Обоснование тактико-технических характеристик антенной системы самолета дальнего радиолокационного дозора и наведения

Как правило, все используемые в АФАР модули выполняются по арсенидгалиевой технологии. Использование такой технологии позволяет получить не только модуль, обладающий на СВЧ малым коэффициентом шума, но и существенно повысить КПД источников питания, снизить его стоимость, и так далее.

Перспективная арсенидгалиевая технология, практически отвечает одному из главных требований - соотношения "стоимость--эффективность". Так как даже при заданной стоимости 500 долл. за один приемопередающий модуль их стоимость будет составлять приблизительно 30% стоимости производства активной ФАР с электронным сканированием.

В настоящее время известно [19] о разработке модуля, в состав которого входит один основной многофункциональный чип, перспективная специализированная интегральная схема, используемая в качестве схемы управления, и одна многослойная керамическая подложка для взаимных соединений высокой плотности. Подложка размещается в корпусе из композита с металлической матрицей с подводами по концам и собранного с помощью лазерной пайки. Автоматизация производства важна для массового изготовления модулей. Основными процесса производства модулей являются обработка с помощью ро ботов, автоматическое размещение элементов на кристалле, распыление эпоксидной смолы и изготовление проводных соединений. Эффективные и действенные методы контроля совместно со специализированным испытательным оборудованием могут потребоваться для уменьшения времени проверки работоспособности модуля до 3 -5 мин.

Отвод и подвод энергии к каждому модулю АФАР может быть осуществлен как за счет использования обычной "медной" системы распределения информации, так и за счет использования оптроники. Волоконно-оптические линии связи (ВОЛС) дают большую гибкость при размещение апертур подсистем комплекса в пределах планера самолета. Низкие потери при передаче и высокая нечувствительность к шумам ВОЛС снимают ограничения, касающиеся длины и маршрута прокладки линий связи. Другими потенциальными преимуществами являются небольшие физические размеры и масса по сравнению с многожильными медными кабелями.

Кроме того, активная ФАР с электронным сканированием может получить дополнительные преимущества от применения оптроники при управлении лучом с задержкой времени в реальном масштабе времени на уровне подрешетки для режимов работы в широкой промежуточной полосе частот.

Архитектура датчика на основе оптроники базируется на одномодовой ВОЛС для удовлетворения требований к несущей и динамическому диапазону высокочастотной линии связи. Для упрощения взаимосвязи между подсистемой генерирования сигнала и формирования луча и приемопередающими модулями используется мультиплексирование со спектральным разделением каналов. Это дает возможность одной ВОЛС передавать сигналы гетеродина, цифровые данные управления и цифровые принимаемые сигналы. Применение оптроники дает возможность удовлетворить требования к динамическому диапазону и шуму, использовать надежные и дешевые оптоэлектронные компоненты, например, соединители, модуляторы и оптические/электрические преобразователи.

Проблемы в интегральном высокочастотном датчике, объединяющем РЛС, систему РЭБ и линии передачи данных, связанные с различными требова-ниями к несущей частоте, ширине полосы частот сигнала, модуляции и динамическому диапазону и могут быть решены с помощью набора стандартных высокочастотных модулей.

Для процессов приема некоторые функции подсистемы требуют особых характеристик полосы пропускания и средств детектирования/модулирования. Универсальному приемнику требуется широкий диапазон настройки, широкий динамический диапазон, большое количество допускающих дискретный выбор полос пропускания промежуточной частоты и гибкая перестройка аналого-цифрового преобразователя. Для процессов передачи требуются различные виды модуляции с аналогичным широким диапазоном частотной подстройки и спектральная чистота характеристик. Другие проблемы касаются различия в требованиях к местному генератору, электромагнитной совместимости и совместному использованию общего оборудования.

Для удовлетворения этих разных требований оптимальным способом потребуется разработка высокочастотной архитектуры и инфраструктуры открытой системы (стандартные интерфейсы, объединительные платы план частот и методы управления), базирующейся на минимальном наборе типов стандартных высокочастотных модулей, выполняющих частотное преобразование прием, генерацию сигналов, цифровое преобразование, переключение высокой/промежуточной частоты и удовлетворяющей требованиям граничных пределов рабочих характеристик.

2.6.2 Принцип управления положением луча с помощью цифрового сигнала

Известны три основных способа электрического управления лучом в фазированных антенных решетках. К их числу относятся:

- частотное качание - изменение фаз между элементами, приводящее к отклонению луча, осуществляется за счет изменения частоты возбуждающегосигнала;

- качание путем изменения временных задержек - в трактах излучателей предусматривается программное подключение и отключение отрезков линии передачи;

- качание путем управления фазами - основан на изменении фазовых сдвигов в трактах излучателей.

Фазирование может осуществляться непосредственно в трактах, например, с помощью ферритовых или диодных фазовращателей, либо с помощью вспомогательного устройства» такого, как управляющий смеситель.

Цифровое устройство управлением диаграммой направленности выполняет функцию перемещения диаграммы направленности в пространстве;

Принцип управлением лучом диаграммы направленности заключается в следующем: качание луча производится с помошью управляющих смесителей. Информация о фазе подается на гетеродинный вход смесителей. При приеме на сигнальные входы подаются колебания, сдвиг фаз которых от элемента к элементу определяется распределением фазы принимаемого сигнала по раскрыву антенны. При передаче на гетеродинный вход также подается информация о фазе, а на второй вход подается передаваемый сигнал. Изменение фазы в тракте излучателя осуществляется с помощью линейного преобразования частоты.

Цепи питания этих излучателей организованы так, что излучение, испускаемое каждым излучателем, когерентно с излучением всех излучателей, в то время как фаза излучаемых волн, изменяется по заданному закону. Изменение распределения фаз на излучателях позволяет сформировать луч антенны в заданном направлении. Режим качания луча задается управляющим устройством, которое вырабатывает сигнал для генератора, управляемого напряжением. Принцип работы этого устройства будет рассмотрен ниже.

