Основы построения беспроводных систем связи

Тепловые шумы в телефонных каналах. При передачи по телефонным каналам сигналов в аналоговой форме тепловые шумы накапливаются (суммируются по мощности) по мере прохождения сигнала через различные элементы тракта от одной станции до другой. Качество телефонного канала принято характеризовать мощностью помех в точке нулевого относительного уровня сигнала на выходе ТФ канала. Эта мощность определяется многими слагаемыми. Шумовые свойства всех блоков линейной части приемника до АО учитываются коэффициентом шума приемника Ш. При этом полная эквивалентная мощность теплового шума, отнесенного ко входу приемника (при условии согласования его входного сопротивления с сопротивлением эквивалентного источника шума),

,(1.5.1)

где k - постоянная Больцмана; Т - абсолютная температура окружающей среды (обычно принимают Т=290 К); Пэ - эффективная полоса шумов приемника, которая обычно принимается равной ширине полосы ?fп.ч тракта промежуточной частоты; Рт.вых - мощность шума на выходе линейной части приемника, имеющей коэффициент усиления по мощности, равный Км. Если принять, что мощность Рт.вх равномерно распределена в полосе Пэ, то спектральная плотность мощности, выделяемой на сопротивлении 1 Ом,

Gт.вх = kТШRвх,(1.5.2)

Уровень шума на входе ЧД зависит от уровня сигнала на входе приемника uс(t).

На рисунке 1.5.1,а представлена векторная диаграмм, из которой видно, что в результате сложения случайного вектора шума Uт.вх(t), отображающего uт.вх(t), с вектором сигнала Uc, отображающим uс(t), образуется случайный вектор U?(t), отображающий суммарный сигнал

,(1.5.3)

Из векторной диаграммы следует, что в результате действия теплового шума полезный сигнал в приемнике приобретает паразитную амплитудную (АМ) и фазовую (ФМ) модуляцию. Как отмечалось выше, паразитная АМ обычно устраняется АО. Влияние же паразитной ФМ, обусловлено случайным изменением фазы ц(t) сигнала u?(t), может быть уменьшено только увеличением энергетического потенциала системы, то есть увеличением uc(t). Из векторной диаграммы следует, что девиация фазы ц(t) непосредственно зависит от величины модулей Uc и Uт.вх(t).

Рисунок 1.5.1 - Векторное (а) и спектральное (б,в) представления сигнала и теплового шума на входе (а,б) и выходе (в) приемника

Таким образом, случайные изменения фазы частотно-модулированного сигнала при частотном детектировании его трансформируются в случайные изменения амплитуды сигнала, то есть проявляются в виде шума [3].

Мощность теплового шума в канале ТЧ на i-м интервале РРЛ может быть определена по формуле:

,(1.5.4)

где - коэффициент шума приемника; ?Fк = 3.1 кГц - ширина полосы i-го канала ТЧ; Fк - значение центральной частоты канала ТЧ в групповом сигнале; ?fк - эффективная девиация на канал; впр - коэффициент учитывающий предыскажения сигнала; Кп - псофометрический коэффициент.

В телефонных каналах обычно нормируется псофометрическая (взвешенная) мощность шума в точке с нулевым относительным уровнем, в которой средняя мощность измерительного сигнала равна 109 пВт 0. Псофометрический коэффициент отражает реальное восприятие различных составляющих спектра шума и для канала ТЧ выбирается равным 0.56 (-2.5 дБ). При измерениях шумов в канале используются псофометрические фильтры для телефонных и вещательных и визометрические для телевизионных каналов. Характеристики этих фильтров приведены на рисунках 1.5.2 и 1.5.3 соответственно.

Мощность сигнала на входе приемника Рпр i зависит от параметров аппаратуры, условий распространений радиоволны [5]. Первоначально ориентируются на конкретную величину Рпр i = Рпр i (20%) - мощность сигнала на входе приемника, которая может уменьшаться в течении не более 20% времени любого месяца

,(1.5.5)

где Рпр.св - мощность без учета влияния условий распространения радиоволн; V20% - величина множителя ослабления, ниже которой он может быть в течение не более 20% времени любого месяца наблюдения. Обычно выбирают V20% ? 0.5.

Рисунок 1.5.2 - амплитудно-частотная характеристика псофометрических фильтров для телефонных (1) и вещательных каналов (2)	Рисунок 1.5.3 - Частотная характеристика унифицированного визометрического фильтрова

С учетом вышеизложенного

,(1.5.6)

где Рп [Вт] - мощность передатчика; Gп, Gпр - коэффициенты передающей и приемной антенн соответственно; л - длина волны; Ri - расстояние между станциями; зп, зпр - коэффициент полезного действия антенно-волноводного тракта передающей и приемной станции соответственно.

,(1.5.7)

где аАВТ [дБ] - суммарное ослабление сигнала в АВТ.

Формула (1.5.6) через V20% учитывает долговременное состояние тропосферы, при этом среднеминутная псофометрическая мощность шума равная 7500 пВт может превышаться в течении не более t=20% времени любого месяца.

В тоже время на интервалах РРЛ могут иметь место глубокие замирания сигнала из-за изменения состояния тропосферы.

Для более глубоких замираний может допускаться большая мощность шума, но на более коротких интервалах времени.

Так, среднеминутная псофометрическая мощность шума 47500 пВт0 может превышаться в течение не более t = 0.1 % времени любого месяца, а средняя за 5 мс не взвешенная мощность шума 106 пВт0 может превышаться в течение не более t = 0.01 % времени любого месяца. Указанные нормы приведены для эталонной линии протяженностью 2500 км.

В общем случае множитель ослабления V(t) интегрально учитывает влияние на процесс распространения радиоволн Земли и тропосферы. V(t) - векторная величина, но во многих случаях достаточно знать ее модуль

|V(t)| = V(t) = E(t)/E0,(1.5.8)

где Е(t) и Е0 - модули напряженности электрического поля на входе приемной антенны при распространении радиоволн соответственно в реальных условиях (с учетом влияния тропосферы и Земли) и в свободном пространстве. В общем случае V(t) - случайная функция времени, и, например, V(20%) находится с использованием некоторых статических данных.

Из-за неоднородностей тропосферы радиоволны распространяются в ней по криволинейной траектории, что получило название тропосферной рефракции [5]. Электрические свойства тропосферы характеризуются степенью изменения диэлектрической проницаемости воздуха по высоте и определяются градиентом диэлектрической проницаемости .

В основе метода расчета трасс РРЛ лежит построение профилей пролетов [4].

