Расчет системы передачи электрической связи

Информационно-коммуникационные сети как техническая основа информационных технологий. Использование высокоскоростной микропроцессорной техники. Структурная схема системы передачи. Дискретизатор и модулятор. Определение скорости передачи кодовых символов.

Рубрика Коммуникации, связь, цифровые приборы и радиоэлектроника
Вид курсовая работа
Язык русский
Дата добавления 19.08.2014
Размер файла 321,3 K

Отправить свою хорошую работу в базу знаний просто. Используйте форму, расположенную ниже

Студенты, аспиранты, молодые ученые, использующие базу знаний в своей учебе и работе, будут вам очень благодарны.

Размещено на http://www.allbest.ru/

13

Размещено на http://www.allbest.ru/

Курсовая работа

«РАСЧЕТ СИСТЕМЫ ПЕРЕДАЧИ ЭЛЕКТРИЧЕСКОЙ СВЯЗИ»

Введение

Информационно-коммуникационные сети являются технической основой современных информационных технологий, обеспечивающих информатизацию отрасли, региона, страны, всего мирового сообщества. Информатизация все больше и больше охватывает все отрасли народного хозяйства и обеспечивает, прежде всего, автоматизацию и управление как производством, так и другими службами. Для этой цели создаются базы и банки данных, которые с помощью средств связи обеспечивают доступ к любой информации любому пользователю. В современных условиях требуется интенсивное развитие как новых, так и традиционных систем связи, создание локальных и многотерминальных информационно-справочных сетей массового обслуживания.

Информация как совокупность знаний является главнейшим стратегическим ресурсом общества, его основным богатством, определяющим уровень развития общества, его цивилизованность.

Проблемы информатизации предъявляют весьма высокие требования, как к вычислительной технике, так и к технике связи. Для техники связи - это, прежде всего, требования: высоких скоростей (порядка Гигабит и более в секунду); малых коэффициентов ошибок (порядка 10-10...10-11); больших дальностей передачи (около 100 млн. км в системах космической связи); малых масс и энергопотребления оборудования.

На основе современной теории связи представляется возможным создать весьма совершенные системы связи, близкие по своим показателям к идеальной шенноновской системе. Однако, даже при использовании современных технологий, в том числе и высокоскоростной микропроцессорной техники, повышение эффективности существующих и вновь создаваемых систем связи с вышеназванными показателями, ставят перед ТЭС ряд новых нерешённых задач и проблем. Теорию электрической связи нельзя считать завершённой, она находится в постоянном движении и обновлении.

1. Структурная схема системы передачи и исходные данные

U(t) z(t) (t) (ti) (t)

Рис. 1. Структурная схема ЦСП сообщений

Таблица 1. Исходные данные

N0 вар

amin,B

amax,B

Fc, Гц

j

Вид модуляции

N0, В2/Гц

Способ приёма

21

0

+6.4

103

54

ЧМ

6.52*10-6

некогерентный

2. Источник сообщений

1. Запишем аналитическое выражение и построим график одномерной плотности вероятности W(a) мгновенных значений сообщения a(t), рис. 2

Из условия нормировки:

2. Найдем интегральную функцию распределения сообщения F(a) и построим её график.

информационный техника модулятор кодовый

3. Рассчитаем значение математического ожидания ma и дисперсии уа2 сообщения a(t):

3. Дискретизатор

1. Найдём максимально допустимый интервал дискретизации по времени ?t, пользуясь теоремой Котельникова:

?t ? 1 / 2*Fc, (?t)max = 1 / 2*Fc = 1 / (2*103) = 0.5*10-3 c = 0.5 мс

2. Определим число уровней квантования L и скорость передачи символов на выходе дискретизатора:

L = (amax - amin) / ?a = 6.4 / 0.1 = 64

V = 1 / ?t = 1/0.5*10-3 = 2*103 1/c

3. Среднюю мощность шума квантования рассчитаем пор формуле:

Рш.кв = (?а)2 / 12 = 0,01 / 12 = 8.3333*10-4 В2 = 833.3 (мВ)2

4. Отношение средних мощностей сигнала и шума квантования:

Ра / Рш кв = уа2 / уш кв = ((amax - amin)2*12) / (12* (?а)2) = L2 = 642 = 4096 =

= 10*Lg4096 = 36,12 дБ

5. Рассматривая дискретизатор как источник дискретных сообщений с алфавитом L = 64, определим его энтропию Н(А) и производительность Н'(A) при условии, что отсчеты, взятые через интервал ?t, статистически независимы:

Н(А) = log2 L = log2(2)k = k = 6 (бит/уровень)

H'(A) = H(A) / ?t = 2*Fc*H(A) = 2*103*6 = 12*103 Бит/с = 12 kБит/с

4. Кодер

1. Определим число разрядов примитивного кода, необходимое для кодирования всех L = 64 уровней квантованного сообщения.