2.6.3 Требования, предъявляемые к схеме управления положением луча диаграммы направленности

Разрабатываемое устройство должно обладать следующими характеристиками:

- должно выдавать напряжение на выходе от до для обеспечения отклонения диаграммы направленности в заданном секторе сканирования. Напряжение между уровнями дискретизации должно составлять не менее 0,05 В. Следовательно диапазон в котором будет изменятся управляющее напряжениебудет определятся выражением:

где _ напряжение которое необходимо, подавать на цифро-аналоговый преобразователь(принцип работы будет рассмотрен ниже), чтобы обеспечить постановку луча в заданную точку пространства с заданной точностью; - напряжение между уровнями дискретизации, - разрядность кода, которая обеспечивает плавный обзор всего пространства;

- код, поступающий из БЦВМ должен обеспечить установку луча в заданную точку пространства. Разрядность кода, позволяющая выполнить это условие, была вычислена в пункте 2.4.5;

- схема должна обеспечить перемещение луча из одного дискретного положения в другое не более чем за 10 мкс в режиме ОБЗОР (согласно заданию) и мгновенно в режиме СОПРОВОЖДЕНИЕ;

- надежность устройства не должна быть меньше чем время нахождения самолета в полете, то есть не менее чем 12 часов;

- устройство должно обеспечить изменение скорости сканирования лучом, что позволит увеличить эффективность радиолокационной станции, за счет более тщательного сканирования секторов, где вероятность появления цели наибольшая.

2.6.4 Функциональная схема

Разрабатываемая схема (рисунок 9) будет включать следующие устройства:

цифро-аналоговый преобразователь - преобразует цифровой сигнал, поступающий из БЦВМ в напряжение, которое впоследствии возбуждает генератор управляемый напряжением;

усилитель - усиливает напряжение с цифро-аналогового преобразователя до уровня, необходимого для работы последующих устройств;

генератор, управляемый напряжением - вырабатывает частоты, которые в зависимости от команды с БЦВМ позволяют переместить луч диаграммы направленности в заданную точку пространства.

- система проверки исправности - позволяет провести контроль исправности, как при поведении работ на авиационной технике, так и при выполнении боевой задачи

Принцип работы заключается в следующем: в зависимости от поступления управляющего кода от БЦВМ цифро-аналоговый преобразователь вырабатывает ступенчатое напряжение, показанное на рисунке 10, б. Этот ступенчатый сигнал представляет собой управляющее напряжение генератора управляемого напряжением, причем каждая ступенька соответствует некоторому дискретному положению луча. Очевидно, что время пребывания луча в каком-либо дискретном положении будет зависеть от промежутка между поступлениями тактовых импульсов. При обзоре пространства импульсы с постоянным периодом повторения обеспечивают равное время нахождения луча в каждом участке сектора. Можно также предусмотреть следующее. Если решетка ориентирована так, что нормаль к ней совпадает с направлением максимума распределения плотности целей, то тактовые импульсы можно генерировать так, чтобы их скважность возрастала симметрично и монотонно; при этом луч будет дольше находиться в направлениях, где вероятность появления цели выше. Таким образом, изменяя скважность импульсов можно производить изменение скорости движения луча в пространстве.

Подаваемое на генератор напряжение приводит к изменению частоты выходного сигнала, чем обеспечивается перемещение луча в пространстве.

Рисунок 10. Формы напряжений, используемых в управляющем устройстве: а - тактовые импульсы от БЦВМ; б -ступенчатое напряжение для дискретного перемещения луча.

В дополнение к вышеуказанным автоматическим операциям программное устройство позволяет осуществлять ручное перемещение луча в дискретные положения, при получении с пульта команды на обзор пространства в определенном секторе.

2.6.5 Принципиальная схема приемо-передающего модуля с цифровым устройством управления

Общие требования к принципиальной схеме модуля

Современная концепция построения радиопередающих устройств основана на полной замене электровакуумных СВЧ приборов их твердотельными аналогами. В связи с этим разрабатываемый модуль целесообразно изготавливать в одном корпусе, где функционально объединено несколько функциональных узлов. Для сокращения массогабаритных характеристик унификации и высокой ремонтопригодности предлагается изготавливать разрабатываемый модуль по интегральной технологи.

Необходимо чтобы функциональные узлы при этом имели геометрические размеры не превышающие 1,5 на 2 сантиметра.

Транзисторы должны использоваться бескорпусные, так как это уменьшит габариты, паразитные емкости и индуктивности выводов.

Применение транзисторов для усилений колебаний СВЧ весьма желательно, так как по сравнению с другими полупроводниковыми и электровакуумными усилительными приборами они имеют меньший уровень собственных шумов, более высокий КПД и низкое напряжение питания.

Реактивные элементы схемы должны быть выполнены в виде отрезков микрополосковых линий. Эта замена также позволит существенно снизить массогабаритные показатели.

Малошумящий усилитель (МШУ)

Усилитель приведен в приложении рисунок 20.

В данном усилителе для питания полевого транзистора с барьером Шотки (ПТШ) применяется схема с общим истоком. Для защиты транзистора от перенапряжения при переходных процессах в фильтры источников питания вводится R1СЗ и С2 цепь с различными постоянными времени. Это обеспечивает вначале подачу напряжения на сток, а затем на исток и затвор.

В схемах широкополосных МШУ учитывается спад усиления транзистора на верхних частотах. Это учет может заключаться в том, что точное согласование линии со входом транзистора осуществляется только на верхней частоте. Уменьшение рассогласования по мере уменьшения частоты ведет к выравниванию общего коэффициента передачи. Но увеличение рассогласования может вызвать самовозбуждение. Свободен от этого недостатка МШУ с диссипативным фильтром - цепь . В диссипативных цепях выравнивание усиления происходит за счет увеличения активных потерь на нижних частотах. Для МШУ с полосой пропускания в 1..2 октавы диссипативная цепь состоит из резистора и шунтирующего шлейфа, в нашем случае только из шунтирующего шлейфа.

С этим учетом была построена эта схема. Каскад МШУ выполняется на сапфировой подложке. На которой располагаются пассивные элементы и микрополосковые линии. Транзисторы монтируются на плату при помощи пайки и сварки. Площадь тонкопленочных конденсаторов 0,6 мм2 при емкости 30 пФ. Микрополосковые согласующие цепи выполняются в виде меандра с шириной линии 0,1 мм и зазором 0,2 мм. Схема транзисторного МШУ заключаются в герметичный металлокерамический корпус.

Усилитель радио частоты

Схема приведена в приложении - рисунок 22.

Преимущество имеют УРЧ на полевых транзисторах (ПТ). А определяется оно достоинствами ПТ. По сравнению с биполярными транзисторами они обладают:

более высоким входным и выходным сопротивлением, что дает возможность полного подключения их к соответствующим контурам.