Профилем пролета называется вертикальный разрез местности между двумя соседними радиорелейными станциями с учетом леса, строений и особенностей рельефа. Пример такого профиля показан на рисунке 1.5.4. При этом в качестве определяющего параметра выбирается величина просвета (зазора) Н между линией «прямой видимости» АВ, соединяющей центры антенн, и ближайшей к ней (по вертикали) точкой препятствия С (на рисунке 1.5.4 изображен вариант профиля с одним препятствием; в специальных пособиях по расчету и проектированию РРЛ [11,14] рассматриваются также профили, когда в минимальную область пространства попадает несколько препятствий). Просвет Н считается положительным, если линия АВ проходит выше препятствия, и отрицательным, если эта линия пересекает профиль пролета.

Механизм распространения радиоволн на участке от передающей антенны (будем считать, что она установлена в точке А, рисунок 1.5.4) до приемной (в точке В) существенно зависит от величины просвета Н, что, естественно, накладывает отпечаток и на методику расчета, в частности, множителя ослабления V. При этом можно выделить три основные группы пролетов (для некоторого фиксированного состояния тропосферы):

1. открытые, когда Н ? Н0;

2. полуоткрытые, когда Н0 > Н ? 0;

3. закрытые, когда Н < 0.

Через Н0 здесь обозначен просвет, при котором в точке приема векторная сумма напряженности поля прямого и отраженного сигналов равна напряженности поля в свободном пространстве (V = 1). В общем случае [11]

,(1.5.9)

где к1 = R1/R - относительная координата точки препятствия С.

Рисунок 1.5.4 - Профиль пролета РРЛ прямой видимости

Профиль пролета позволяет учесть влияние Земли на процесс распространения радиоволн [6]. В частности, с помощью профиля можно получить представление об отражении радиоволн от поверхности Земли. Но в целом характер передачи сигналов на участке АВ будет весьма приближенным, если не учесть влияния тропосферы. При этом прежде всего приходится считаться с рефракцией радиоволн, то есть искривлением траектории волн (АВ на рисунке 1.5.4), обусловленным неоднородным строением тропосферы. Основную роль здесь играет неоднородность тропосферы в вертикальной плоскости. Рефракцию учитывают тем, что в величину просвета над определяющими точками (на рисунке 1.5.4 - точка С) вносится поправка

,(1.5.10)

Таким образом, зависящая от g величина просвета H(g) = H + ?H(g).

При изменении метеорологических условий на пролете изменяются величины g и H(g), что может привести к резким колебаниям множителя ослабления, а следовательно, и уровня сигнала на входе приемника. На открытых пролетах (Н ? Н0) напряженность поля в точке приема определяется в основном интерференцией прямой и отраженных от земной поверхности волн. В случае одной отраженной волны (как на рисунке 1.5.4) множитель ослабления для реальных условий можно представить в виде [11]

,(1.5.11)

где |Ф| - модуль коэффициента отражения от земной поверхности, а

,(1.5.12)

- относительный (нормированный) просвет. Из (1.5.11) следует, что при p(g)?1 максимальные значения множителя ослабления чередуются с минимальными (рисунок 1.5.5).



Рисунок 1.5.5 - Зависимость множителя ослабления V от относительного просвета p(g) и параметра м

На полуоткрытых и закрытых пролетах, где p(g) < 1, уровень поля в точке приема обусловлен главным образом процессом дифракции радиоволн, то есть огибанием ими земной поверхности. Множитель ослабления V в этом случае рассчитывается на основе приближенных методов, с применением аппроксимации реального препятствия частью сферической поверхности. Прежде чем найти V, необходимо применить параметр м, характеризующий радиус кривизны сферы, аппроксимирующей препятствие, и зависящий от высоты ?y и хорды сегмента аппроксимирующей сферы [11]. На полуоткрытых пролетах и пролетах с малым закрытием хорда r определяется из профиля пролета (рисунок 1.5.5) как расстояние между точками пересечения препятствия линией, параллельной АВ и отстоящей от вершины на величину ?y = Ho. Для пролетов, имеющих среднюю протяженность и одно препятствие, во многих случаях можно руководствоваться приближенным значением V, определяемым из графиков рисунок 1.5.5, полагая, что

, (1.5.13)

где б = ?y/H0 = 1, ? = r/R, к1 =R1/R.

Как видно из рисунка 1.5.5, множитель ослабления V может изменяться в широких пределах. Для оценки устойчивости связи необходимо знать минимально допустимое значение множителя ослабления Vi min на каждом i-м пролете. Под Vi min понимается такое значение Vi, при котором суммарная мощность помех (Pп.вых) или отношение (Uт/Up)2 в канале на конце линии равны максимально допустимым значениям Pп.вых max или (Uт/Up)2max, определяемым соответствующими рекомендациями для малых процентов времени.

В конечном счете расчет сводится к определению процента времени, в течении которого на выходе канала суммарная мощность шумов может быть больше максимально допустимой (Ршт.max). На пролете это условие соответствует вероятности того, что множитель ослабления будет меньше минимального допустимого значения T(V<Vmin), поскольку при V=Vmin шумы на выходе канала равны максимально допустимым. Множитель ослабления на пролете может стать меньше Vmin только при глубоких замираниях, которые вызываются независимыми друг от друга причинами. Поэтому, вероятность того, что на пролете будут наблюдаться значения V<Vmin равна сумме замираний различного вида:

, (1.5.14)

где n - количество интервалов; Т0 (V<Vmin) - вероятность того, что V<Vmin за счет экранирующего действия препятствия; ?Тп(V<Vmin) - вероятность того, что V<Vmin за счет интерференции прямой волны и волны, отраженной от поверхности Земли; Ттр(V<Vmin) - вероятность того, что V<Vmin за счет интерференции прямой волны и волны, отраженной от слоистых неоднородностей в тропосфере; Тд(V<Vmin) - вероятность того, что V<Vmin за счет ослабления радиоволны в осадках.

Для телефонного ствола на j-ом интервале

,(1.5.15)

где Мтф[пВт0/км2] - параметр, характеризующий аппаратуру телефонного ствола. Более подробно о порядке расчета устойчивости РРЛ для 0.1% и 0.01% времени смотрите [4]

Переходные помехи, вносимые в телефонный канал групповым трактом. Эти помехи обусловлены нелинейностью амплитудных характеристик устройств группового тракта (усилителей, модуляторов, демодуляторов и так далее). Эти помехи можно рассчитать по формуле:

,пВт, (1.5.16)

где ?Fк = 3.1 кГц - ширина телефонного канала; Fв, Fн - верхняя и нижняя частот группового сигнала; Рср - средняя мощность многоканального сообщения; y2(д), y3(д) -коэффициенты, учитывающие распределение мощности нелинейных шумов в групповом спектре по 2-ой и 3-ей гармоникам соответственно, где д = (F-Fн)/(Fв-Fн), а F - некоторая частота в групповом спектре, в области которой определяются шумы. Графики y2(д) и y3(д) для различных значений в=Fв/Fн приведены на рисунке 1.5.6.