k = H(A) = log2 64 = 6

2. Запишем комбинацию примитивного двоичного кода, соответствующего передаче уровня j = 54:

54 > 0 * 27 + 0 * 26 + 1 * 25 + 1 * 24 + 0 * 23 + 1 * 22 + 1 * 21 + 0 * 20

3. Разобьём полученную последовательность на две четырёхразрядные комбинации информационных символов с целью построения для каждой из них корректирующего кода Хэмминга (7,4)

4. Построим порождающую матрицу данного кода в соответствии с соотношениями:

информационные символы: c1 = b1 c2 = b2 c3 = b3 c4 = b4

проверочные символы: c5 = b1х b2 х b3 c6 = b1х b3 х b4 c7 = b2х b3 х b4

В качестве порождающей матрицы G линейного блокового кода n,K (где n = 7 - общее число символов в кодовой комбинации, К = 4 - количество информационных символов) может служить прямоугольная матрица размера К х n, строками которой являются любые К = 4 ненулевые разрешённые комбинации. Удобно взять комбинации, информационные символы которых образуют единичную матрицу, а проверочные символы гi,j определяются по формулам (4,4), приведенным выше:

Таким образом, порождающая матрица G кода Хэмминга (7,4) имеет вид:

5. Используя порождающую матрицу G, выразим все Np = 2k = 24 =16 разрешенных кодовых комбинаций через строки матрицы G. Любую разрешённую кодовую комбинацию получим путём суммирования по модулю 2 двух, трёх или четырёх строк порождающей матрицы G. Нулевая комбинация получается путём суммирования любой строки «сама с собой».

Суммируя поочерёдно 1-ю строку со 2-й, 3-й, 4-й и с «самой собой» получим 4 разрешённые кодовые комбинации:

1) 1 1 0 0 0 1 1; 2) 1 0 1 0 0 0 1; 3) 1 0 0 1 1 0 1; 4) 0 0 0 0 0 0 0

Суммируя вторую строку с 3-й и 4-й, получим:

5) 0 1 1 0 0 1 0; 6) 0 1 0 1 1 1 0

Суммируя 3-ю строку с 4-й :

7) 0 0 1 1 1 0 0

Суммируя 1-ю, 2-ю и 3-ю строки:

8) 1 1 1 0 1 0 0

Суммируя 1-ю, 2-ю и 4-ю строки:

9) 1 1 0 1 0 0 0

Суммируя 1-ю, 3-ю и 4-ю строки:

10) 1 0 1 1 0 1 0

Суммируя 2-ю, 3-ю и 4-ю строки:

11) 0 1 1 1 0 0 1

Суммируем все четыре строки:

12) 1 1 1 1 1 1 1

Кроме того, имеются четыре исходные строки матрицы, которые дают ещё четыре разрешённые кодовые комбинации: 13) 1 0 0 0 1 1 0; 14) 0 1 0 0 1 0 1; 15) 0 0 1 0 1 1 1;

16) 0 0 0 1 0 1 1

Таким образом, получены все 24 = 16 разрешённых комбинаций. Остальные Nз = 27-24 = 112 комбинаций кода Хэмминга (7,4) являются запрещенными.

6. Используя результаты п.п. (4.3-4.5) закодируем передаваемую информационную последовательность:

b1 b2 b3 b4 b5 b6 b7 b8

0 1 1 0 0 1 0 1 1 0 0 0 1 1

с1 с2 с3 c4 с5 с6 с7 c'1 c'2 c'3 c'4 с'5 с'6 с'7

В результате 8-ми разрядная последовательность информационных символов, соответствующая передаче уровня j = 54, записывается двумя комбинациями кода Хэмминга (7,4), содержащими 8 информационных и 6 проверочных, всего 14 символов:

7. Определим скорость передачи кодовых символов Vc:

Vc = nL*V/R,

Где R = 4/7 - относительная скорость кода Хэмминга

nL - число информационных символов

Vc = 8*2*103 /(4/7) = 28*103 1/с

5. Модулятор

1. Изобразим временные диаграммы первичного (модулирующего) сигнала b(t) и соответствующего ему частотно-модулированного (ЧМ) сигнала u(t). Кодовая комбинация b(t) корректирующего кода содержит 14 символов длительностью Т каждый.