-более коэффициентом усиления напряжения, тока и мощности;

-малой проходной емкостью (малой паразитной ОС), чем обеспечивается более устойчивая работа;

-меньшим уровнем собственных шумов;

большей линейностью входной характеристики.

В данной схеме:

-конденсаторы С1,С4,С7 - разделительные;

-резистор R1 - резистор утечки в цепи затвора;

-цепь R2, СЗ - цепь автоматического смещения транзистора;

--выходной колебательный контур - катушка индуктивности L1 и суммарная емкость конденсатора С6 и варикап VD.

Перестройка контура производится изменением емкости варикапа VD путем подачи регулируемого напряжения R4, R6, питающегося от источника стабилизированного напряжения Ест.

Преобразователь частоты (смеситель)

Схема приведена в приложении рисунок 23.

В преобразователе частоты на двухзатворном ПТШ АП 328-2 напряжения сигнала и гетеродина подаются на разные затворы, что позволяет добиться лучшей развязки между сигнальной и гетеродинной цепью по сравнению со смесителем на : однозатворном ПТ ([27]). Преобразование частоты обеспечивается за счет изменения крутизны сток - затворной характеристики по сигнальному затвору под воздействием переменного напряжения на гетеродинном затворе.



Рисунок 11.

Основные параметры транзистора берем из справочника

Пользуясь характеристиками ПТ (рис. 7.4), выбираем напряжение смещения:

Сумма амплитуд сигнала и гетеродина не должна превышать Есм. Полагаем, что для ПТ крутизна при Uзи=0, Sнач=6 мА/В, при Uзи= Uзиотс/2, Sнач/2 = 1,5 мА/В.

Зависимость тока стока от напряжения затвор-исток Изи имеет вид:

При подаче на вход смесителя напряжений сигнала и гетеродина получаем амплитуду тока частоты :

Крутизна преобразования:

Зададимся ;

Характеристическое сопротивление контуров:

По таблице 6.1 [27] находим отношение полосы пропускания двухконтурного резонансного каскада к полосе приёмника:

Полоса пропускания одного каскада УГГЧ по уровню -3 дБ:

Эквивалентное затухание контуров:

Полагаем коэффициент включения транзистора в резонансный контур

Исходя из условий [3] зададимся собственными затуханиями: . Принимаем:

Коэффициент подключения :

Коэффициенты передачи смесителя: по напряжению:

по мощности:

Для расчета коэффициента шума смесителя на ПТШ необходимы матрицы S-параметров транзистора АП328А2, которые, как правило, определяются экспериментально (в справочной литературе не обнаружены). Поэтому оценжм коэффициент шума транзистора в режиме преобразования частоты :

Расчёт смесителя по постоянному току :

Напряжение смещения:

Напряжение источника питания:

Усилитель промежуточной частоты (УПЧ)

Усилители с широким динамическим диапазоном могут быть построены по схеме усилителя-ограничителя (УО) или усилителя с логарифмической амплитудной характеристикой (ЛАХ). У последних между входным и выходным сигналом существует вполне определенная функциональная зависимость вида :

УО такой зависимостью не характеризуются.

Логарифмические усилители могут быть выполнены по параллельной и последовательной и схеме. В первой используется параллельное включение каскадов усилителя с различным коэффициентом усиления. Для защиты от перегрузок и повышения стабильности на выходе каждого каскада ставится двусторонний усилитель-ограничитель, и с выхода каждого канала сигналы суммируются. Однако увеличение массогабаритных показателей, связанное с необходимостью использования значительного числа каналов, обусловило большее распространение усилителей с ЛАХ, построенных по методу последовательного усиления и суммирования, рисунок представлен в приложении - рисунок 23.

Такой усилитель (рис. 24) представляет собой последовательное соединение нескольких каскадов, каждый из которых, в общем случае, содержит линейный усилитель и двусторонний ограничитель. Выходы всех каскадов объединены сумматором через буферные каскады (БК), способствующие увеличению развязки между каскадами и повышению устойчивости усилителя. Для получения амплитудной характеристики, достаточно хорошо приближающейся к логарифмической, все каскады должны быть идентичны. В зависимости от особенностей реализации и назначения логарифмического усилителя, в обобщенную схему могут вноситься изменения. Так, возможно совмещение функций линейного усиления и двустороннего ограничения, например в ИМС; сумматор может быть выполнен в виде резистора, усилительного каскада или линии задержки; буферные каскады могут использоваться также и для коррекции частотной и фазовой характеристик усилителя.

Амплитудная характеристика логарифмических усилителей описывается системой уравнений:

где - коэффициент усиления в линейном режиме; - пороговый уровень входного сигнала, начиная с которого амплитудная характеристика становится логарифмической; - коэффициент, определяющий наклон ЛАХ.

Основные показатели логарифмического усилителя могут быть определены из соотношений [29]:

где - коэффициент усиления одного каскада на ИМС;

- логарифмический динамический диапазон усилителя, определяемый протяженностью логарифмического участка амплитудной характеристики и равный динамическому диапазону изменения уровня входных сигналов;

- максимальный уровень входного напряжения, соответствующий концу логарифмического участка амплитудной характеристики;

- напряжение на входе ИМС, при котором начинается амплитудное ограничение;

- число каскадов усилителя;

- коэфициент усиления всего усилителя в линейном режиме;

- ошибка, связанная с отклонением АХ от логарифмической.

Данные к расчету:

частота сигнала ПЧ: ;

избирательность по соседнему каналу: ;

коэффициент усиления УПЧ: ;

искажения переднего фронта импульса: ;

динамический диапазон входных сигналов ;

динамический диапазон выходных сигналов ;

порог логарифмирования АХ: .

Принципиальная схема УПЧ [29] приведена в приложении - рисунок 24.

Принципиальная схема передающей части модуля

Смеситель

В связи с разработкой двухзатворных полевых полевых транзисторов СВЧ сейчас разрабатываются смесители на них, отличающиеся малыми габаритами, так как напряжение сигнала и гетеродина поддаются на разные затворы транзистора и, следовательно, для развязки цепей сигнала и гетеродина не требуется громоздких мостов или направленных ответвите лей. Коэффициент шума таких смесителей практически не хуже, чем у диодных, а коэффициент усиления по мощности около 5-10 дБ. Кроме того, они могут быть изготовлены в виде монолитных интегральных схем СВЧ.