Рисунок 1.5.6 - Графики зависимостей y2(д),y3(д), а2(д) и а3(д)

а2(д), а3(д) - поправочные коэффициенты, учитывающие перераспределение шумов в групповом спектре из-за введения предыскажений (рисунок 1.5.6,в). К2к(д), К3к(д) - коэффициенты нелинейности по 2-й и 3-й гармоникам элементов группового тракта измеренные при измерительном уровне [4].

Переходные помехи из-за неравномерности амплитудно-частотных характеристик (АЧХ) и группового времени запаздывания (ГВЗ) элементов ВЧ тракта. Эти шумы могут быть рассчитаны по формуле:

, пВт, (1.5.17)

где , - коэффициенты учитывающие неравномерность ГВЗ: (?ф+) - при отклонении частоты ЧМ-сигнала от щ0 на +?щ и (?ф-) - на -?щ; Fк - частота в области которой оцениваются шумы.

2. Цифровые радиорелейные линии

2.1 Радиорелейные системы связи с ВРК и цифровыми методами передачи

Особенности применения цифровых методов передачи на РРЛ.

Возможны следующие способы построения цифровых радиорелейных линий:

1) передача информации в цифровой форме по телефонным или телевизионным стволам аналоговых РРЛ одновременно с аналоговым телевизионным или многоканальным телефонным сообщением;

2) организация передачи только цифрового потока в стволе аналоговой РРЛ;

3) организация цифровых радиорелейных систем, по которым передается только цифровая информация; по таким системам могут передаваться цифровые потоки от ЦСП любой ступени иерархии; в этом случае используются различные способы модуляции (АМ, ЧМ, ФМ), в том числе многопозиционные.

В настоящее время большинство магистральных РРЛ оснащено современным оборудованием синхронной цифровой иерархии [7].

Однако сегодня на сетях связи страны еще имеется большое количество РРЛ с ЧРК-ЧМ. Поэтому внедрение цифровых методов передачи информации путем создания цифровых линейных трактов на базе аналоговых РРЛ является целесообразным.

Такой подход обусловлен рядом причин: 1) незначительным объемом арендуемых цифровых каналов; 2) недостаточным пока объемом ввода в действие оборудования цифровой коммутации; 3) организацией передачи ТВ сигналов на сетях магистральной и внутризоновой связи только в аналоговом виде; 4) возможностью в кратчайшие строки при минимальных затратах образовывать на магистральных и внутризоновых линиях цифровые каналы стерео- и моновещания, передачи газетных полос, видео телефонной связи, видеоконференц связи и так далее, качественные показатели которых выше, чем у аналоговых, а также цифровые каналы и тракты магистральной и внутризоновых первичных сетей; 5) возможностью создания на внутризоновых линиях смешанных аналого-цифровых систем, в которых сигналы телефонии передаются в цифровом виде, а ТВ сигналы - в аналоговом с сохранением единой системы управления РРЛ.

Аналогично осуществляется организация цифровых трактов первичных, вторичных, а в будущем - и третичных ЦСП на магистральных и внутризоновых линиях ВСС на основе действующих аналоговых РРЛ путем установки только дополнительного оконечного цифрового оборудования. Тогда применение частотной модуляции сигнала ПЧ позволяет полностью сохранить системы управления аналоговых РРЛ.

При реализации первого варианта обобщенная структурная схема аналого-цифрового ствола имеет вид рисунок 2.1.1

Рисунок 2.1.1 - Обобщенная структурная схема аналого-цифрового ствола

Особенность организации цифровых линейных трактов в аналоговых РРЛ заключается в возможности оперативного образования цифровых каналов в случае необходимости быстрого удовлетворения потребности различных служб связи. Это обеспечивается использованием действующей РРЛ с готовой инфраструктурой.

При создании цифровых линейных трактов на базе существующих аналоговых РРЛ основное внимание уделяется максимальному использованию их оборудования, включая частотные модемы и систему управления, поскольку это позволяет передавать цифровые сигналы наиболее простыми средствами. Такому требованию отвечает серийно выпускаемая аппаратура ОЦФ-2У и ОЦФ-8. С помощью первой можно передавать цифровые сигналы со скоростью 2.048 Мбит/с в основной полосе частот одного радиорелейного ствола совместно с телевизионным сигналом (без звуковых поднесущих) или с сигналом многоканальной телефонии (до 1320 каналов ТЧ) [1].

В потоке 2.048 Мбит/с могут быть организованны каналы цифрового вещания (до шести каналов высшего класса при использовании аппаратуры ИКМ-В6/12); 30 основных каналов (ОЦК); каналы передачи газетных полос, видеоконференцсвязи и так далее. В аппаратуре ОЦФ-2У передача цифровых сигналов организованна на поднесущей 7.5 или 7.3 МГц методом офсетной фазовой манипуляции (ФМ) при ширине полосы, занимаемой ФМ сигналом, около 1.6 МГц. Фазоманипулированный сигнал, передаваемый со скоростью 2.048 Мбит/с, располагается на свободном участке спектра основной полосы частот между аналоговым сигналом и пилот-сигналом системы резервирования оборудования аналоговых РРЛ. Аппаратура ОЦФ-2У стыкуется с каналообразующей аппаратурой первичной ЦСП и обеспечивает преобразование цифровых сигналов для передачи по аналоговым РРЛ, а также контроль входного и выходного сигналов и индикацию ошибок без перерыва связи.

На рисунке 2.1.2 приведено распределение спектра основной полосы частот аналого-цифрового радиорелейного ствола при использовании аппаратуры ОЦФ-2У для телефонного (а) и телевизионного (б) стволов (на этом рисунке: СС, ТО, СР - соответственно сигналы служебной связи, телеобслуживания, системы резервирования). ОЦФ-2У и ОЦФ-8 представляют собой оконечное цифровое оборудование и служат для организации цифрового радиорелейного тракта в стволе аналоговой РРЛ (рисунок 2.1.3); на этом рисунке: АООРС - аналоговое оконечное оборудование радиорелейного ствола, УС - устройство сложения, УР - устройство разделения.

Рисунок 2.1.2 - Распределение спектров для телефонного (а) и телевизионного (б) стволов

Рисунок 2.1.3 - Обобщенная схема подключения оконечного цифрового оборудования к аналоговой РРЛ (а) - передача, (б) - прием

Устройствами сложения (разделения) для аппаратуры ОЦФ-2У служат неравноплечие согласованные тройники, а для аппаратуры ОЦФ-8 - вилки фильтров ДК-55.

Схема подключения ОЦФ-2У к аппаратуре «Восход» приведена на рисунке 2.1.4. На этом рисунке: Вх. ФМ и Вых. ФМ - входной и выходной сигналы фазоманипулированной цифровой поднесущей; ФФК - фильтр цифровых поднесущих; СрПд и СрПм - соответственно блоки сложения и разделения аналоговых и цифровых сигналов; Разв. - разветвитель; ВУ - видеоусилитель; БП Дм - блок переключения демодуляторов; ПСК и ВСК - соответственно контура предыскажения и восстановления.

Рисунок 2.1.4 - Схема подключения ОЦФ-2У к аппаратуре «Восход»

Структурная схема подключения ОЦФ-8 к радиорелейной аппаратуре (на примере стойки СО аппаратуры «Курс») показана на рисунке 2.1.5. На этом рисунке КСКП - блок коррекции кабельной линии, Разв. - разветвители, Атт - аттенюаторы, ДК-55 - вилка фильтров сложения (разделения) служебных сигналов и телефонии, КмМд и КмДм - соответственно коммутаторы модулятора и демодулятора.



Рисунок 2.1.5 - Схема подключения ОЦФ-8 к телефонному стволу аппаратуры «Курс»

При организации передачи по второму способу на РРЛ подается линейный цифровой сигнал (ЛЦС) получаемый от цифровой системы передачи (ЦСП) [1].

Этот цифровой сигнал после некоторых преобразований модулирует СВЧ несущую. Модуляция несущей дискретным сигналом называется манипуляцией (подробнее смотри раздел 2.2). Если в ЦСП применена ИКМ, а в РРЛ - амплитудная модуляция (АМ), то говорят о передаче ИКМ-АМ сигнала по РРЛ.

При этом может быть использована аппаратура «Курс-4», «Курс-6», «Рассвет-2» и другие. Так как для них разработаны специальные устройства, позволяющие на существующих РРЛ организовать цифровые стволы совместно аналоговыми. Передача цифровых (ЦФ) сигналов осуществляется методом ИКМ-ЧМ. Системы «Курс» могут работать в диапазонах 2,4,6 и 8 ГГц.

Перспективным направлением является применение многопозиционных методов манипуляции, позволяющих повысить пропускную способность ЦФ ствола без расширения полосы частот приемно-передающей радиорелейной аппаратуры. Такие методы частот используются для передачи бинарных (относительных бинарных) ЛЦС, при этом число позиций (уровней) манипуляции М = 2n. В общем виде цифровые сигналы с многопозиционной ЧМ обозначаются ИКМ-МЧМ, с многопозиционной ФМ - ИКМ-МФМ и тому подобное, либо вместо М указывается его числовое значение, например, ИКМ-4ФМ [7].

На рисунке 2.1.6. показана функциональная схема ЦФ ствола РРЛ на примере ОРС при М = 4. На ОРС поступают ЛЦС по соединительной линии СЛ от ЦСП, например, от ИКМ-30 (при М = 4, n =2, то есть нужны две ЦСП). Передаются ЛЦС обычно в квазитроичном коде. Схема ОРС содержит оконечное оборудование ЦФ ствола ОКОЦФ, приемно-передающее радиорелейное оборудование (модулятор МД, передатчик СВЧ колебаний ПСВЧ, приемник СВЧ колебаний ПрСВЧ, демодулятор Д), антенно-фидерный тракт АФТ и антенну.

Рисунок 2.1.6 - Функциональная схема ЦФ ствола РРЛ на примере ОРС при М = 4

В составе передающей части ЦСП показаны АИМ-тракт, на выходе которого образуется многоканальный сигнал с АИМ; кодер, на выходе которого получаем двоичный цифровой сигнал (ЦС); преобразователь кода (ПК3), на выходе которого получаем линейный цифровой сигнал (ЛЦС).

Выбор кода ЛЦС определяется особенностями передачи его по соединительным линиям, в качестве которых используются симметричные или коаксиальные кабели. Важным параметром ЛЦС является его спектр. Спектральная плотность однополярного двоичного цифрового сигнала в общем случае состоит из постоянной составляющей, непрерывной части и дескретных компонент на частотах fk = k•fт, где fт - тактовая частота, k = 1,2,3…. По кабельным соединительным линиям постоянная составляющая ЛЦС не передается. Возникают искажения ЛЦС из-за ограничения полосы в линейном тракте как со стороны нижних частот (из-за наличия переходных конденсаторов и согласующих трансформаторов), так и со стороны верхних частот (с ростом частоты увеличивается затухание кабеля). Поэтому целесообразно выбрать такой ЛЦС, который не содержит постоянной составляющей и имеет максимум спектральной плотности энергии в области средних частот. Этим требованиям отвечает спектр квазитроичного ЛЦС. Заметим, что при любом варианте квазитроичного кода ЛЦС представляет собой трехсимвольную импульсную последовательность: -1, 0, +1. При чем «0» кодируется отсутствием импульса, «1» - поочередно импульсами положительной и отрицательной полярности.

Следовательно, преобразователь кода ПК3 служит для согласования спектра ЛЦС с частотной характеристикой соединительных линий. Он осуществляет формирование ЛЦС в квазитроичном коде из двоичного цифрового сигнала, а ПК4 выполняет обратное преобразование [1].

В составе приемной части ЦСП показаны регенератор РЕГ3, преобразователь кода (ПК4), декодер и АИМ-тракт. Устройства ПК4 и ПК3 служат для согласования спектра ЛЦС с частотной характеристикой СЛ.

Оконечное оборудование ЦФ ствола часто называют устройством сопряжения, так как оно служит для сопряжения ЦСП с передающим (приемным) радиорелейным оборудованием. Передающая часть ОКОЦФ содержит регенераторы РЕГ1, преобразователи кодов ПК1, скремблеры СКР и суммирующее устройство (?), а в составе приемной части - дескремблеры (ДСКР), преобразователи кода ПК2 и регенераторы РЕГ2.

Регенераторы служат для восстановления формы, длительности и амплитуды каждого из символов ЛЦС. При этом РЕГ1 служат для исправления искажений, вызванных СЛ (такое же назначение имеет РЕГ3 в ЦСП), а РЕГ2 - для исправления искажений, возникающих при передаче сигнала по РРЛ. В ПК1 производится преобразование квазитроичного ЛЦС в бинарный (или относительный бинарный). Этот сигнал в отличие от ЛЦС будем называть двоичным (бинарным) ЦС или двухуровневым ЦС. Длительность импульса двоичного ЦС, соответствующего передаче одного символа, обычно равна тактовому интервалу Т. Обратное преобразование двоичного ЦС в ЛЦС происходит в ПК2. При передаче длинных серий символов 0 (или 1) подряд на тактовых интервалах, на выходе ПК1 могут появиться отрицательные (или положительные) импульсы большой длительности (К•Т). Это наблюдается, например, при передаче измерительных сигналов, малой загрузке и в других случаях. В этом случае в двоичном ЦС появляются постоянная и НЧ составляющие и уменьшается плотность энергии на тактовой частоте. Если этот ЦС передать по РРЛ, то на приеме из него будет трудно выделить колебания тактовой частоты, необходимые для нормальной работы регенератора и других устройств. В результате могут наблюдаться срывы систем тактовой синхронизации по всей РРЛ.

