31- 40 В- 10 мкФ ±20%;

C8 - К-53-1- 30 В- 0.1 мкФ ±20%;

Расчет ключей. Ключи обеспечивает коммутацию сети и нагрузки в нормальном и аварийном режиме. Таким образом, они должны обеспечивать коммутацию напряжения и тока:

U_ком = 220 В, I_ком =400/220= 1.8 А.

Выбираем исходя из этих параметров в качестве ключей двухконтактное реле РЭС-22 типа РФ 4.500.130.

Электрическая принципиальная схема реле имеет вид в соответствии с рисунком 3.8.

Рис.3.8. Электрическая принципиальная схема реле РЭС-22

Параметры реле типа РФ 4.500.130:

- параметры катушки управления R_обм=2500 Ом, I_сраб=10.5 мА, I_отп=2.5 мА;

- параметры силовых контактов U_ком = 220 В, I_ком =0.5 А.

При расчете ток коммутации I_ком =400/220= 1.8 А, поэтому применяем параллельное соединение силовых контактов согласно рисунка 3.9.

Так как срабатывание реле происходит при токе I_сраб=10.5 мА, а максимальный выходной ток линии порта Р3 не превышает 1,6 мA, то для управления реле применяем транзисторный ключ VT7, VT8.

Выбираем транзистор типа КТ502А с параметрами:

I_{к max}=150 мА; U_{кэ max}= 25 В; U_{кэ нас} = 0,6 В; P_{к max} = 350 мВт; в= 120.

Максимально необходимый ток базы:

(3.27)

Рис.3.9. Схема соединения линий коммутации реле РЭС-22

Отпиранием электрического ключа управляет низкий уровень (логический 0) на выводе Р3.3 и Р3.4. Используя справочные данные [10] на микроконтроллер К1816ВЕ751, проверяем возможность управления транзистором VT7, VT8 от МК:

I⁰_{вых Р3imax} =1,6 Ма> I_{Б VT7,8max} = 0.09 Ма.

Задаваясь током управления I⁰_{вых Р3i}=1 Ма (с целью надежного насыщения транзистора), рассчитаем номинал токоограничительного резистора R31, R32:

6 (3.28)

Выбираем номинал R31, R32 равным 4,3 кОм. Номинал резисторов R33, R34, служащих для более надежного отпирания и запирания транзисторов выбираем равным также 4,3 кОм.

Согласно [13] выбираем резисторы и конденсаторы:

R31, R32, R33, R34 - МЛТ - 0.125- 4.3 кОм ±5%.

Расчет индикации. Светодиодная индикацию обеспечивает три режима работы - “Аварийный режим”, “Аккумулятор разряжен”, “Смените источник питания”. В качестве индикаторов VD13, VD14, VD15 применяем светодиоды типа АЛ336Б. Параметры светодиодов: U_пр=2.0 В, I_пр=10 мА. Диоды подключены к МК через мощные инверторы с открытым коллектором DD2.1, DD2.2, DD2.3 (микросхема К155ЛН5). Это объясняется тем, что максимальный выходной ток линии порта Р3 не превышает 1,6 мA [10], а для нормального свечения светодиода необходимо задать через него ток 10 мA . Инвертор микросхемы К155ЛН5 обеспечивает:

I⁰_вых=40 мА при U⁰_вых=0.7 В, I¹_пот=48 мА [2].

Таким образом включение светодиодов следует производить выводом логического 0 на выход инвертора. Так как после начальной установки (сброса) МК все его порты настроены на ввод информации, т.е. на их выводах будут логические 1, то в программе работы МК необходимо сразу же после включения электропитания вывести логический 0 в разряды Р3.5, Р3.6, Р3.7 для гашения светодиодов.

Рассчитаем номиналы токоограничительных резисторов R35, R36, R37:

Ом. (3.29)

Согласно [13] выбираем из ряда Е24 резисторы:

R35, R36, R37 - МЛТ - 0.125- 220 Ом ±5%.

4.7 Расчет блока стабилизатора

Стабилизатор обеспечивает постоянное напряжение питания +5В для микросхем устройства, также является источником опорных напряжений для схем компараторов.

Мощность потребляемая ИМС, ОЭВМ, светодиодной индикацией и ключами равна:

Р_пот=3•Р_DA+Р_МК+3•Р_VD+Р_DD+2•Р_кл, (3.30)

где Р=U_ип•I_пот - активная мощность потребляемая элементами схемы.

Используя данные расчетов п.3.1-3.4 и приложения А находим

Р_пот=3•5•2.8+5•220 +3•2•10+5•48+2•5•10.5=1547 мВт.

С учетом мощности потребляемой активными сопротивлениями цепи принимаем Р_пот=2 Вт.

Ток который должен обеспечивать стабилизатор равен:

I_стаб=Р_пот/U_ип=2/5=0.4 А. (3.31)

В качестве схемы стабилизатора выбираем ИМС типа К142ЕН4. Справочные параметры ИМС приведены в таблице 3.2.

Таблица 3.2 - Справочные параметры ИМС К142ЕН4

Схема подключения ИМС имеет вид согласно рисунка 3.10. ИМС является регулируемым стабилизатором напряжения повышенной защиты от перегрева и перегрузки по току.

Рис.3.10. Схема подключения ИМС К142ЕН4

Рекомендуемые справочные значения C9, C10, R38 и R39 равны:

C9= 2.2 мкФ, C10= 4700 нФ, R38= 1.6 кОм, R39= 22кОм.

Согласно [13] выбираем резисторы и конденсаторы:

R38 - МЛТ - 0.125- 1.6 кОм ±5%;

R39 - СП-2-2а - 0.5 - 22 кОм ±10%;

C9 - К-53-25- 40 В- 2.2 мкФ ±20%;

C10 - К-53-25- 40 В- 4.7 мкФ ±20%.

4.8 Выбор элементной базы

Описание и общие сведения о микроконтроллере К1816ВЕ751

Восьмиразрядные высокопроизводительные однокристальные микроЭВМ (ОМЭВМ) семейства МК51 выполнены по высококачественной п-МОП технологий (серия 1816) и КМОП технологии (серия 1830).

Использование ОМЭВМ семейства МК51 по сравнению с МК48 обеспечивает увеличение. объема памяти команд и памяти данных. Новые возможности ввода-вывода и периферийных устройств расширяют диапазон применения и снижают общие затраты системы. В зависимости от условий использования, быстродействие системы увеличивается минимум в два с половиной раза и максимум в десять раз.

Семейство МК51 включает пять модификаций ОМЭВМ (имеющих идентичные основные характеристики), основное различие между которыми состоит в реализации памяти программ и мощности потребления.

ОМЭВМ КР1816ВЕ51 и КР1830ВЕ51 содержат масочно-программируемое в процессе изготовления кристалла ПЗУ памяти программ емкостью 4096 байт и рассчитаны на применение в массовой продукции. За счет использования внешних микросхем памяти общий объем памяти программ может быть расширен до 64 Кбайт.

ОМЭВМ КМ1816ВЕ751 содержит ППЗУ емкостью 4096 байт со стиранием ультрафиолетовым излучением и удобна на этапе разработки системы при отладке программ, а также при производстве небольшими партиями или при создании систем, требующих в процессе эксплуатации периодической подстройки. За счет использования внешних микросхем памяти общий объем памяти программ может быть расширен до 64 Кбайт.

ОМЭВМ КР1816ВЕ31 и КР1830ВЕ31 не содержат встроенной памяти программ, однако могут использовать до 64 Кбайт внешней постоянной или перепрограммируемой памяти программ и эффективно использоваться в системах, требующих существенно большего по объему (чем 4 Кбайт на кристалле) ПЗУ памяти программ.Каждая из перечисленных выше микросхем является соответственно аналогом БИС 8051, 80С51, 8751, 8031, 80С31 семейства MCS-51 фирмы Intel (США).

Каждая ОМЭВМ рассматриваемого семейства содержит встроенное ОЗУ памяти данных емкостью 128 байт с возможностью расширения общего объема оперативной памяти данных до 64 Кбайт за счет использования внешних микросхем ЗУПВ.