Схема транзисторного смесителя на двухзатворном полевом транзисторе СВЧ приведен на рисунке 25. Напряжение сигнала и гетеродина поддаются на соответствующие затворы полевого транзистора через отрезки микрополосковых линий передачи. Индуктивность компенсирует емкость промежутка затвор-исток на частоте входного сигнала, а отрезок микрополосковой линии длинной согласует активную часть входного сопротивления транзистора с сопротивлением источника сигнала.

Для развязки цепей сигнала и смещения включен разомкнутый на конце отрезок линии длинной и отрезок линии длинной . Отрезок линии длинной обеспечивает короткое замыкание стока для колебаний гетеродин во избежание перегрузки УПЧ напряжением гетеродина. В настоящее время такие смесители широко используются в сантиметровом диапазоне длин волн.

Предварительный усилитель

Схема приведена в приложении - рисунок 25.

Преимущество имеют УРЧ на полевых транзисторах (ПТ). А определяется оно достоинствами ПТ. По сравнению с биполярными транзисторами они обладают:

более высоким входным и выходным сопротивлением, что дает возможность полного подключения их к соответствующим контурам.

более коэффициентом усиления напряжения, тока и мощности;

малой проходной емкостью (малой паразитной ОС), чем обеспечивается более устойчивая работа;

меньшим уровнем собственных шумов;

большей линейностью входной характеристики.В данной схеме:

конденсаторы С1,С4,С7 - разделительные;

резистор R1 - резистор утечки в цепи затвора;

цепь R2, СЗ - цепь автоматического смещения транзистора;

-выходной колебательный контур - катушка индуктивности исуммарная емкость конденсатора С6 и варикап .

Перестройка контура производится изменением емкости варикапа VD путем подачи регулируемого напряжения R4, R6, питающегося от источника стабилизированного напряжения .

Усилитель мощности (УМ)

Усилитель приведен в приложении рисунок 26.

В данном усилителе для запитки палевого транзистора с барьером Шотки (ПТШ) применяется схема с заземленным истоком. Для защиты транзистора от перенапряжения при переходных процессах в фильтры источников питания вводится R1СЗ и С2 цепь с различными постоянными времени. Это обеспечивает вначале подачу напряжения на сток, а затем на исток и затвор.

В схемах широкополосных УМ учитывается спад усиления транзистора на * верхних частотах. Это учет может заключаться в том, что точное согласование линии со входом транзистора осуществляется только на верхней частоте. Уменьшение рассогласования по мере уменьшения частоты ведет к выравниванию общего коэффициента передачи. Но увеличение рассогласования может вызвать самовозбуждение. Свободен от этого недостатка УМ с диссипативным фильтром -цепь . Диссипативных цепях выравнивание усиления происходит за счет увеличения активных потерь на нижних частотах. Для УМ с полосой пропускания в 1..2 октавы диссипативная цепь состоит из резистора и шунтирующего шлейфа, в нашем случае только из шунтирующего шлейфа.

С этим учетом была построена эта схема. Каскад УМ выполняется на сапфировой подложке. На которой располагаются пассивные элементы и микрополосковые линии. Транзисторы монтируются на плату при помощи пайки и сварки. Площадь тонкопленочных конденсаторов при емкости 30 пФ. Микрополосковые согласующие цепи выполняются в виде меандра с шириной линии 0,1 мм и зазором 0,2 мм. Схема транзисторного МШУ заключаются в герметичный металлокерамический корпус.

Расчет корректирующих цепей широкополосных усилительных каскадов на полевом транзисторе.

Наша цель - получение законченных аналитических выражений для расчета коэффициента усиления, полосы пропускания и значений элементов корректирующих цепей наиболее известных и эффективных схемных решений построения усилительных каскадов на полевых транзисторах (ПТ). Основные результаты работы - вывод и представление в удобном для проектирования виде расчетных соотношений для усилительных каскадов с простой индуктивной и истоковой коррекциями, с четырехполосными диссипативными межкаскадными корректирующими цепями второго и четвертого порядков, для входной и выходной корректирующих цепей. Для усилительного каскада с межкаскадной корректирующей цепью четвертого порядка приведена методика расчета, позволяющая реализовать заданный наклон его амплитудно-частотной характеристики с заданной точностью. Для всех схемных решений построения усилительных каскадов на ПТ приведены примеры расчета.

Расчет элементов высокочастотной коррекции является неотъемлемой частью процесса проектирования усилительных устройств. В известной литературе материал, посвященный этой проблеме, не всегда представлен в удобном для проектирования виде. В этой связи в статье собраны наиболее известные и эффективные схемные решения построения широкополосных усилительных устройств на ПТ, а соотношения для расчета коэффициента усиления, полосы пропускания и значений элементов корректирующих цепей даны без выводов. Ссылки на литературу позволяют найти, при необходимости, доказательства справедливости приведенных соотношений.

Особо следует отметить, что в справочной литературе по отечественным ПТ [30,31] не приводятся значения элементов эквивалентной схемы замещения ПТ. Поэтому при расчетах следует пользоваться параметрами зарубежных аналогов [31,32] либо осуществлять проектирование на зарубежной элементной базе [32].

Исходные данные

В соответствии с [33, 34, 35], предлагаемые ниже соотношения для расчета усилительных каскадов на ПТ основаны на использовании эквивалентной схемы замещения транзистора, приведенной на рисунке 12,а, и полученной на её основе однонаправленной модели, приведенной на рисунке 13.6.

Рисунок 12 Исходные данные

Здесь СЗИ - емкость затвор-исход, СЗС - емкость затвор-сток, ССИ - емкость сток-исток, RВЫХ - сопротивление сток-исток, S - крутизна ПТ, СВХ=СЗИ+Сзс(1+СRЭ), RЭ=RВЫХRН (Квых+Кн), RН - сопротивление нагрузки каскада на ПТ, СВЫХ=ССИ+СЗС

Расчет некорректируемого каскада с общим истоком

Оконечный каскад

Принципиальная схема некорректированного усилительного каскада приведена на рисунке 13,а, эквивалентная схема по переменному току - на рисунке 13,б.

Рисунок 13.

В соответствии с [35], коэффициент усиления каскада в области верхних частот можно описать выражением:

где

- текущая круговая частота.

При заданном уровне частотных искажений



верхняя частота полосы пропускания каскада равна:

,

где

Входное сопротивление каскада на ПТ, без учета цепей смещения, определяется входной емкостью:

Промежуточный каскад

Принципиальная схема каскада приведена на рисунке 9,а, эквивалентная схема по переменному току - на рисунке 14,б.

Рисунок 14.

Коэффициент усиления каскада в области верхних частот описывается выражением (3.1), в котором значения и рассчитываются по формулам:

где - входная емкость нагружающего каскада.

Значения и каскада рассчитываются по соотношениям приведенным выше.

Расчет искажений, вносимых входной цепью

Принципиальная схема входной цепи каскада приведена на рисунке 15,а, эквивалентная схема по переменному току - на рисунке 15,б.

Рисунок 15.

Коэффициент передачи входной цепи в области верхних частот описывается выражением [35]:

где

;

- входная емкость каскада на ПТ.

Значение входной цепи рассчитывается по формуле, приведенной выше.

Расчет каскада с высокочастотной индуктивной коррекцией

Принципиальная схема каскада с высокочастотной индуктивной коррекцией приведена на рисунке 16,а, эквивалентная схема по переменному току - на рисунке 16,б.

Рисунок 16.

Коэффициент усиления каскада в области верхних частот можно описать выражением [35]:

где ;



Значение соответствующее оптимальной по Брауде амплитудно-частотной характеристике (АЧХ) [35], рассчитывается по формуле:

.

При заданном значении ув верхняя частота полосы пропускания каскада равна:

.

Входная емкость каскада определяется соотношением, приведенным выше. При работе каскада в качестве предоконечного все перечисленные выше соотношения справедливы. Однако , и принимаются равными:



где - входная емкость оконечного каскада.

Расчет каскада с истоковои коррекцией

Принципиальная схема каскада с истоковой коррекцией приведена на рисунке 12,а, эквивалентная схема по переменному току - на рисунке 17,6.

Рисунок 17

Коэффициент усиления каскада в области верхних частот можно описать выражением [35]:

где ;



Значение , соответствующее оптимальной по Брауде АЧХ, рассчитываетсяпо формуле:

.

При заданном значении верхняя частота полосы пропускания каскада равна:

Входная емкость каскада определяется соотношением:

При работе каскада в качестве предоконечного все перечисленные выше соотношения справедливы. Однако Кэ и Со принимаются равными:



- входная емкость оконечного каскада.

Расчет входной корректирующей цепи

Из приведенных выше примеров расчета видно, что наибольшие искажения АЧХ обусловлены входной цепью. Для расширения полосы пропускания входных цепей усилителей на ПТ предложено использовать схему, приведенную на рисунке 18.

Рисунок 18

Коэффициент передачи входной цепи в области верхних частот можно описать выражением:

где



- входная емкость каскада на ПТ.

Значение , соответствующее оптимальной по Брауде АЧХ, рассчитывается по формуле:

При заданном значении и расчете верхняя частота полосы пропускания входной цепи равна:

Pасчет выходной корректирующей цепи.

В рассматриваемых выше усилительных каскадах расширение полосы пропускания связано с потерей части выходной мощности в резисторах корректирующих цепей (КЦ) либо цепей обратной связи. От выходных каскадов усилителей требуется, как правило, получение максимально возможной выходной мощности в заданной полосе частот. Из теории усилителей известно [37], что для выполнения указанного требования необходимо реализовать ощущаемое сопротивление нагрузки для внутреннего генератора транзистора равным постоянной величине во всем рабочем диапазоне частот. Этого можно достигнуть, включив выходную емкость транзистора в фильтр нижних частот, используемый в качестве выходной КЦ. Схема включения выходной КЦ приведена на рисунке 19.

Рисунок 19

При работе выходного каскада без выходной КЦ модуль коэффициента отражения ощущаемого сопротивления нагрузки внутреннего генератора транзистора равен [37]:

.

Уменьшение выходной мощности относительно максимального значения, обусловленное наличием составляет величину:

,

где максимальное значение выходной мощности на частоте при условии равенства нулю , - максимальное значение выходной мощности на частоте при наличии

Использование фильтра нижних частот в качестве выходной КЦ при одновременном расчете элементов , по методике Фано [37] позволяет обеспечить минимально возможное, соответствующее заданным и , значение максимальной величины модуля коэффициента отражения в полосе частот от нуля до .

В таблице 1 приведены нормированные значения элементов , , рассчитанные по методике Фано, а также коэффициент , определяющий величинуощущаемого сопротивления нагрузки , относительно которого вычисляется [37].

Таблица 1

B1(c1н)	B2(l1н)	B3(cвых н)	¦sос¦макс
0,1	0,18	0,099	0,000	1,000
0,2	0,382	0,195	0,002	1,001
0,3	0,547	0,285	0,006	1,002
0,4	0,682	0,367	0,013	1,010
0,5	0,788	0,443	0,024	1,020
0,6	0,865	0,513	0,037	1,036
0,7	0,917	0,579	0,053	1,059
0,8	0,949	0,642	0,071	1,086
0,9	0,963	0,704	0,091	1,117
1,0	0,966	0,753	0,111	1,153
1,1	0,958	0,823	0,131	1,193
1,2	0,944	0,881	0,153	1,238
1,3	0,927	0,940	0,174	1,284
1,4	0,904	0,998	0,195	1,332
1,5	0,882	1,056	0,215	1,383
1,6	0,858	1,115	0,235	1,437
1,7	0,833	1,173	0,255	1,490
1,8	0,808	1,233	0,273	1,548
1,9	0,783	1,292	0,292	1,605
2,0	0,760	1,352	0,309	1,664

Истинные значения элементов рассчитываются по формулам:

Оконечный каскад при использовании выходной КЦ частотные искажения вносимые выходной цепью, определяются соотношением:

Коэффициент усиления каскада с выходной КЦ определяется выражением приведенным ранее.

Расчет диссипативной межкаскадной корректирующей цепи второго порядка.

Принципиальная схема усилителя с межкаскадной КЦ второго порядка приведена на рисунке 15,а, эквивалентная схема по переменному току - на рисунке 20,6. [38].



Рисунок 20

Коэффициент усиления каскада на транзисторе Т1 в области верхних частот можно описать выражением :

где ;

- сопротивление сток-исток транзистора ;

- нормированные относительно и значения элементов ;



- нормированная частота;

- текущая круговая частота;

- высшая круговая частота полосы пропускания разрабатываемого усилителя;

- входная емкость транзистора Т2;

- выходная емкость транзистора Т1.

В таблице 2 приведены нормированные значения элементов , вычисленные для ряда нормированных значений , при двух значениях допустимой неравномерности АЧХ .

Таблица 2 получена с помощью методики проектирования согласующе-выравнивающих цепей транзисторных усилителей, предполагающей составление и решение системы компонентных уравнений [41], и методики синтеза прототипа передаточной характеристики, обеспечивающего максимальный коэффициент усиления каскада при заданной допустимой неравномерности АЧХ в заданной полосе частот.

Таблица 2

0,01	1,597	88,206	0,01	1,597	88,206	0,01
0,05	1,597	18,08	0,05	1,597	18,08	0,05
0,1	1,597	9,315	0,1	1,597	9,315	0,1
0,15	1,597	6,393	0,15	1,597	6,393	0,15
0,2	1,596	4,932	0,2	1,596	4,932	0,2
0,3	1,596	3,471	0,3	1,596	3,471	0,3
0,4	1,595	2,741	0,4	1,595	2,741	0,4
0,6	1,594	2,011	0,6	1,594	2,011	0,6
0,8	1,521	1,647	0,8	1,521	1,647	0,8
1	1,588	1,429	1	1,588	1,429	1
1,2	1,58	1,285	1,2	1,58	1,285	1,2
1,5	1,467	1,178	1,5	1,467	1,178	1,5
1,7	1,738	1,017	1,7	1,738	1,017	1,7
2	1,627	0,977	2	1,627	0,977	2
2,5	1,613	0,894	2,5	1,613	0,894	2,5
3	1,61	0,837	3	1,61	0,837	3
3,5	1,608	0,796	3,5	1,608	0,796	3,5
4,5	1,606	0,741	4,5	1,606	0,741	4,5
6	1,605	0,692	6	1,605	0,692	6
8	1,604	0,656	8	1,604	0,656	8
10	1,604	0,634	10	1,604	0,634	10

При известных значениях расчет межкаскадной КЦ состоит из следующих этапов. Вычисление . Нормирование значения по формуле: . Нахождение по таблице 8.1 ближайшего к вычисленному табличного значения . Определение по таблице 8.1 соответствующих значений и их денормирование по формулам:

.

Вычисление значения .

При использовании рассматриваемой КЦ в качестве входной принимается равной нулю, принимается равным , а коэффициент передачи входной цепи на средних частотах рассчитывается по формуле, описанной ранее.

В случае необходимости построения нормированной частотной характеристики проектируемого усилительного каскада значения следует подставить в выражение и найти модуль . Реальная частотная характеристика может быть найдена после денормирования коэффициентов по формулам:

Расчет диссипативнои межкаскадной корректирующей цепи четвертого порядка.

Принципиальная схема усилителя с межкаскадной корректирующей цепью четвертого порядка приведена на рисунке 21,а, эквивалентная схема по переменному току - на рисунке 21,б



Рисунок 21

Несмотря на то, что КЦ содержит пять корректирующих элементов, конструктивно ее выполнение может оказаться проще выполнения КЦ второго порядка.

Коэффициент усиления каскада на транзисторе Т1 в области верхних частот можно описать выражением [42]:

где

 - сопротивление сток-исток ^транзистора Т1; - входная емкость транзистора Т2; - нормированные относительно и Квых1 значения элементов L1, R2, C3, C4, C5 соответствующие преобразованной схеме КЦ, в которой значение Свых1 равно нулю, а значение Свх2 равно бесконечности; Свых - выходная емкость транзистора T1; - нормированная частота; - текущая круговая частота; - высшая круговая частота полосы пропускания разрабатываемого усилителя.

В таблице 3 приведены нормированные значения элементов L1, R2, C3, C4, C5, вычисленные для случая реализации усилительного каскада с различным наклоном АЧХ, лежащим в пределах ±6 дБ, при допустимом значении , равном ±0,25 дБ и ±0,5 дБ, и при условии равенства нулю значения Свых1 и бесконечности - значения Свх2.

Таблица 3

Наклон АЧХ, дб
-6	2,40	1,58	2,40	1,58
-5	2,47	1,63	2,47	1,63
-4	2,49	1,65	2,49	1,65
-3	2,48	1,64	2,48	1,64
-2	2,42	1,59	2,42	1,59
-1	2,29	1,51	2,29	1,51
0	2,09	1,38	2,09	1,38
+1	1,84	1,21	1,84	1,21
+2	1,60	1,05	1,60	1,05
+3	1,33	0,876	1,33	0,876
+4	2,69	1,35	2,69	1,35
+5	2,23	1,11	2,23	1,11
+6	1,76	0,879	1,76	0,879

Таблица 3 получена с помощью методики проектирования согласующевыравнивающих цепей транзисторных усилителей, предполагающей составление и решение систем компонентных уравнений [13], и методики синтеза прототипа передаточной характеристики, обеспечивающего максимальный коэффициент силения каскада при заданной допустимой неравномерности АЧХ в заданной полосе частот [42].

Для расчета нормированных значений элементов L1, R2, C3, C4, C5, обеспечивающих заданную форму АЧХ с учетом реальных нормированных значений Свых1 и Свх2, следует воспользоваться формулами пересчета [14]:

где Свых 1н и Свх 2н - нормированные относительно Rвых и значения Свых1 и Свх2. При известных значениях Rвых, , Свых1, Свх2 расчет межкаскадной КЦ состоит из следующих этапов. Вычисление нормированных значений Свых1 и Свх2 по формуле: Сн=СRвых1в. Определение табличных значений элементов заданному наклону и требуемой неравномерности АЧХ. Расчет L1, R2, C3, C4, L5, по формулам пересчета и их денормирование.

При использовании рассматриваемой КЦ в качестве входной Свых принимается равной нулю, Квых1 принимается равным RГ, а коэффициент передачи входной цепи на средних частотах рассчитывается по формуле:

В случае необходимости построения нормированной частотной характеристики проектируемого усилительного каскада значения следует подставить в KU и найти модуль KU. Реальная частотная характеристика может быть рассчитана после денормирования коэффициентов по формулам:

3. ВОЕННО-ЭКСПЛУАТАЦИОННЫЕ ВОПРОСЫ

3.1 Особенности эксплуатации антенной системы

Техническая эксплуатация нашего комплекса осуществляется в соответствии с уже разработанной документацией для подобного комплекса, установленного на самолете А-50. В соответствии с ней эксплуатация систем комплекса осуществляется в соответствии с ФАП ИАО, то есть проводится предварительная и предполетная подготовки, подготовка к повторному вылету, послеполетная подготовка.

В силу того, что разрабатываемый комплекс является весьма сложным проведение оперативных видов подготовок, поиска и устранение неисправностей, выполнение регламентных работ осуществляется большим количеством высококвалифицированных специалистов. Так предварительную подготовку проводят десять инженеров и четыре механика по РЭО. Всего же в предварительной подготовке участвуют, включая обслуживающий персонал наземного обслуживания и контролирующих лиц 71 человек.

Время, затрачиваемое на предварительную подготовку комплекса, составляет примерно 5,5 часов, предполетную подготовку 5 часов. Трудозатраты на предварительную подготовку составляют более 360 человеко-часов, на 200 часовые регламентные работы - более 10000 человеко-часов. Регламентные работы на самолете должны проводиться через 200, 600 и 1200 часов, причем без съема аппаратуры с борта самолета.

Для проведения регламентных работ на АКРЛДН применяется около 250 единиц КИА общего и специального назначения. Масса всех средств контроля составляет более 5,5 тонн.

В полете для настройки РЛС применяется нештатная контрольно-проверочная аппаратура, в работе по подготовке радиолокационной станции и настройке участвуют два оператора.

3.2 Противодействие иностранной технической разведке

Для защиты от иностранной технической разведки (ИТР) предусматривается проведение мероприятий и применение мер по обеспечению радиомаскировки в воздухе и на земле. В авиационных частях имеются специальные документы и инструкции в соответствии с которыми проводятся данные мероприятия. Одним из них является следующий:

- «Вопросы обеспечения противодействия ИТР при инженерном авиационном обеспечении», введено указом ГИ ВВС № 879 от 1983 года.

Меры по радиотехнической маскировке радиоэлектронных средств ведутся с целью исключения или существенного затруднения ведения разведки радиотехнических параметров, к которым относятся рабочий диапазон частот, длительность импульса и период повторения импульсов, мощность излучения передатчика. Инструкции по радиотехнической маскировке включают как общие требования, так и специальные, определяемые типом радиоэлектронного средства. Общими требованиями определены 3 основных режима работы для радиоэлектронных средств:

1. При его вводе запрещается работа радиоэлектронных средств всех назначений с излучением в открытое пространство и работы радиоэлектронных средств на эквивалент антенн и пеленгационные устройства, если облучение может быть обнаружено за пределами охраняемой территории;

2. На земле запрещается работа всех радиоэлектронных средств на эквиваленты антенн при получении извещения о появлении лиц одозреваемых введении радиотехнической разведки, если излучения прослушиваются за пределами охраняемой территории;

3. Данный режим является повседневно эффективным для всех радио электронных средств в мирное время. Все радиоэлектронные средства при этом режиме разрешается использовать в соответствии с ограничениями обозначенными в инструкции;

При организации радиотехнической маскировки параметров рекомендуется:

- определение разрешенных литеров частот работы на излучение ;

- проверка работоспособности РСЛ с использованием режимов пониженной мощномти и работы на эквивалент;

- обеспечение временной скрытности;

Этот комплекс мероприятий проводится на земле. При выполнении боевого полета осуществляется:

- беспечение скрытности путем секторного обзора воздушного противника;

- постановка помех радиоэлектронным средствам противника.

При четком выполнении всех мероприятий организационного и технического характера можно обеспечить эффективное противодействие иностранным техническим разведкам.

Вопросы обеспечения электромагнитной совместимости (ЭМС) разработанной антенны РЛС, модуля приема-передачи с другими элементами комплекса РЭО самолета ДРЛО решается путем разноса спектра излучения РЛС с другими изделиями комплекса РЭО по частоте, разноса по времени работы, а также правильным расположением антенны.

Временной разнос работы РЛС с другими излучениями АКРЛДН обеспечивается аппаратурой блокирования (АБ).

3.3 Расчет надежности

Интенсивность отказов каждого из элементов схемы электрической принципиальной функционального узла, может быть представлена в виде [11].

где: - значение интенсивности отказов i-го элемента без учета условий его эксплуатации; - поправочный коэффициент, учитывающий влияние температуры. Для элементов работающих в диапазоне температур от - 600 до + 1250 он составляет 1,5; - поправочный коэффициент, учитывающий влияние электрической нагрузки. Значение этого коэффициента для резисторов, микросхем, транзисторов и диодов принимается равным 1,5. для конденсаторов - 3; -поправочныйкоэффициент, учитывающий влияние механических воздействий. Для элементов бортового РЭО он равен четырем.

Значения для элементов различных типов приведены в справочных данных.

Для конденсаторов = 0,0000001, для транзисторов минус 0,0000008, для сопротивлений минус 0,00000002, для дросселей минус 0,0000002.

Рассчитаем интенсивность отказов для каждой группы элементов: Для одного конденсатора:

Для всей группы элементов:

Для транзисторов: =0,0000432, для резисторов: =0,000000036; для дросселей:

= 0,0000324.

В результате суммирования получаем:

=0,000090036.

Вероятность безотказной работы рассчитывается по формуле:

R=ехр(-Т),

где Т - время работы комплекса, полученное из требований к АКРЛДН, отражающее время выполнения комплексом своих задач, равное 12 часов. В итоге получаем R = 0,99.

Среднее время безотказной работы составляет часов.

3.4 Метрологическое обеспечение

Для оценки технического состояния разрабатываемого модуля, необходимо как уже указывалось ранее использовать контрольно-измерительную и контрольно-проверочную аппаратуру. Используемая аппаратура определяется параметрами сигналов, регистрация которых позволит определить правильность функционирования устройства. Наиболее важными для данного устройства параметрами являются частота излучаемого сигнала, напряжение источника питания и мощность излучения. В соответствии с этим нам необходимо исполь зовать следующие приборы для измерения этих параметров:

- вольтметр;

- измеритель мощности;

- частотомер.

Проведенный анализ приборов позволил выделить следующие, наиболее близко соответствующие пределам и точности измерения параметров устройства. Для измерения мощности излучения целесообразно применять приборы МЗ-ЗА и МЗ-13; для измерения частоты - Ч3-45 и Ч3-46; напряжения - В4-13 и В7-16. Сравнительные характеристики этих приборов приведены в таблицах 1-3.

Таблица 1. Сравнительные характеристики вольтметров

Характеристики	В7-16	В4-13
Вид измеряемого Напряжения	Постоянное и переменное	Постоянное, переменное, импульсное
Диапазон измеряемых напряжений	0,1 мв-1000 В	0,1 В -150В
Погрешность измерения, %	0,2	0,1-0,15

Из анализа характеристик видно, что вольтметр В4 - 13 может быть использован для измерения всех видов напряжения, используемых для питания модуля АФАР. Помимо этого этот же вольтметр имеет минимальную погрешность в измерении, что позволяет наиболее точно измерить питающие напряжения и добиться таким образом требуемого амплитудно-фазового распределения всей антенной системы.

Таблица 2. Сравнительные характеристики измерителей мощности

Характеристики	М3-3А	М3-13
Пределы измерений мощности	0,5-500квт	6-2000 Вт
Погрешность измерения, %	15-20	4

Таблица 3. Сравнительные характеристики частотомеров

Характеристики	43-45	43-46
Диапазон измерения частоты	100-2000Мгц	100-1000 Мгц
Время счета	10-2 - 10-4	10-2
Массогабаритные показатели, кг, мм.	12,380 х 367 х 185	22,488x133x185

Исходя из данных таблиц, видно, что лучшими из приведенных в них приборов являются вольтметр В4-13, измеритель мощности М3-13 и частотомер Ч3-45. Следовательно, для обеспечения метрологических мероприятий целесообразно использовать именно их.

4. ОЦЕНКА ПОКАЗАТЕЛЕЙ ЭФФЕКТИВНОСТИ И ЭКОНОМИЧЕСКОЕ ОБОСНОВАНИЕ

4.1 Оценка показателей эффективности

Для оценки эффективности разработанного модуля необходимо обратить внимание на характеристики РЛС, зависящие от данного устройства, а затем произвести сравнение с существующими аналогами. Выберем два критерия эффективности:

Дальность обнаружения

Время выставления луча в заданную точку

Эффективность дальности обнаружения определяется следующим образом. Необходимо сравнить полученную дальность обнаружения с теми, которые отражены в тактико-технических требованиях для других комплексов. Отметим, данное сравнение будет проводиться для целей с разными ЭПР и отраженно на графике, приведенном на плакате. Из анализа графика видно, что разрабатываемое устройство имеет лучшие показатели по дальности обнаружения, чем ранее созданные аналоги. Сравнительные характеристики по дальности обнаружения для рассматриваемых комплексов приведены в таблице:

Таблица 4. Сравнительные характеристики комплексов по дальности обнаружения

Эпр	Дальность обнаружения для комплекса авакс, км	Дальность обнаружеия для коплекса шмель, км	Дальность обнаружения для разрабатываемого комплекса, Км
0,01 м2	78	46,8	130
3 м2	300	180	570
50 м2	650	390	1100

Рассматривая скорость выставления луча в заданную точку можем отметить следующее. Антенны аналогов разрабатываемой системы совершают круговое вращение в горизонтальной плоскости со скоростью 6 оборотов в минуту. В АФАР в идеальном случае существует возможность мгновенного выставления луча в заданную точку пространства. В нашем случае из-за инерционности элементной базы время выставления ограничивается величиной 10 мкс. Для существующих систем это время составляет около 4 секунд. Гистограммы, приведенные на плакате, отражают, преимущество разрабатываемой системы.

4.2 Оценка экономических показателей разработанной АФАР

Определение экономического выигрыша получаемого от использования рассматриваемого способа будем проводить в несколько этапов. На первом этапе определим приблизительную стоимость линейной крупноапертурной АФАР с традиционным способом фазирования. На втором этапе последовательно произведем оценку стоимости новой АФАР с коаксиальной и волоконно-оптической системой разводки первичных колебаний. Кроме того при оценке стоимости будем рассматривать только передающую часть АФАР, так как в режиме приема используются практически те же элементы антенного модуля, что и на передачу. При этом передающая часть будет значительно дороже из-за использования устройств охлаждения и более мощной элементной базы.

Математическое выражение для стоимостной модели линейной крупноапертурной АФАР с традиционным способом фазированания, имеет вид:



где N- излучателей в антенном полотне; - стоимость одного излучателя; - стоимость одного излучателя; - стоимость одного делителя мощности, используемого в распределительной системе АФАР; - стоимость одного погонного метра коаксиальной линии передач; L - длина АР; - стоимость одноваттного модуля АФАР; П - потенциал; - КНД одного излучателя; - КПД фазовращателей; - КПД распределительной системы; х1, х2 - параметры, зависящие от мощности и количества изготавливаемых экземпляров.

Тогда математическая модель линейной крупноапертурной АФАР с но вым способом фазирования и коаксиальной системой разводки первичных коле баний будет определятся выражением:

где К - число формиуемых АФАР лучей.

А математическая модель той же АФАР но с волноводно-оптической системой разводки первичных колебаний имеет вид:



где С1Вт - стоимость одного погонного метра волоконно-оптической линии связи; С1но- стоимость одного оптического направленного ответвителя; С1лд- стоимость одного лазерного диода, С1фп - стоимость одного фотоприемника.

Количественную оценку стоимостных характеристик будем производить для рассматриваемых антенн в условных единицах. Расчет стоимости будем производить для случая, когда С1Вт = 1 ; С1изл = 0,1; С1фв = 0,5; С1дел=0,01; С1дел=0,001; С1но=0,1; С1лд=0,1; С1фп=0,05; С1кл=0,01; D01 = 3; =0,5; х1=0,63; х2=0,5.

Стоимость АФАР с предлагаемым способом фазирования в 5 раз ниже стоимости АФАР с традиционным способом фазирования, а АФАР с системой разводки, выполненной на волоконно-оптических линиях передачи, в 1,5 дороже АФАР с системой разводки на коаксиальных линях передач. Таким образом, рассматриваемый способ фазирования является экономичным и его целесообразно применять для управления в крупноапертурных линейных АФАР.

ЗАКЛЮЧЕНИЕ

В результате выполнения дипломного проекта были получены следующие результаты:

Разработана цифровая система управления положением луча диаграммы направленности активной фазированной антенной решетки, что являлось основным заданием данного диплома.

В связи с внедрением приемо-передающего модуля в АКРЛДН был изменен состав и функционирование радиолокационной станции комплекса. Это дало положительный результат, так как конструкция упростилась, следовательно и уменьшились массогабаритные характеристики.