Передача таких ЦС по ЦРРЛ нежелательна ещё и потому, что ухудшает условия электромагнитной совместимости. Действительно, при передаче импульсов длительностью К•Т, энергия сигнала на выходе передатчика оказывается сосредоточенной в более узкой полосе, чем при передаче последовательности символов 0 и 1. Вследствие чего при работе нескольких РРС в общей полосе частот возрастают помехи другим станциям от этого передатчика. Поэтому двоичный ЦС до того, как поступит на модулятор, подвергается специальному преобразованию - скремблированию в СКР, в результате которого импульсы большой длительности К•Т превращается в последовательность положительных и отрицательных импульсов длительностью от Т до R•T, где R<K. В результате скремблирования увеличивается период повторения для последовательности символов двоичного ЦС.

В ОРС (рисунок 2.1.6) двоичные ЦС с выхода СКР поступают на ?, где объединяются в один четырехуровневый сигнал (в общем случае многоуровневый ЦС). Сумматор представляет собой ПК, в котором каждому возможному сочетанию полярностей импульсов входных двоичных ЦС ставиться в соответствие определенный входной уровень в зависимости от принятого кода.

Многоуровневый ЦС используют для модуляции. На выходе ПСВЧ модулируемый параметр СВЧ сигнала может принимать одно из М дискретных значений. Например, при ИКМ-4ЧМ несущая частота СВЧ сигнала на каждом интервале длительностью Т принимает одно из следующих четырех значений: f1, f2, f3, f4. При ИКМ-4ФМ начальная фаза СВЧ сигнала на каждом интервале длительностью Т может принимать одно из таких значений: ±45?, ±135? (либо в других ЦРРЛ: 0?, 90?, 180?, 270?). Длительность импульсов на входе и выходе ? одинакова. Следовательно, приемно-передающая аппаратура ЦРРЛ при четырехпозиционной модуляции может иметь ту же полосу пропускания, что и при двухпозиционной (кроме систем с ЧМ), однако пропускная способность ствола увеличена вдвое.

Разделение на приеме многоуровневого сигнала на отдельные двоичные ЦС обычно происходит в демодуляторе. На ОКОЦФ поступает несколько ЦС (рисунок 2.1.6 - два ЦС). Дескремблеры выполняют преобразование ЦС, обратное скремблированию, то есть восстанавливают сигнал, идентичный входному сигналу скремблера (при условии, что прием без ошибок).

В рассмотренной схеме сначала отдельные двоичные ЦС объединяются в многоуровневый сигнал, которым затем осуществляется манипуляция. Наряду с этим существуют схемы, где сначала производится манипуляция двоичным ЦС нескольких несущих ПЧ или СВЧ, а затем эти манипулированные сигналы объединяются. Если же число передаваемых ЛЦС (n) велико, то могут использоваться обе ступени объединения (как бинарных ЦС, так и СВЧ сигналов), например в системе 16 КАМ. Если на ОРС поступает по одной СЛ высокоскоростной ЛЦС, например, В = 140 Мбит/с, спектр которого значительно шире, чем полоса ствола П = 30 МГц, то ? в схеме (рисунок 2.1.6) будет выполнять более сложные функции. Он должен разделить ЛЦС на несколько бинарных ЦС с меньшей скоростью и сформировать из них многоуровневые сигнал, один или несколько.

При использовании действующих аналоговых РРЛ для организации ЦРЛТ оказывается несколько сложным выполнить все требования МККР по показателям качества, особенно на магистральной сети. Главным образом, это касается параметра «секунды с ошибками». Дело в том, что переключение на резерв в действующих РРЛ с ЧРК-ЧМ осуществляется на ПЧ. Время переключения даже при предварительном подключении резервного ствола составляет около 2 мкс. Кроме того, в аналоговых системах нет проскальзывания и выравниванию времени пробега сигнала по рабочему и резервному должного внимания не уделялось. Поэтому при переключении на резерв в цифровом тракте, образованном в аналоговых РРЛ, возможно появление проскальзывания, если не принять меры по выравниванию времени пробега. Сегодня такая операция осуществляется с помощью кабеля, дополнительно устанавливаемого в тракте ПЧ, что не всегда бывает оптимальным. Наиболее целесообразно проводить выравнивание в цифровой форме, что требует установки модема в резервном стволе и модификации оконечного цифрового оборудования. Выравнивание трактов при пространственно-разнесенном приеме возможно только путем регулировки длин кабельных перемычек и волноводов.

Следует также отметить, что устойчивость (проценты SES И DM) ЦРЛТ (цифровых радиорелейных трактов), организованных на основе существующих аналоговых РРЛ, зависит от их качественных показателей. Данные предварительных испытаний подтверждают возможность обеспечения высоких показателей качества и готовности таких ЦРЛТ. Тем не менее, для них необходимо провести дополнительные долговременные исследования на различных РРЛ для проверки выполнения норм рекомендаций МСЭ. В то же время, при пакетной коммутации и возможности переспроса описываемые ЦРЛТ могут с высоки качеством удовлетворять требованиям различных абонентов. Однако на магистральных РРЛ во всех случаях обеспечивается норма на остаточный коэффициент ошибок [25].

Скорости передачи информации в РРЛ тесно связанны с видом используемой технологии. Технология PDH - наиболее «старая» и традиционная, она развивается уже более двадцати лет. Широко используются два стандарта - Североамериканский, со скоростью передачи первичного потока 1544 кбит/с, и стандарт Европейской конференции администрации почт и связи (СЕПТ) со скоростью передачи первичного потока 2048 кбит/с.

В России используется лишь стандарт СЕПТ, согласно которому вторичный поток образуется асинхронным объединением 4 потоков 2048 кбит/с (обозначаются Е1) и имеет скорость потока 8448 кбит/с (обозначается Е2). Третичный поток Е3 имеет скорость 34368 кбит/с и объединяет четыре асинхронных потока Е2. Самый мощный - четверичный поток Е4 имеет скорость 139264 кбит/с и объединяет 4 потока Е3.

В 80-е годы системы PDH широко распространялись по всему миру в связи с удешевлением цифровой микроэлектроники (и, следовательно, мультиплексоров), РРС и ВОЛС, которые позволили транспортировать потоки 140 Мбит/с, эквивалентные 1920 каналам 64 кбит/с. Появились тенденции еще большего увеличения емкости потоков.

Но в 90-х годах стала актуальна непосредственная передача данных, например со скоростью 64 кбит/с (с протоколом Х.25) - для обеспечения межбанковских операций. Оказалось, что к этому PDH не очень приспособлена.

Так при связи между телефонными узлами PDH позволяет достаточно эффективно передавать большие потоки телефонных сигналов между ними, и мультиплексирование (то есть «сборка» и «разборка» телефонных сигналов) производится лишь на оконечных пунктах. Когда требуется связать между собой несколько отделений банка, офисы и тому подобное потоками 64 кбит/с или 2 Мбит/с, вводя и выводя их в каждом пункте из группового потока 140 Мбит/с, каждому пользователю необходимо проводить трехуровневое демультиплексирование сигнала PDH (разложить Е4 на четыре потока Е3, затем нужный поток Е3 - на 4 потока Е2, затем один поток Е2 - на четыре потока Е1). После ответвления абонентского потока Е1 нужно снова произвести - в обратном порядке - полную сборку сигнала Е4. При наличии многих таких пользователей сеть становится экономически невыгодной [25].

Вторая проблема технологии PDH - явно недостаточные возможности в организации служебных каналов для контроля и управления потоком в сети, почти полное отсутствие средств маршрутизации потоков низшего уровня.

В последние годы, указанные недостатки PDH частично исправляются с помощью РРС.

Во-первых, в РРС производится трансформация скорости: в структуру входных потоков вводятся дополнительные биты, позволяющие полностью решать все задачи управления радиорелейной сетью, а также обеспечивать необходимое кодирование и другие функции, повышающие надежность связи.

Во-вторых, в РРЛ используется преимущественно однократное мультиплексирование: потоки Е3 получают непосредственно объединением 16 потоков Е1, минуя формирование Е2. Новое поколение РРЛ PDH непосредственно стыкуется с потребителями по стыкам Е1 (количество стыков Е1 может быть до 16).

Выпуск мультиплексоров потоков Е4 практически прекратился: подобные объемы информации стало удобнее передавать синхронными методами, в сетях SDH. В России системы с Е4 (на 1960 каналов ТЧ) не успели найти широкого применения, но за рубежом в эксплуатации находится большое число РРЛ такой емкости; новые РРЛ с мультиплексорами Е4 уже не разрабатываются.

В настоящее время имеется достаточно много образцов оконечной аппаратуры для цифровизации аналоговых РРЛ:

Модем МДП-2 предназначен для передачи и приема цифрового потока 2048 кбит/с на модулированной поднесущей в спектре группового сигнала аналоговой радиорелейной линии.

Оборудование УВВ-Пн обеспечивает выделение и ввод поднесущей, передаваемой в групповом спектре, при ретрансляции сигнала ПЧ на промежуточной радиорелейной станции.

Аппаратура АЦТ-8-4/2 предназначена для передачи 4 асинхронных цифровых потоков 2048 кбит/с в стволе РРЛ. АЦТ-8-4/2 используется как оконечное оборудование РРЛ для организации соединительных линий между АТС, между узлами связи и земными станциями спутниковой связи, в сетях распределения программ радиовещания и т. п.

Аппаратура АЦТ-17-8/2 предназначена для передачи 8 асинхронных цифровых потоков 2048 кбит/с в стволе РРЛ. АЦТ-17-8/2 используется как оконечное оборудование РРЛ для организации соединительных линий между АТС, между узлами связи и земными станциями спутниковой связи, в сетях распределения программ радиовещания и т. п.

Аппаратура АЦТ-34-16/2 предназначена для передачи 16 асинхронных цифровых потоков 2048 кбит/с в стволе РРЛ. АЦТ-34-16/2 используется как оконечное оборудование РРЛ для организации соединительных линий между АТС, между узлами связи и земными станциями спутниковой связи, в сетях распределения программ радиовещания и т. п.

Указанная оконечная аппаратура РРЛ - стыкуется с любым типом РРЛ (КУРС, ГТТ, РАКИТА, РАДУГА, КОМПЛЕКС и другие) по ПЧ 70 МГц. Содержит модемное и мультиплексорное оборудование, имеет систему телеконтроля и служебной связи, обеспечивает автоматическое резервирование сигналов. Позволяет преобразовать аналоговые РРЛ в цифровые.

С помощью аппаратуры АЦТ осуществлена успешная цифровизация аналоговой радиорелейной линии, состоящей из 38 пролетов общей протяженностью 1748 км.

Достоинство SDH - принципиальная возможность прямого доступа к любому из сигналов (преимущество принципа временного уплотнения), передаваемых в составе группового потока, минуя процедуры последовательного мультиплексирования.

Одно из исходных соображений, определивших выбор принципов SDH, - необходимость сопряжения будущих сетей SDH с существующими сетями PDH, чтобы интегрироваться с ними в единые цифровые сети.

Этого удалось достигнуть выбором в качестве первичного для SDH-сигнала с пакетной структурой с групповой скоростью передачи 155,52 Мбит/с. Каждый пакет (формат) имеет длительность 125 мкс, содержит 2430 байт, из которых 81 байт образует заголовок, несущий самую разнообразную служебную, в том числе и адресную информацию. Такой пакет назвали синхронным транспортным модулем 1-го уровня.

Структура STM-1 обеспечивает стыковку SDH почти со всеми существующими в мире сигналами PDH и позволяет создавать цифровые сети любой конфигурации. Вторичный уровень SDH - сигнал STM-4 с групповой скоростью 622,08 Мбит/с, третичный (STM-16) - скорость 2488,32 Мбит/с.

Предусмотрена также еще более высокая скорость STM-64 = 4 х STM-16 = 64 STM-1, т. е. 9953,28 Мбит/с.

Из указанных скоростей в РРЛ используются только STM-1 (очень редко - STM-4). Потоки STM-4 и выше рассчитаны главным образом на ВОЛС.

Однако для РРЛ трафик, обеспечиваемый форматом STM-1, является часто излишним, например, когда надо ответвить от магистральной линии часть информации и передать по РРЛ в местные, зоновые или локальные сети. Поэтому для передачи по РРЛ в SDH предусмотрен так называемый «подсигнал STM-1» с общей скоростью передачи 51,84 Мбит/с, равной 1/3 от скорости STM-1 (такой сигнал обозначают иногда STM-0). Структура сигнала STM-0 позволяет упаковывать в него потоки PDH: один поток Е3, до 21 потоков Е1, А также все сигналы PDH варианта США.

РРЛ с STM-0 - удобный мост, через который сети PDH могут подключаться к мощным линиям SDH (в том числе ВОЛС) [26].

Обзор существующего цифрового радиорелейного оборудования отечественных и зарубежных производителей приведен в приложении Б.

2.2 Основные виды манипуляции, применяемые в ЦРРЛ

Модуляция несущего колебания цифровым сигналом называется манипуляцией. От выбора вида манипуляции при заданной пропускной способности ЦРРЛ зависят такие важные характеристики ЦРРЛ, как полоса пропускания, восприимчивость к искажениям различного вида, стоимость аппаратуры и другие. В зависимости от назначения ЦРРЛ в них могут применяться различные разновидности фазовой, частотной, амплитудной манипуляции [1].

Различают двухуровневые и многоуровневые виды дискретной манипуляции. Так при двухуровневой АМ (ДАМ) амплитуда напряжения несущей частоты передатчика может принимать только два дискретных значения, например Uс и 0, как это показано на рисунке 2.2.1,б для случая передачи двоичного цифрового сигнала (рисунок 2.2.1,а). Таким же образом различают двухчастотные и многочастотные виды дискретной манипуляции. При двухчастотной ЧМ (ДЧМ) (иногда также называемой двухпозиционной ЧМ) амплитуда несущей постоянна, а частота может принимать только два дискретных значения, например f1 и f2 (рисунок 2.2.1,в). Соответственно и при дискретной фазовой модуляции различают двухфазную манипуляцию (ДФМ) (рисунок 2.2.1,г) и многофазные виды манипуляции. Многоуровневые, многочастотные и многофазные виды манипуляции используются либо для увеличения пропускной способности цифровых радиоканалов без расширения полосы пропускания аппаратуры, либо для передачи цифровой информации, использующей коды с многозначными символами (mс>2), например, третичные, четвертичные или другие коды [7.1].

Перейдем к рассмотрению энергетических спектров.

ВЧ сигнал с ДАМ (рисунок 2.2.1,б) при передаче некоррелированных положительных и отрицательных посылок с равной вероятностью и при длительности модулирующего цифрового сообщения ф = Т (рисунок 2.2.1,а), имеет энергетический спектр, показанный на рисунке 2.2.2,а, на котором В = 1/Т - скорость манипуляции в бодах. Этот спектр характеризуется наличием дискретной составляющей (дельта-функция на рисунке 2.2.2,а) с частотой равной частоте несущей fс, и с мощностью пропорциональной (среднее значение амплитуды напряжения ВЧ сигнала равно Uс/2). Других дискретных составляющих в спектре нет (предполагается, что корреляция между передаваемыми символами равна нулю).



Рисунок 2.2.1 - Виды манипуляции напряжения несущей частоты дискретными цифровыми сообщениями	Рисунок 2.2.2 - Огибающие энергетических спектров манипулированных сигналов

Если вычесть из сигнала с ДАМ (рисунок 2.2.1, б) с амплитудой Uc напряжение несущей частоты с амплитудой Uc/2, то получим ВЧ сигнал, аналогичный показанному на рисунке 2.2.1, г, но с амплитудой U0/2, что соответствует сигналу с ДФМ. Полученный таким образом ВЧ сигнал с ДФМ имеет спектр, равный непрерывной части спектра рисунок 2.2.2,а. Увеличение в 2 раза амплитуды полученного ВЧ сигнала до значения Uc, показанного на рисунке 2.2.1, г, приводит к увеличению его мощности, а следовательно и плотности его энергетического спектра в 4 раза (рисунок 2.2.2,в). Сравнение рисунков 2.2.2,а и 2.2.2,в показывает, что при ДФМ вся мощность передатчика распределена по непрерывной части спектра, которая содержит полезную информацию и не расходуется на излучение несущей. Этим в основном и объясняется значительно большая помехоустойчивость сигналов с ДФМ, чем сигналов с ДАМ.

Сигнал с ДЧМ (рисунок 2.2.1,в) можно рассматривать как сумму двух ВЧ сигналов с ДАМ, но имеющих разные несущие частоты f1 и f2. поэтому спектр сигнала с ДЧМ (рисунок 2.2.2,б) является суммой двух спектров, аналогичных показанному на рисунке 2.2.2,а. Спектр сигнала с ДЧМ, очевидно, шире спектров сигналов с ДАМ или с ДФМ на величину размаха девиации частоты .

Теоретически для оптимального приема сигналов с ДАМ или ДФМ полоса пропускания приемника должна равняться минимально допустимому значению П0 = 1/Т = В (рисунок 2.2.2,а и в). При ДЧМ она должна быть шире на величину ?fр (рисунок 2.2.2,б). Однако при когерентном детектировании ВЧ сигналов с ДФМ рекомендуется выбирать несколько большую полосу пропускания приемника

,(2.2.1)

во избежание срывов синхронизации генератора опорного напряжения (ГОН). Если на вход приёмника поступают достаточно длинные регулярные последовательности знакопеременных посылок, то спектр таких сигналов дискретен и состоит только из боковых частот, равных fc±(2n-1)B/2, где порядковый номер компоненты n > 0. Чтобы при этих условиях на вход фазового детектора поступали хотя бы только две первые боковые составляющие с частотами fc+ B/2 и fc- B/2, необходимо выполнить условие (2.2.1). Из (2.2.1) следует, что в малоканальной ЦРРЛ с ДФМ (или с ОФМ), каждый ствол которой предназначен для передачи сигналов, Ппр ? 2.25 МГц, так как С30 = 2.048 Мбит/с. Это примерно равно полосе приемников РРЛ с ФИМ-АМ с такой же пропускной способностью, но в четыре раза превышает полосу приёмников РРЛ с ЧУ и ЧМ. Однако в ЦРРЛ можно использовать принцип двукратной модуляции, при которой удваивается пропускная способность стволов при той же полосе Ппр.

При таких методах передатчик манипулируют одновременно двумя независимыми групповыми цифровыми сообщениями, имеющими одинаковые синхронные тактовые частоты Fc = 1/T. Каждое сообщение подается на отдельный вход манипулятора, схема которого составляется таким образом, чтобы соблюдались условия, указанные в таблице 2.2.1 для двукратной ДЧМ и для двукратной ДФМ.

Таблица 2.2.1

Частота колебаний при ДЧМ	Фаза колебаний, град. при ДФМ	Передача символов
		в первом групповом сообщении	во втором групповом сообщении
f1 f2 f3 f4	0 90 180 270	+ + - -	+ - - +

Ограничение спектра манипулированных ВЧ сигналов до входа детектора приемника будет неизбежно приводить к возникновению переходных процессов, затягивающих процесс нарастания напряжения в начале каждой посылки. Следовательно, эти переходные процессы явятся источником появления так называемых межсимвольных помех, так как из-за них предыдущие посылки искажают форму последующих посылок. Межсимвольные помехи существенно понижают помехоустойчивость цифровых сигналов, так как ухудшают условия работы решающих устройств, установленных на выходах приемников. Величина межсимвольных помех зависит не только от ограниченности полосы пропускания ВЧ трактов аппаратуры. Она в значительной степени определяется нелинейностью фазовой характеристики в пределах заданной полосы пропускания. По этой причине следует учесть, что для уменьшения уровня межсимвольных помех необходимо тщательно скорректировать фазовую характеристику приема с помощью соответствующих фазовыравнивателей (корректоров времени задержки).

Для получения максимальной верности приема цифровой информации форма огибающей импульсов на входе приемников должна быть возможно ближе к прямоугольной. Однако ввиду нецелесообразности излучения передающими антеннами слишком широких спектров частот рекомендуется выбирать полосу пропускания передающих трактов аппаратуры ЦРРЛ Пп ? 2В (смотри рисунок 7.2, в). Таким образом, перспективным направлением является применение многопозиционных методов манипуляции, позволяющих повысить пропускную способность ЦФ ствола без расширения полосы частот приемно-передающей радиорелейной аппаратуры [1]. Такие методы часто используются для передачи бинарных (относительных бинарных) ЛЦС, при этом число позиций (уровней) манипуляции М = 2n (рисунок 2.2.3). В общем виде цифровые сигналы с многопозиционной ЧМ обозначаются ИКМ-МЧМ, с многопозиционной ФМ - ИКМ - МФМ и так далее, либо вместо М указывается его числовое значение, например, ИКМ - 4ФМ.

Рисунок 2.2.3 - Фазовая манипуляция

Сигнал всех типов ФМ может быть получен с помощью балансной схемы (КАМ-модулятора) (рисунок 2.2.4), причем обеспечение ОФМ достигается соответствующим измененинием битового потока в кодере К.

Рисунок 2.2.4 - КАМ-модулятор

Широкое применение находит квадратурная амплитудная манипуляция (КАМ). Этот вид манипуляции, по существу, представляет собой сочетание АМ и ФМ, в связи с чем его еще называют амплитудно-фазовой манипуляцией (АФМ). В случае КАМ изменяется и фаза и амплитуда несущей. Применяются КАМ четвертого уровня и выше (КАМ-4, КАМ-16 (рисунок 2.2.5), КАМ-64 и т.д.), причем КАМ-4 совпадает с ОФМ четвертого уровня.

Рисунок 2.2.5 - КАМ-16 с примерами сигнальных точек квадрибитов 1110, 1000, 0111, 0001

Вид модуляции одновременно определяет и ширину излучаемого спектра, а, следовательно, требуемую ширину полосы приемопередатчика, и пороговое отношение сигнал/шум в демодуляторе. В настоящее время в РРЛ используются следующие виды модуляции:

Для высокоскоростных РРС (от 155 Мбит/с и выше) - квадратурная амплитудная модуляция с уровнем квантования 64 и выше (64 QAM и выше) либо более сложные методы модуляции, объединяющие модуляцию и кодирование, в частности, решетчатая кодовая модуляция (ТСМ) и блоковая кодовая модуляция (ВСМ);

Для среднескоростных РРС - 16 QAM, 32 QAM;

Для низкоскоростных РРС (ниже 34 Мбит/с) - наиболее распространена модуляция QPSK, которая позволяет вдвое уменьшить ширину спектра сигнала по сравнению с 2-PSK (то есть ОФТ) без потери помехозащищенности. При этом используется несколько модификаций QPSK - офсетная О-QPSK, с постоянной огибающей СЕРМ или PSK, 4QAM и другие, отличающиеся методами реализации. Многие фирмы применяют более простой метод 4FSK, обеспечивающий такую же занимаемую полосу частот, что и QPSK, но за счет некоторого снижения энергетики РРЛ. Для малых скоростей передачи иногда применяют еще более простые методы - 2 PSK и FSK, особенно в диапазонах 26 - 40 ГГц.

Для скорости 34 Мбит/с наметилась тенденция замены QPSK на 16 QAM в диапазонах ниже 13 ГГц с целью уменьшения занимаемой полосы ствола РРЛ до 14 МГц вместо 28 МГц при QPSK.

То есть чем выше скорость передачи, тем более сложную модуляцию приходится использовать, чтобы вписаться в стандартные планы частот РРЛ, а тем сложнее вид модуляции, тем сложнее аппаратура реализации и, соответственно, выше стоимость изделия.

В таблице 2.2.2 приведены типовые для большинства современных РРС значения полосы частот, занимаемой при передаче цифровых потоков.

Отметим, что при сравнении энергетических параметров РРС антенны обычно не учитывают, так как их коэффициент усиления определяется, в основном, габаритами и выбирается проектировщиками линии связи в зависимости от конкретных условий.

Таблица 2.2.2 - Полосы частот занимаемые цифровыми потоками, при различных видах модуляции

Вид модуляции	Ширина полосы частот радиоствола, занимаемая при передаче цифровых потоков в РРС, МГц
	2Е1	4Е1(Е2)	8Е1(2Е2)	16Е1(Е3)	STM-0	STM-1
PSK	7	14	28
QPSK, 4QAM, Q-QPSK, CEMP и т.п.	3.5	7	14	28
4FSK	3.5	7	14	28
16QAM	1.75	3.5	7	14	28
32QAM				7	14
64QAM						28

2.3 Радиорелейные линии синхронной цифровой иерархии

Как отмечалось ранее, третьим является вариант построения РРЛ изначально ориентированный на передачу цифровой информации. В настоящее время промышленностью разных стран выпускаются и на сетях связи работают большое разнообразие таких систем (таблица Б.1).

Скорость передачи аналоговых РРЛ практически ограничена потоком Е3,что определяется как полосой пропускания В4 ствола Дfств, так и неравномерностью ГВЗ, «проскальзыванию» сигнала при переключениях на резерв, используемыми видами манипуляции ВЧ сигнала.

В цифровых РРЛ влияния указанных факторов сведены до минимального, а использование многопозиционной относительной ФМ позволяет эффективно использовать полосу пропускания ствола РРЛ.

Оптимальная ширина полосы ствола при передаче цифровых сигналов по РРЛ может быть определена по формуле:

,(2.3.1)

где Дfоп - ширина полосы, численно равная скорости передачи цифрового сигнала В; Км = 1/log2M - коэффициент, учитывающий изменение полосы частот, занимаемой стволом, при использовании М-позиционной модуляции, М = 2,4,8,16,32,… . Сужение полосы пропускания ВЧ тракта ниже величины (2.3.1) вызывает сильное увеличение межсимвольных помех, расширение полосы - увеличение мощности тепловых шумов в более широкой полосе, и тот и другое приводит к увеличению коэффициента ошибок [7].

Так, например, для передачи 720 телефонных каналов методом ИКМ требуется скорость передачи цифровой информации 52 Мбит/с. При использовании двухпозиционной относительной ФМ (М=2) ширина полосы одного ствола согласно (2.3.1) примерно равна 52·1.3 = 68 МГц. При использовании четырехпозиционной относительной ФМ (М=4) полоса частот ствола может быть уменьшена до 34 МГц. Такую же полосу частот занимает ствол аналоговой РРЛ при передаче 1920 телефонных каналов, то есть при малой кратности модуляции ЦРРЛ уступают аналоговым РРЛ по пропускной способности в отведенной полосе частот. Ширина полосы частот радиоствола при передаче цифровых потоков РРЛ при различных видах модуляции приведена в таблице 2.2.2.