Диаграммы b(t) и uчм(t) представлены:

2. Запишем аналитическое выражение ЧМ-сигнала, связывающее его с первичным сигналом b(t):

uчм(t) = Um*cos 2р [ f0 + Дf b(t) ] t,

где Um =1 B - амплитуда сигнала ЧМ,

Дf - девиация частоты;

f0 = 100Vc =100/T - несущая частота ЧМ - сигнала;

Т = (?t)max/14 = 1/(2*Fc*14) = 1/(2*103*14) = 35.714*10-6 с = 35.714 мкс

f0 = 100*(2*Fc*14) = 100*2*103*14 = 2.8*106 Гц = 2.8 МГц

При b(t) = 1 u1(t) = Um*cos 2*р [f0 + Дf ]*t = Um*cos 2*р *f1 *t

При b(t) = -1 u0(t) = Um*cos 2*р [f0 - Дf ]*t = Um*cos 2*р *f2 *t

Девиацию частоты Дf = (f1-f2)/2 выбираем из условия ортогональности ЧМ-сигналов u1(t) и u2(t). Это условие заключается в том, что скалярное произведение ЧМ-сигналов равно нулю, т.е. Т

(u1* u2) = ? u1(t) * u0(t) dt = 0

Ортогональность достигается, если девиация частоты Дf = в / Т (в=1,2,3…-целое число). Выберем в=1, Дf = 1 / Т, тогда разнос частот (f1-f2) = 2*Дf = 2/Т получается минимальным и ширина спектра ЧМ-сигнала наименьшая.

3. Запишем аналитическое выражение корреляционной функции первичного сигнала Вb(ф) и построим её график. Для случайного синхронного двоичного (телеграфного) сигнала в [1, стр.78] приведена формула:

Т = 35.714 мкс; Вb(ф) = 1 - 28*103 *¦ ф ¦, В2

4. Запишем аналитическое выражение спектральной плотности мощности (энергетического спектра) GB(f) первичного сигнала В(t). Расчёт GB(f) проведём с использованием теоремы Винера-Хинчина:

GB(f) = 2*? Вb(ф)*cos(2* р* f * ф) d ф = T* (sin2[р*f *T])/(р*f *T)2

Результаты расчётов по этой формуле сведём в таблицу 2 и построим график GB(f):

Таблица 2

f, кГц

0

1/4Т=

7

1/2Т=

14

3/4Т=

21

1/Т=

28

3/2Т=

42

2/Т=

56

5/2Т=

70

3/Т=

84

GB(f),

(мВ)2/Гц

35.7

28.95

14.47

3.22

0

1.61

0

0.58

0

Рис. 1

5. Определим ширину ?Fв энергетического спектра GB(f):

?Fв = 1/Т = 1 / 35.714*10-6 = 28*103 Гц = 28 кГц

Полученное значение ?Fв отложим на графике.

6. Запишем аналитическое выражение и построим диаграмму энергетического спектра Gu(f) частотно-модулированного сигнала:

Um2 Um2 Um2 * T sin2[р(f-f1)T]

Um2 * T sin2[р(f-f2)T]

Для построения графика Gчм(f-f0) использованы результаты таблицы 2. Значения Gчм(f-f0) снижены в 2 раза по сравнению с GB(f), энергетический спектр смещён вверх по частоте на несущую f0. Кроме того, появились две дискретные линии (дельта-функции) на частотах f1=(f0+?f) и f2=(f0-?f), вокруг которых размещаются непрерывные спектры боковых колебаний. Мощность перекрывающейся части спектра мала и ею можно пренебречь по сравнению с мощностью двух основных “лепестков” спектра.

Рис. 2

7. Ширина энергетического спектра ЧМ-сигнала определяется шириной двух главных “лепестков” около частот f1и f2 (рис.7)

?Fчм = 4 / Т = 4 / 35.714*10-6 = 112 кГц

6. Канал связи

1. Запишем аналитическое выражение, связывающее входной и выходной сигналы в канале:

z(t) = S(t) + n(t),

где S(t) - полезный сигнал на выходе канала;

n(t) - аддитивный гауссовский белый шум.

Если задан канал с постоянными параметрами, в котором возможен когерентный приём, то:

S(t) = г *u(t - ф)

Здесь г = (a+1)/10 +1 - коэффициент передачи канала, (а - последняя цифра номера зачётной книжки);

ф - время задержки при распространении сигнала по каналу связи. При этом форма исходного сигнала u(t) на выходе канала остаётся неизменной, сигнал S(t) только затухает в (1/г) раз и сдвигается по времени на интервал ф, пропорциональный длине канала связи. Поскольку форма сигнала S(t) на выходе канала известна точно, приём в таком канале - когерентный.

2 Найдем мощность шума на выходе канала:

Рш = N0 * ?Fфм = 6.52*10-6 * 112*103 = 0.7302 В2

3. Рассчитаем отношение мощностей сигнала и шума на выходе канала. Задана ЧМ, это система с активной паузой, поэтому средняя мощность передаваемого сигнала в расчёте на один элемент длительностью Т:

Рс пер = (РС 0С1) / 2 = (Um2 / 2 + Um2 / 2) / 2 = Um2 / 2 = 0.5 B2

Коэффициент передачи канала по мощности равен:

г 2 = ((a+1)/10 +1)2 = ((1 + 1) / 10+1)2 = 1.44

Мощность сигнала на выходе канала:

Рс вых = Рс пер * г 2 = 0.5 * 1.44 = 0.72 В2

Отсюда:

Рс вых / