Размещено на http://www.allbest.ru/

30

Размещено на http://www.allbest.ru/

• Модернизация коротковолнового передатчика для цифрового радиовещания по стандарту DRM
• Содержание
• 1. Выбор стандарта радиовещания
• 1.1 Проблемы внедрения цифрового вещания в НЧ, СЧ и ВЧ диапазонах
• 1.2 Требования к передатчику DRM
• 2. Структурная схема передатчика ПКМ-20. Реконструкция структурной схемы
• 2.1 Структурная схема и технические характеристики передатчика ПКМ-20
• 2.2 Реконструкция структурной схемы передатчика «Молния-3»
• 3. Поверочный расчет выходной ступени передатчика
• 3.1 Расчет оконечного каскада
• 3.2 Расчет оконечного каскада на ПЭВМ
• 3.3 Расчет колебательной системы
• 4. Расчет каскадов предварительного усиления мощности
• 4.1 Расчет первого предварительного каскада усиления мощности
• 4.2 Расчет второго предварительного каскада усиления мощности
• 4.3 Расчет третьего предварительного каскада усиления мощности
• 5. Выбор схем сложения мощностей
• 6. Согласование каскадов передатчика
• 7. Расчет схемы защиты транзисторов
• 8. Расчет надежности передатчика
• 8.1 Основные понятия
• 8.2 Расчет интенсивности отказов первого предварительного каскада усиления мощности
• 8.3 Расчет интенсивности отказов второго и третьего каскадов усиления мощности
• 8.4 Расчет интенсивности отказов оконечного каскада
• 9. Безопасность жизнедеятельности
• 9.1 Опасные и вредные производственные факторы
• 9.2 Меры зашиты от вредных и опасных производственных факторов
• 9.3 Требования предъявляемые к шуму
• 9.4 Микроклимат на рабочем месте
• 9.5 Освещение рабочего места
• 9.6 Электробезопасность при обслуживании передатчика
• 9.7 Пожарная безопасность
• Заключение
• Приложение

1. Выбор стандарта радиовещания

В последнее десятилетие в области теле- и радиовещания во всем мире все шире используется цифровые технологии. Формирование телепрограмм, ретрансляция их через спутники в любую точку земли - все это осуществляется исключительно в цифровой форме. А как же развивается радиовещание?

Сегодня в мире существует три направления развития цифрового радиовещания - это спутниковое, наземное выше 30 МГц и наземное ниже 30 МГц, и каждое борется за своего слушателя. Попробуем разобраться, какое направление предпочтительней и выгодней для внедрения в России.

Спутниковое радиовещание позволяет покрывать вещанием всю территорию страны двумя спутниками на геостационарной орбите, либо восьмью - двенадцатью на низкой орбите. Широкая полоса спутниковых каналов позволяет передавать не только многопрограммное вещание, но и вещание на различных языках, и различную дополнительную информацию. Недостатки спутникового вещания - сложность приема в городах, гористой местности и районах крайнего Севера (для уверенного приема в городах требуется наземные ретрансляторы), развертывание спутникового вещания требует огромных первоначальных затрат, и еще один серьезный недостаток - сравнительно большая для нашей страны стоимость абонентского оборудования.

Наземное радиовещание выше 30 МГц - это широко используемый еще с 90-х годов прошлого века в Европе стандарт T-DAB. Его достоинства: качество сигнала сравнимо с качеством компакт-диска, большое количество дополнительного сервиса (пейджинг, бегущая строка, многоязыковое вещание, передача изображений). Существенный недостаток стандарта Т- DAB - это небольшая зона охвата, не превышающая 40-50 километров, то есть практически осуществимо вещание только в городах. Необходимость приобретать довольно дорогие по российским меркам DAB - тюнеры (аппарат среднего класса стоит двести - триста евро) также является сдерживающим фактом для внедрения стандарта T-DAB. И главная проблема - это огромная конкуренция с повсеместно развитым FM радиовещанием с хорошим качеством звука и с недорогими переносными аналоговыми приемниками, а дополнительный сервис стандарта T-DAB не очень востребован в городах.

Наземное радиовещание ниже 30 МГц представлено новым стандартом DRM - Digital Radio Mondale (Всемирное цифровое радио). Радиовещание в этом стандарте позволяет обеспечить сигналом большие территории, качество сигналов находится на уровне FM вещания, имеется дополнительный канал текстовой информации. Гибкость и эффективность - вот ключевые слова для цифрового стандарта DRM для AM диапазона. Стандарт DRM обеспечивает необходимую гибкость (через соответствующий выбор рабочих режимов) для вещателя, позволяя получить оптимальный баланс между емкостью / качеством и надежностью / устойчивостью его услуг. Конечно, для приема DRM вещания необходимы специальные приемники, но их стоимость при серийном производстве не должна быть высокой. И, наконец, основное преимущество этого стандарта в том, что организовать регулярное вещание на всю страну в формате DRM возможно в очень короткие сроки и со сравнительно небольшими капиталовложениями.

Таким образом, для России более предпочтительным является внедрение стандарта цифрового радиовещания DRM.

1.1 Проблемы внедрения цифрового вещания в НЧ, СЧ и ВЧ диапазонах

В настоящее время в диапазонах НЧ, СЧ и ВЧ радиовещание ведется с амплитудной модуляцией (AM). Для радиовещания ниже 30 МГц используются следующие полосы частот:

· Низкочастотная (НЧ) - от 148,5 до 283,5 кГц

· Среднечастотная (СЧ) - от 256,5 до 1606,5 кГц

· Высокочастотная (ВЧ) - от 3 до 27 МГц

В диапазонах НЧ и СЧ в дневное время зона охвата вещанием составляет несколько сотен километров, а в ночное - несколько тысяч. В диапазоне ВЧ обеспечивается вещание на весь мир.

Несмотря на довольно успешное многолетнее вещание, станции с AM испытывают серьезные трудности. В последнее десятилетие число слушателей AM станций неуклонно снижается и этому способствует ряд причин.

Во-первых, качество сигнала звукового сопровождения любой AM станции далеко от идеального. Главная причина - это чувствительность этого вида передачи к помехам. Статистический шум, грозовые разряды и т.д. детектируются, подводя к звуковому тракту, и прослушивается на ряду с передаваемой программой. Во - вторых это моно звук и узкая полоса воспроизводимых частот, не превышающая 10 кГц, плюс часто наблюдаемые замирания, обусловленные многолучевым отражением от ионосферы. В таких условиях приемлемо звучит лишь человеческая речь, но никак не музыка. А также учитывая низкое качество производимых отечественных радиоприемников, которые в диапазонах НЧ и СЧ если и обеспечивали вполне удовлетворительный прием, то в диапазоне ВЧ был возможен прием максимум нескольких самых мощных близкорасположенных станций. Оттоку слушателей AM станций способствовало также бурное развитие FM стереовещания. Огромное количество недорогих переносных FM приемников и довольно качественных автомобильных, плюс большое число вещающих радиостанций с высококачественным стереозвуком сделали свое дело, и после прослушивания FM передач переключаться на AM подавляющее большинство слушателей не хочет. Еще одна большая проблема AM радиовещания - радиопередатчики. Для охвата вещанием больших территорий необходима мощность в сотни киловатт, а с учетом КПД передатчиков (около 50 %), потребляемая ими мощность довольно велика. При этом в излучаемом AM сигнале большая часть мощности тратится на передачу несущей частоты, которая практически не несет информации, и на передачу двух боковых модулированных полос частот. Таким образом, осуществление вещания с большим потреблением мощности убыточно. Все это, плюс падение интереса к AM радиовещанию, ведет к постепенному угасанию отрасли. Надо отметить, что такая тенденция наблюдается во всем мире.

Как уже было сказано выше, у низких, средних и высоких частот имеется одно большое преимущество перед FM - это дальнее распространение радиоволн. Отсюда напрашивается и решение проблемы - надо улучшить качество радиовещания и добиться качества приема сравнимого с FM.

В 1996 году, в Париже, состоялась конференция на тему - «Как возродить AM?». На этой конференции стало ясно, что AM как технология безнадежно устарела. Ни какие ее улучшения вроде сужения занимаемой полосы (однополосная модуляция) для повышения полезной мощности, или наоборот, - расширения, для вещания стерео - ничто не поможет вернуть AM былую популярность. Тогда же было принято решение, что радио на частотах ниже 30 МГц должно стать полностью цифровым и новый цифровой стандарт должен учесть новейшие достижения высоких технологий.

В марте 1998 года был создан международный консорциум DRM. В него вошли более 70 членов - вещатели, операторы сетей, производители приемной и передающей аппаратуры, общественные союзы, исследовательские центры, международный союз по электросвязи (ITU), и уже в ноябре 2000 года ITU одобрил новый стандарт DRM.

DRM - это сегодня уникальная гарантия того, что радиовещание в AM диапазоне частот будет составной частью цифровой революции третьего тысячелетия.

В настоящее время в Европе и США, а так же и в России радиостанциями уже ведется регулярное вещание в формате DRM. При внедрении и использовании цифрового стандарта, DRM позволяет решить следующие технические проблемы:

· покрытие большей территории с помощью существующего передатчика;

· покрытие той же зоны, что и в аналоге при улучшенном качестве;

· достижение улучшенной спектральной эффективности, например

- при передаче двух или более услуг одновременно в том же самом канале,

- использование одночастотной сети, для покрытия большей площади, при использовании только одной частоты,

· получение близких зон охвата ночью и днем для местного радиовещания в диапазоне СЧ путем изменения режимов передачи на закате и рассвете.

Для слушателя, DRM стандарт обеспечивает высокое качество звука и очень привлекательные новые элементы:

· прием без замираний и помех,

· FM качество звука,

· автоматический выбор и распознавание (использование служебной информации),

· автоматическая и простая перестройка на другие частоты, передающие ту же программу или услугу,

· передача, вместе с программой, служебной информации по программе, других данных, неподвижных изображений.

DRM система разработана для использования на любой частоте ниже 30 МГц, то есть в диапазоне длинных (НЧ), средних (СЧ) и коротких волн (ВЧ), с учётом условий распространения сигнала в этом диапазоне.

Система DRM разработана для использования:

· в пределах ширины диапазонов для сохранения существующего распределения частот;

· в пределах каналов с шириной полосы кратной 4.5 кГц (половина от 9 кГц) или 5 кГц (половина от 10 кГц), что учитывает возможность совместного с аналоговым вещания, или обеспечивает большую пропускную способность, там и тогда, когда распределение частот будет позволять это;

· можно дополнительно предусмотреть иную ширину каналов, для тех случаев, которые строго не включены в распределение каналов ITU, но которые позволили бы увеличить пропускную способность системы при наличии незначительных помех.

Для любой полосы сигнала, параметры, относящиеся к эффективности передачи, определены так, чтобы был компромисс между емкостью (полезной скоростью передачи данных) и устойчивостью к шуму, многолучевому и Доплеровскому эффектам.

Эти параметры подразделяются на два типа:

· уровень кодирования и параметры сигнальной диаграммы, определяющие уровень кодирования и параметры сигнальной диаграммы, которые используются для передачи данных;

· OFDM символьные параметры, определяющие структуру OFDM символов, которые нужно использовать как функцию условий распространения, называемую "режим наземного распространения", "режим ионосферного распространения" и "режим высоко помехоустойчивой передачи".

Для увеличения числа радиостанций возможна модернизация существующих связных и радиовещательных передатчиков. Наиболее целесообразной является модернизация связных однополосных передатчиков, так как их качественные показатели в определенной степени удовлетворяют требованиям к усилительному тракту цифрового передатчика. Тем более, что многие однополосные передатчики в настоящее время не используются и находятся на консервации. Решению этой проблемы и посвящена выпускная работа, в котором предложен вариант модернизации связного однополосного передатчика ПКМ - 20 («Молния 3»).

1.2 Требования к передатчику DRM

Выходной сигнал возбудителя стандарта DRM представляет собой ряд последовательно передаваемых несущих частот (до 200 на канал) с квадратурной амплитудной модуляцией (КАМ-4, КАМ-16, КАМ-64) в степени подобен сигналу телевизионного передатчика сигналов изображения. Действительно, сигнал цифрового передатчика также модулирован по амплитуде, а частота следования фреймов аналогична частоте кадров (полей). Таким образом, можно предположить, что и требования к усилительному тракту цифрового передатчика аналогичны.

Наиболее чувствительной к характеристикам усилительного тракта очевидно является КАМ-64, поэтому требования к качеству усилительного тракта целесообразно определить именно для этого вида модуляции. Положение вектора модулированной несущей при КАМ-64 определяется квадратной матрицей 8x8 (рисунок 1.2.1). Все положения вектора можно охарактеризовать сектором, представленным на рисунке 1.2.1.

Рисунок 1.2.1 - Матрица векторов КАМ64

Нетрудно видеть, что при переходе от вектора 01 к вектору 02, от 02 к 03 и от 03 к 04, точность передачи информации определяется в основном фазовым сдвигом; наоборот, для векторов 01,05,06 наиболее существенна погрешность в передаче амплитуды. Наиболее вероятна ошибка при переходе от вектора 03 к вектору 04 и от вектора 01 к вектору 05. В первом случае информация передается в основном фазовым сдвигом и этот сдвиг минимален (ц).

Во втором - информация заложена в приращении амплитуды (д) и это приращение также минимально. Ошибка произойдет в первом случае, если возмущающий фактор Дц >ц/2; во втором случае - если погрешность в передаче амплитуды ДА >д/2. Определим допустимые Дц и ДА, полагая запас по величине возмущающих факторов порядка 30 %.

Тогда Дцдоп = 0,7ц/2; ДА_доп =0,7д/2.

Величина ц определяется очевидным соотношением:

и соответственно:

Величина вектора 01 составляет 3,5д. Полагая его равным А, получим

д=0,29А и ДА_дол/А= 0,1

Параметр ДА_доп/А эквивалентен дифференциальному коэффициенту передачи (Кд), который характеризует нелинейность телевизионного передатчика. ГОСТ на телевизионные передатчики предусматривает Кд10% и Дц 4°. Таким образом, требования к усилительному тракту цифрового радиовещательного передатчика аналогичны требованиям, предъявляемым к телевизионным передатчикам изображения, а, следовательно, при модернизации однополосных передатчиков, для обеспечения требуемой достоверности передачи информации можно применить известные методы предискажений информационного сигнала и схемы коррекции дифференциальной фазы.

2. Структурная схема передатчика ПКМ-20. Реконструкция структурной схемы

2.1 Структурная схема и технические характеристики передатчика ПКМ-20

Автоматизированный однополосный передатчик ПКМ-20 ("Молния - 3") предназначается для телефонной и телеграфной работы на магистральных линиях связи в диапазоне 3-30 МГц. Устанавливается на стационарных необслуживаемых радиостанциях.

Технические характеристики передатчика "Молния-3" приведены в таблице 2.1.1.

Таблица 2.1.1 - Технические характеристики передатчика "Молния-3"

Диапазон рабочих частот, МГц	3-30
Мощность передатчика в диапазоне рабочих частот, измеренная на входе фидера антенны, кВт, не менее	20
Уровень неподавленного остатка пилот-сигнала, дБ, не более	-46
Средняя мощность любого побочного излучения, подаваемого в фидер антенны, мВт, не более	50
Коэффициент нелинейных комбинационных искажений выходного сигнала при работе передатчика в однополосном режиме, измеренный по методу двух тонов, дБ, не хуже	-35
Отношение суммарного уровня шумов и фона к уровню выходного сигнала, дБ, не превышает	-46
Число коммутируемых антенн	5
Электропитание - от трехфазной сети переменного тока с частотой 50 Гц и напряжением 380 В. Допустимое изменение питающей сети, %	+5 - -15
Промышленный КПД в телеграфном режиме, %	43

Нагрузка - симметричный фидер с волновым сопротивлением 300 Ом при коэффициенте бегущей волны не ниже 0,5 или несимметричный, с волновым сопротивлением 75 Ом.

Управление передатчиком автоматизировано и может осуществляться с панели, установленной в передатчике, либо дистанционно с помощью аппаратуры телеуправления.

Структурная схема передатчика изображена на рисунке 2.1.1.

Рисунок 2.1.1 - Структурная схема передатчика ПКМ-20

В состав передатчика "Молния-3" входят: возбудитель "Декада-2"; высокочастотный тракт, состоящий из широкополосного, предварительного и оконечного каскадов; фильтр гармоник, индикатор проходящей мощности и коэффициента бегущей волны; широкополосные трансформаторы, антенный переключатель, низковольтные и высоковольтные выпрямители.

Высокочастотный тракт передатчика состоит из широкополосного усилителя и двух резонансных каскадов. Широкополосный усилитель построен на четырех лампах: 6Э6П, 6П15П и двух включенных параллельно ГУ-70Б.

Предоконечный настраиваемый каскад обеспечивает усиление мощности сигнала, поступающего от широкополосного усилителя, до мощности 600 ватт, необходимой для возбуждения оконечного каскада. Предоконечный каскад выполнен на пентоде ГУ-71Б по схеме с общим катодом.

Оконечный каскад предназначается для усиления мощности до 20 кВт во всем диапазоне рабочих частот. В оконечном каскаде используется однотактное включение тетрода ГУ-61Б по схеме с общей сеткой. Такое включение позволяет повысить устойчивость и линейность каскада. Также в однотактной схеме по сравнению с двухтактной меньше узлов и деталей, и напряжение на анодном контуре однотактной схемы вдвое меньше, что снижает требования к деталям анодной цепи.

С выхода оконечного каскада усиленный до номинальной мощности и отфильтрованный сигнал поступает на дополнительный фильтр гармоник УКВ, который вносит дополнительное затухание на частотах выше 42 МГц не менее 30 дБ.

Далее сигнал проходит через измеритель проходящей мощности. Затем, в зависимости от диапазона, через один из широкополосных трансформаторов на измеритель коэффициента бегущей волны (КБВ) и на антенный коммутатор, который подключает одну из пяти антенн, либо эквивалент антенны.

2.2 Реконструкция структурной схемы передатчика «Молния-3»

В целом хороший и надежный передатчик "Молния-3" за годы эксплуатации в разных климатических условиях показал себя с лучшей стороны [2], но прогресс не стоит на месте, и возникла необходимость в модернизации передатчика, переходе на современную элементную базу. Также в последнее время ужесточились требования к электромагнитной совместимости радиоэлектронных средств, то есть к уменьшению внеполосных и побочных излучений.

Уменьшения внеполосных и побочных излучений можно добиться правильным выбором режима работы усилительных элементов, выбором оптимальных схем и применением современных специализированных транзисторов для линейного усиления.

Проанализировав структурную схему передатчика, можно предложить следующий вариант доработки: оконечный каскад оставить без переделок, так как он отвечает требованиям линейности, устойчивости и надежности. Блок предварительного усиления и блок широкополосного усиления заменить не настраиваемыми широкополосными блоками усиления, собранными на современных полевых или биполярных транзисторах.

В каскадах усиления мощности транзисторы имеют ряд преимуществ перед лампами. Основные достоинства транзисторов - это устойчивость к механическим воздействиям и большой срок службы. В условиях правильной эксплуатации их не приходится менять на протяжении всего срока службы аппаратуры. Низкие питающие напряжения упрощают систему защиты обслуживающего персонала, а возможность работы всех транзисторных каскадов от одного или небольшого числа источников постоянного тока заметно упрощает его устройство. Низкие питающие напряжения при большой мощности определяют малые нагрузочные сопротивления (от десятков до долей ома), по этой причине значительно ослаблено вредное действие паразитных емкостей, шунтирующих нагрузку, что позволяет до частот в 100 - 1000 МГц использовать нерезонансные схемы с резистивной нагрузкой, исключить в каскадах перестраиваемые контура. Всё это увеличивает надежность и упрощает настройку транзисторных каскадов.

К недостаткам транзисторов можно отнести их сравнительно малую мощность и высокую чувствительность к перегрузкам. Но проблема мощности решается сравнительно просто - несколько каскадов с помощью схемы сложения мощностей работают на общую нагрузку, а проблема перегрузок решается выбором транзисторов с запасом по мощности и использованием схем электронной защиты.

В настоящее время в передатчиках широко используются полевые транзисторы с изолированным затвором (МДП - транзисторы). Они имеют целый ряд преимуществ перед биполярными. Это и меньшее влияние температуры на их свойства, отрицательный температурный коэффициент для тока стока, возможность включать большое число транзисторов параллельно (до 20) в каждое плечо двухтактных генераторов. Безынерционность процессов в МДП - транзисторах позволяет рассматривать его работу в схемах генераторов как "полупроводниковую" лампу со всеми преимуществами, связанными с низковольтным питанием и отсутствием накала.

Таким образом, реконструкция структурной схемы передатчика ПКМ-20 заключается в переделке блоков предварительного усиления, что приведет в первую очередь к уменьшению количества выпрямителей, уменьшению настраиваемых контуров, уменьшению номенклатуры недолговечных и устаревших ламп и, благодаря этому, увеличению надежности передатчика в целом.

Произведем расчет количества ступеней передатчика и их ориентировочной мощности.

Оконечный каскад построен по схеме с общей сеткой и имеет коэффициент усиления по мощности около 30 и выходную мощность в антенне 20 кВт. Определим максимальную мощность каскада с учетом потерь в колебательной системе.

(2.1)

где - максимальная мощность каскада,

- максимальная мощность в антенне,

- КПД колебательной системы, для мощности 20 кВт приблизительно равен 0,8.

кВт

Определим входную мощность оконечного каскада (она же является выходной мощностью первого предварительного каскада усиления мощности)

 (2.2)

где - коэффициент усиления мощности каскада.

Первый предварительный каскад усиления мощности состоит из четырех одинаковых модулей, выходная мощность которых складывается в схеме сложения мощностей и образует каскад усиления. Четыре модуля усиления выбраны из соображений надежности передатчика. Действительно, при отказе одного модуля из четырех, на выходе каскада ВЧ напряжение составит 75% от максимального, а выходная мощность равна квадрату напряжения, то есть Р = 0,75² = 0,5625. В радиовещании отказом считается уменьшение мощности передатчика более чем в два раза, а в нашем случае, при неисправности одного модуля в каскаде, выходная мощность составит 56,25% от максимальной и отказа передатчика не будет. Мощность каждого модуля должна составлять одну четверть от мощности, необходимой для возбуждения оконечного каскада, то есть 840 Вт/4 = 210 Вт.

Каждый модуль первого предварительного каскада усиления построен по двухтактной схеме, и необходимую мощность в 210 Вт обеспечивают два одинаковых транзистора. Мощность каждого должна составлять 210 Вт/2 = 105 Вт. По справочнику [3] выберем полевые транзисторы 2П913А, которые при включении по схеме с общим истоком развивают мощность до 120 Вт, но для надежной работы каскада необходим значительно больший запас по мощности, поэтому включим по два транзистора параллельно в каждое плечо двухтактной схемы модуля. На первый взгляд, параллельное включение транзисторов, вместо применения одного более мощного, должно привести к уменьшению надежности передатчика. Но за счет снижения коэффициента нагрузки на транзистор в два раза, надежность остается такой же, как при применении одного более мощного транзистора. Как было отмечено выше, для надежной работы транзисторных каскадов необходим значительный запас по электрическим параметрам, поэтому поиск одного более мощного транзистора, мощностью порядка 180 - 200 Вт, да еще с высокими требованиями к линейности, представляется весьма нетривиальной задачей, и стоимость таких приборов растет гораздо быстрее, чем улучшение качественных и мощностных показателей.

Для транзисторных каскадов рекомендуемый коэффициент усиления мощности К_р = 20 - 30 [4]. Выберем К_р = 30 и рассчитаем Р'_вх - входную мощность первого предварительного каскада.

Для получения мощности 28 Вт применим второй предварительный двухтактный каскад усиления мощности с такими же транзисторами, как и в первом предварительном каскаде. К_р выбираем равным 30, и тогда входная мощность второго каскада Р"_вх равна

Формирователь сигнала DRM развивает на выходе мощность 20 мВт (1В на нагрузке 50 Ом), и для возбуждения передатчика до максимальной мощности от формирователя, требуется еще один каскад усиления. Но поскольку требуемая мощность невелика, используется однотактный каскад, работающий в классе А. Можно применить один транзистор 2П907А мощностью 10 Вт, что обеспечит легкий режим работы транзистора, что благоприятно скажется на надежности. Рекомендуемый К_р для входного маломощного каскада от 20 до 50, выберем К_р = 50 и входная мощность Р_{вх прд} равна

Минимальная входная мощность передатчика составила 18,7 мВт, то есть мощности формирователя сигнала DRM хватает для возбуждения передатчика до максимальной мощности.

Реконструированная структурная схема передатчика "Молния-3" изображена на рисунке 2.2.1.

Рисунок 2.2.1 - Реконструированная структурная схема передатчика ПКМ-20

3. Поверочный расчет выходной ступени передатчика

3.1 Расчет оконечного каскада

Выходной каскад передатчика "Молния-3" работает в недонапряженном режиме с углом отсечки анодного тока равным девяноста градусов. Этот режим обеспечивает минимальные нелинейные искажения при приемлемом КПД. Принципиальная электрическая схема выходного каскада приведена на рисунке 3.1.1.

Рисунок 3.1.1 - Принципиальная электрическая схема выходного каскада

Выходной каскад построен по схеме с общей сеткой. На катод лампы VL1 через дроссели L1 и L2 поступает напряжение накала и через разделительный конденсатор С3 поступает напряжение возбуждения U_вх. Напряжение смещения E_с1 через балластный резистор R1 поступает на первую сетку, которая по высокой частоте заземлена через конденсатор С4. Напряжение на вторую (экранную) сетку VL1 поступает через фильтр L3, С11, а сама сетка по высокой частоте заземлена через конденсатор С10. Питание анода VL1 построено по последовательной схеме. Анодное напряжение через L6, L5 и L4 поступает на анод VL1. Конденсаторы выходного контура С12 и С13 заземлены по высокой частоте через конденсатор С14. Усиленный до номинальной мощности и отфильтрованный сигнал через разделительный конденсатор С16 и катушку связи L7 поступает на выход каскада. Конденсатор С5 шунтирует вход усилителя на ультравысоких частотах и препятствует самовозбуждению каскада.

Параметры генераторного тетрода ГУ-61Б приведены в таблице 3.1.1.

Таблица 3.1.1 - Параметры генераторного тетрода ГУ-61Б

Колебательная мощность P1, кВт	20
Максимальная колебательная мощность Рмакс, кВт	30
Максимальная рассеиваемая мощность Ра доп, кВт	30
Максимальная рассеиваемая мощность первой сетки РС1доп, кВт	0,3
Максимальная рассеиваемая мощность второй сетки РС2доп, кВт	0,7
Напряжение анода Еа, кВт	10
Напряжение второй сетки Eс2, кВ	1,5
Сеточное напряжение приведения Eс0, В	30
Напряжение канала UН, В	6,3
Ток накала IН, А	133
Крутизна характеристики S, мА/В	80
Крутизна линии критического режима Sкр, мА/В	11
Проницаемость лампы D	0,004
Коэффициент усиления первой сетки относительно второй	7,9
Междуэлектродная емкость анод-первая сетка Cас1, пФ	1,4
Междуэлектродная емкость анод-катод Cак, пФ	38
Междуэлектродная емкость первая сетка-катод Cс1к, пФ	320
Максимальная рабочая частота Fмакс, МГц	70
Средняя долговечность, Т, часов	2000

Проведем расчет режима работы оконечного каскада.

Угол отсечки анодного тока. По таблице в [4] определяем коэффициенты разложения косинусоидального импульса:

Коэффициент использования анодного напряжения о

(3.1)

Амплитуда анодного напряжения U_a

(3.2)

Максимальная колебательная мощность P_макс

(3.3)

где - максимальная мощность в антенне,

- к. п. д. колебательной системы, ориентировочно равный 0,8.

Амплитуда тока первой гармоники I_a1

(3.4)

Постоянная составляющая анодного тока I_a0

(3.5)



Максимальный импульс анодного тока i_{a макс}

(3.6)

Мощность, потребляемая от источника анодного питания P₀

(3.7)

Мощность тепловых потерь на аноде P_а

(3.8)

Мощность тепловых потерь на аноде лампы значительно меньше допустимой (30 кВт), то есть обеспечивается нормальный паспортный режим работы оконечного каскада.

Электронный КПД генератора з.

(3.9)

Сопротивление анодной нагрузки R_a

 (3.10)

Амплитуда напряжения возбуждения U_c1

(3.11)

Напряжение смещения E_c1

(3.12)

Пиковое напряжение на управляющей сетке e_c1макс

(3.13)

Так как пиковое напряжение на сетке меньше нуля, то ток первой сетки отсутствует, следовательно, на ней никакой мощности не рассеивается.

Рассчитаем цепь второй сетки.

Максимальный ток второй сетки i_c2 составляет примерно 15% от максимального анодного тока [5]

(3.14)

При номинальном напряжении на второй сетке ток второй сетки появляется несколько позже анодного тока, поэтому угол отсечки экранного тока и_с2(0,5…0,7)и, примем и_с2 = 0,6*и = 0,6*90 = 54°. По таблице в [4] определяем коэффициент разложения косинусоидального импульса a₀₂ = 0,197.

Постоянная составляющая тока второй сетки I_c2o

(3.15)

где - эмпирический коэффициент, учитывающий отличие импульса тока экранирующей сетки от усеченного косинусоидального импульса.

Мощность рассеяния на второй сетке P_c2

(3.16)

Мощность рассеяния на второй сетке вполовину меньше допустимой (0,7 кВт), то есть реально имеем для лампы облегченный режим работы по второй сетке.

3.2 Расчет оконечного каскада на ПЭВМ

Проведем расчет оконечного каскада по реальным характеристикам тетрода с помощью компьютерной программы UMLTN. Исходные данные для расчета: U_cI, Е_с1, Е_а, U_a, Е_с2, полученные в результате предварительного расчёта.

Листинг расчета оконечного каскада ПЭВМ приведен в таблице 3.2.1.

Как видно из расчета, уровень комбинационных искажений K_s и дифференциальный коэффициент передачи К_д не превышают допустимых значений, но не обеспечивается необходимая колебательная мощность Р₁, то есть необходимо увеличивать амплитуду напряжения на первой сетке. Программа UMLTN позволяет исследовать зависимость уровня нелинейных искажений и других основных параметров усилительного каскада от изменения напряжения смещения на первой сетке.

Исходя из требований получения необходимой колебательной мощности оконечного каскада Р₁ равной 25 кВт, исследуем зависимость уровня комбинационных искажений K_s, дифференциального коэффициента передачи К_д и колебательной мощности P₁ от напряжения смещения на первой сетке Е_с1. Для нахождения оптимального напряжения смещения будем изменять его от минус 140 В до минус 220 В. Результаты расчёта представлены в таблице 3.2.2.

По данным таблицы 3.2.2 построим графики зависимостей K_s, К_д и U_с1 от Е_с1. На рисунке 3.2.1 приведена зависимость уровня комбинационных искажений K_s от напряжения смещения на первой сетке.

Таблица 3.2.1 - Листинг расчета оконечного каскада

Таблица 3.2.2 - Зависимость P₁, K_s, K_д от напряжения смещения на 1 сетке

140	26.451	-33.709	2.219	137
145	26.413	-34.013	1.961	142
150	26.375	-34.318	1.704	147
155	26.337	-34.622	1.446	152
160	26.299	-34.926	1.188	157
165	26.155	-35.875	1.687	162
170	26.012	-36.823	2.187	167
175	25.869	-37.772	2.687	172
180	25.726	-38.721	3.187	177
185	25.566	-41.620	5.258	182
190	25.398	-46.574	6.649	187
195	25.219	-60.932	6.752	192
200	25.041	-49.293	6.347	198
205	25.038	-45.257	8.441	204
210	25.035	-41.222	10.536	210
215	25.032	-37.186	12.630	216
220	25.039	-33.151	14.725	222

На рисунке 3.2.2 приведена зависимость уровня дифференциального коэффициента передачи от напряжения смещения на первой сетке.

На рисунке 3.2.3 приведена зависимость амплитуды напряжения возбуждения от напряжения смещения на первой сетке.

Рисунок 3.2.1

Рисунок 3.2.2

На вышеприведенных графиках виден резко выраженный минимум комбинационных искажений при напряжении смещения 195 В. Также виден глубокий минимум дифференциального коэффициента передачи при напряжении смещения 160 В, но при таком смещении уровень комбинационных искажений составляет всего минус 35 дБ. Таким образом, выбираем напряжение смешения на первой сетке равным 195 В, при этом уровень K_s достигает уровня минус 60 дБ, а К_д равен 6,7%, что не превышает допустимого значения (10%). Напряжение возбуждения при E_c1= -195 В и составляет 192 В.

Рисунок 3.2.3

В таблице 3.2.3 приведен листинг расчета оконечного каскада с уточненными данными напряжения смещения на первой сетке Е_с1= -195 В и напряжения возбуждения U_ci = 192 В. Из расчета на ПЭВМ с уточненными данными E_c1 и U_c1 видно, что мощность каскада несколько больше необходимой (26,7 кВт), несколько больше мощность, рассеиваемая на второй сетке (548 Вт), но она не превышает максимально допустимой (700 Вт), и незначительно упал КПД до 66,2 %.

Таблица 3.2.3 - Листинг расчета оконечного каскада с уточненными данными

По данным таблицы 3.2.3 построим графики изменения анодного напряжения, анодного и сеточного токов, мощности и КПД при изменении напряжения возбуждения.

На рисунке 3.2.4 изображена зависимость амплитуды анодного напряжения от напряжения возбуждения, а на рисунке 3.2.5 - зависимость амплитуды тока первой гармоники I_a1 постоянной составляющей анодного тока I_a0 и постоянной составляющей тока второй сетки I_c20 от напряжения возбуждения.

На рисунке 3.2.6 изображена зависимость колебательной мощности Р1 мощности тепловых потерь на аноде Р_А, мощности потребляемой от источника анодного питания Р₀ и КПД каскада от напряжения возбуждения.



Рисунок 3.2.4

Рисунок 3.2.5

3.3 Расчет колебательной системы

Колебательная система оконечного каскада должна удовлетворять следующим основным требованиям:

-настраиваться на любую частоту заданного диапазона;



Рисунок 3.2.6

-обеспечивать получение оптимальных нагрузочных сопротивлений во всем заданном диапазоне частот;

-фильтровать гармонические колебания;

Для выполнения указанных требований, в передатчике "Молния - 3" анодный контур оконечного каскада построен по схеме П - контура и состоит из цилиндрической катушки переменной индуктивности L4 и переменных вакуумных конденсаторов С12 и С13, согласно схемы на рисунке 3.1.1. Элемент связи с нагрузкой состоит из переменной цилиндрической индуктивности L7. Настройка колебательной системы на любую частоту может производиться как автоматически, так и вручную.

Для дополнительного подавления гармоник, между выходом передатчика и симметрирующими трансформаторами, включается дополнительный не перестраиваемый ФНЧ с частотой среза 42 МГц. Основное назначение фильтра - устранение помех приему телевизионных станций. При работе фильтра на согласованную нагрузку на частотах выше 42 МГц обеспечивается затухание не менее 30 дБ.

Проведем поверочный расчет колебательной системы передатчика на ПЭВМ с помощью программы KS14.

Исходные данные для расчета:

-Собственное затухание катушек индуктивности D=1/Q, где Q - собственная холостая добротность катушек. Примем Q=250, тогда D=l/250= 0,004.

- Волновое сопротивление фидера - 75 Ом.

- КБВ фидера - 0,9.

- Сопротивление анодной нагрузки - 1445 Ом.

- Колебательная мощность передатчика - 25000 Вт.

- Частоты рабочего диапазона - F1= 3 МГц, F2 = 27 МГц.

- Количество контуров М = 1.

- Выходная емкость лампы (с учетом паразитных емкостей) - 60 пФ.

Листинг расчета колебательной системы приведен в таблице 3.3.1.

По результатам компьютерного расчета видно, что КПД колебательной системы несколько превышает 80%. Так при КПД равном 82 %, мощность излучения на второй гармонике составляет 0,051 Вт, что всего на 1 мВт превышает максимально допустимый уровень любого побочного излучения (50 мВт), согласно ГОСТ 13924, то есть реально КПД составляет почти 82 %.

Принципиальная схема рассчитываемой колебательной системы приведена на рисунке 3.3.1.

Рисунок 3.3.1

Конденсатору СА1 в листинге расчета (и схеме рис. 3.3.1) соответствует конденсатор С12 на принципиальной схеме, согласно рисунка 3.1.1, конденсаторы С21 и С22 в листинге (и схеме рис. 3.3.1) соответствуют конденсатору С13 (максимальная и минимальная величина). LA соответствует переменной индуктивности L4, a LC (различные значения, соответствующие КБВ), соответствует переменной индуктивности L7.

Таблица 3.3.1 - Листинг расчета выходной колебательной системы

Согласно принципиальной схеме оконечного каскада (рис.3.1.1), в результате расчета получены следующие пределы перестройки элементов колебательной системы оконечного каскада:

С12= 160 - 1500 пФ.L4 - 0,3 - 2,9 мкГн.

С13 =350 - 3400 пФ.L7 = 0,81 - 8,1 мкГн

цифровой передатчик транзистор

4. Расчет каскадов предварительного усиления мощности

4.1 Расчет первого предварительного каскада усиления мощности

Первый предварительный каскад усиления состоит из четырех модулей усиления мощности, выполненных по двухтактной схеме. Принципиальная электрическая схема модуля двухтактного усилителя приведена на рис. 4.1.1.

Рисунок 4.1.1 - Принципиальная электрическая схема модуля двухтактного усилителя

Противофазный входной сигнал через разделительные конденсаторы С1 и С2 поступает на затворы включенных параллельно полевых транзисторов VT1, VT2 и VT3, VT4. Также на затворы транзисторов поступает напряжение смещения, которое устанавливается отдельно для каждой пары транзисторов с помощью делителей напряжения R3, R5 и R4, R6 по минимуму нелинейных искажений. Дроссели L1 и L2 не пропускают переменное входное напряжение, и тем самым устраняют шунтирование входного сигнала делителями напряжения. Усиленный входной сигнал проходит через разделительные конденсаторы С7 и С8 и поступает на выход каскада. Питание на транзисторы подается через обмотки трансформатора Т1, индуктивность обмоток которого препятствует попаданию ВЧ напряжения в цепи питания. Также Т1 осуществляет точную симметрию и противофазность выходного сигнала. Конденсаторы С3 - С6 являются блокировочными. Балластные резисторы R1 и R2 обеспечивают устойчивость усилителя, снижая его коэффициент усиления, и улучшают симметрию модуля по входу.

Таблица 4.1.1 - Характеристики транзистора 2П913А

Крутизна характеристики S, А/В	1,8
Сопротивление насыщения rнас, Ом	0,8
Внутреннее сопротивление Ri, Ом	60
Емкость канала Cк, пФ	500
Емкость затвор-сток Cзс, пФ	25
Емкость сток-исток Cси, пФ	300
Сопротивление затвора rз, Ом	0
Сопротивление канала rк, Ом	0,7
Сопротивление истока rн, Ом	0,02
Сопротивление стока rc, Ом	1
Индуктивность вывода затвора Lз, нГн	2,5
Индуктивность вывода истока Lн, нГн	0,2
Индуктивность вывода стока Lс, нГн	2,5
Допустимое напряжение сток-исток eси доп, В	85
Допустимое напряжение затвор-исток eзи доп, В	25
Допустимый ток стока Iс доп, А	19
Допустимая рассеиваемая мощность Pc до, Вт	100
Номинальная колебательная мощность PN, Вт	120
Напряжение отсечки Eo, В	4
Максимальная рабочая частота f, МГц	100

Мощность, которую необходимо получить на выходе модуля, составляет 210 Вт. Проведем расчет одного плеча двухтактного модуля в максимальном режиме по [6]. Колебательная мощность одного плеча Р1 - 105 Вт.

Угол отсечки и=90°, б₁=0,5, б₀=0,318, cosи = 0.

Критический коэффициент использования стокового напряжения о_кр:

(4.1)

где Е_с - напряжение питания стоковой цепи,

n - количество транзисторов в плече. n=2.

Так как режим должен быть недонапряженным, выберем рабочее значение о = 0,8 о_кр = 0,80,893 = 0,714.

Амплитуда стокового напряжения U_c:

(4.2)

Пиковое напряжение на стоке е_{с макс}:

(4.3)

Пиковое напряжение на стоке не превышает допустимое (85В).

Ток первой гармоники стокового тока I_с1:

(4.4)

Постоянная составляющая стокового тока I_c0:

(4.5)

Импульс стокового тока :

(4.6)

Импульс стокового тока не превышает допустимого стокового тока двух транзисторов (219 А = 38 А).

Сопротивление стоковой нагрузки R_c:

(4.7)

Потребляемая мощность P₀:

(4.8)

Мощность потерь на стоке не превышает максимально допустимой мощности двух транзисторов (2100 Вт=200 Вт).

Электронный КПД каскада з:

 (4.10)

Определим резистивную и реактивную составляющие сопротивления нагрузки R_н и Х_н:

(4.11)

(4.12)

Амплитуда напряжения возбуждения на канале U_к:

(4.13)

Напряжение на затворе U_з:

(4.14)

Напряжение смещения на затворе E_з:

 (4.15)

Пиковое напряжение на затворе e_{з макс}:

(4.16)

Пиковое напряжение на затворе не превышает максимально допустимого (25 В).

Проведем расчет входной цепи каскада по [7]:

Амплитуда тока затвора I_з:

(4.17)

(4.18)

тогда

Определим значения входной индуктивности L_вхОИ, емкости С_вхОИ, и активное входное сопротивление r_вхОИ:

(4.19)

 (4.20)

(4.21)

Резистивная и реактивная составляющие входного сопротивления:

(4.22)

Входная мощность P_вх:

(4.23)

Коэффициент усиления каскада K_р:

(4.24)

Рассчитаем нелинейные комбинационные искажения и дифференциальный коэффициент передачи модуля на ПЭВМ с помощью программы UMPT. Исходные данные для расчета возьмем из вышеприведенного расчета. Листинг расчета приведен в таблице 4.1.2.

Таблица 4.1.2- Листинг расчета модуля

Таблица 4.1.3 - Листинг расчета модуля в оптимальном режиме

По результатам расчета на ПЭВМ видно, что необходимо поднять напряжение возбуждения для увеличения отдаваемой модулем мощности и подобрать напряжение смещения на затворе транзистора для уменьшения уровня нелинейных комбинационных искажений и дифференциального коэффициента передачи. Результат подбора указанных напряжений с помощью программы UMPT приведен в таблице 4.1.3.

В результате изменения режима работы модуля значительно уменьшился уровень комбинационных искажений K_s и К_д, а также упал КПД, но значение рассеиваемой на транзисторах мощности потерь не превышает допустимых значений.

По результатам расчета (таблица 4.1.3) построим графики зависимости стокового напряжения, стоковых токов, мощности и КПД от величины напряжения возбуждения. На рисунке 4.1.2 приведена зависимость амплитуды стокового напряжения U_c от напряжения на затворе U_з.

Рисунок 4.1.2

На рисунке 4.1.3 приведена зависимость амплитуды тока первой гармоники I_c1 и постоянной составляющей стокового тока I_c0 от напряжения на затворе U_з.

На рисунке 4.1.4 приведена зависимость величины колебательной мощности Р₁ мощности потерь на стоке транзисторов Р_с, потребляемой мощности Р₀ и КПД каскада от напряжения на затворе U_з.



Рисунок 4.1.3

Рисунок 4.1.4

Проведем расчет элементов схемы, изображенной на рис.4.1.1.

Рассчитаем балластные резисторы R1 и R2:

 (4.24)

где Р_вх - мощность, поступающая на одно плечо двухтактной схемы модуля, определяемая по структурной схеме. Входная мощность первого каскада усиления равна 28 Вт, входная мощность одного модуля равна 28/4 = 7Вт, Р_вх = 7/2 = 3,5 Вт. U_вх - амплитуда напряжения на затворе транзисторов, определяемая из уточненного расчета на ПЭВМ. U_вх = 7,5 В.

Из стандартного ряда резисторов Е48 по ГОСТ 2825 выберем номинал R1 и R2 равными 8,25 Ом. Мощность, рассеиваемая на каждом из резисторов R1 и R2, составляет 3,5 Вт, для облегчения теплового режима возьмем резисторы мощностью 5 Вт.

Рассчитаем минимальную емкость разделительных конденсаторов С1 и С2.

(4.25)

(4.26)

(4.27)

Рассчитаем минимальную емкость разделительных конденсаторов C7 и С8

 (4.28)

(4.29)

Разделительные конденсаторы должны иметь емкость не менее рассчитанных выше, поэтому для уменьшения их номенклатуры выберем емкость конденсаторов Cl, С2 и С7, С8 одинаковыми из стандартного ряда конденсаторов Е48, по ГОСТ 2825, равными 0,178 мкФ.

Блокировочные конденсаторы С3 - С5 выберем с такой же емкостью, как разделительные, то есть 0,178 мкФ. Учитывая, что конструктивно каждый из конденсаторов С3 - С5 выполнен из параллельно включенных конденсаторов по 0,178 мкФ в разных участках схемы, общая емкость блокировочных конденсаторов значительно превышает емкость разделительных конденсаторов, чем обеспечивается необходимая развязка по радиочастоте питающих цепей и цепей смещения.

Цепи смешения транзисторов выполнены раздельными, с возможностью регулировки напряжения смещения каждого плеча. Сопротивление резисторов R3 и R4 выбирается на порядок меньше сопротивления утечки затвора транзистора, составляющего величину порядка нескольких мегаом, то есть можно взять из стандартного ряда подстроечных резисторов Е6 по ГОСТ 10318 номинал R3 и R4 равный 100 кОм. В расчетах для определения сопротивления R5 и R6 примем сопротивление R3 и R4 равными 50 кОм, для возможности регулировки напряжения смещения в широких пределах.

Расчетное напряжение смещения на затворах транзисторов Е₃ = 7,5 В. Определим ток делителя напряжения R3, R5

 (4.30)

Отсюда определим R5 и R6

(4.31)

Из стандартного ряда резисторов Е48 по ГОСТ 2825 выберем номинал R5 и R6 равными 237 кОм.

Дроссели L1 и L2 выбираются исходя из того, что их индуктивное сопротивление на низшей частоте рабочего диапазона должно на порядок превышать входное сопротивление транзистора, то есть X_L= 10z_вх.

Отсюда индуктивность L1 и L2:

(4.32)

4.2 Расчет второго предварительного каскада усиления мощности

Принципиальная электрическая схема второго предварительного каскада усиления мощности изображена на рисунке 4.2.1. Характеристики транзистора 2П913А приведены выше, в таблице 4.1.1.

Схема каскада аналогична схеме модуля первого предварительного каскада усиления. Первое отличие - это наличие симметрирующего входного трансформатора Т₁ второе - в каждом плече используется по одному транзистору.

Рисунок 4.2.1 - Принципиальная электрическая схема второго предварительного каскада усиления мощности

Мощность, которую необходимо получить на выходе второго предварительного каскада, равна 28 Вт. Поскольку каскад двухтактный, колебательная мощность Р₁ каждого плеча каскада должна составить 14 Вт. Проведем расчет максимального режима для одного плеча двухтактного каскада по [6].

Угол отсечки

Критический коэффициент использования стокового напряжения о_кр:

(4.31)

где - напряжение питания стоковой цепи.

Так как режим должен быть недонапряженным, выберем рабочее значение о = 0,8, о_кр = 0,8 0,915 = 0,732.

Амплитуда стокового напряжения U_с, согласно (4.2)

Пиковое напряжение на стоке e_смакс, согласно (4.3)

Пиковое напряжение на стоке не превышает допустимое (85 В).

Ток первой гармоники сокового тока I_c1, согласно (4.4)

Постоянная составляющая стокового тока I_c0, согласно (4.5)

Импульс стокового тока , согласно (4.6)

Импульс стокового тока не превышает максимально допустимого стокового тока (19 А).

Сопротивление стоковой нагрузки R_c, согласно (4.8)

Потребляемая мощность P₀, согласно (4.8)

Мощность потерь на стоке P_c, согласно (4.9)

Мощность потерь на стоке не превышает максимально допустимой (100 Вт).

Электронный КПД каскада з, согласно (4.10)

Определим резистивную и реактивную составляющие сопротивление нагрузки R_н и X_н.

(4.33)

(4.34)

Амплитуда напряжения возбуждения на канале U_к:

(4.35)

Напряжение на затворе U_з:

(4.36)

Напряжение смещения на затворе E_з, согласно (4.15)

Пиковое напряжение на затворе e_змакс, согласно (4.16)

Пиковое напряжение на затворе не превышает максимально допустимого (25 В).

Проведем расчет входной цепи каскада по [7]:

Амплитуда тока затвора I_з

(4.37)

(4.38)

тогда

Определим значения входной индуктивности L_вхОИ, емкости C_вхОИ и активное входное сопротивление r_вхОИ:

(4.39)

(4.40)

(4.41)



Резистивная и реактивная составляющая входного сопротивления

(4.42)

Входная мощность P_вх, согласно (4.23)

Коэффициент передачи каскада K_p, согласно (4.24)

Рассчитаем нелинейные комбинационные искажения и дифференциальный коэффициент передачи каскада на ПЭВМ с помощью программы UMPT. Исходные данные для расчета возьмем из вышеприведенного расчета. Листинг расчета приведен в таблице 4.2.1.

Как видно из расчета, не обеспечивается необходимая колебательная мощность Р₁. Изменяя значения напряжения возбуждения и смещения на затворе, с помощью программы UMPT, определим оптимальный режим работы каскада. Листинг окончательного расчета приведен в таблице 4.2.2.

Таблица 4.2.1 - Листинг расчета второго предварительного каскада усиления

Таблица 4.2.2 - Листинг расчета оптимального режима второго предварительного каскада усиления

В результате подбора оптимального режима существенно изменились многие величины напряжений. Оптимальное напряжение смещения составило величину 7,8 В, против предварительно рассчитанных 4 В, что сказалось на КПД каскада - КПД упал до 0,24, но это плата за низкий уровень комбинационных искажений (минус 42,5 дБ) и дифференциальный коэффициент передачи (3,17%). Поскольку выбраны транзисторы с запасом, но мощности, при таком низком КПД рассеиваемая на них мощность даже не достигает половины допустимой, что благоприятно сказывается на надежности каскада. Также уменьшилось использование транзистора по напряжению - амплитуда стокового напряжения составила 12 В против 17,6 В, что также повышает надежность работы каскада.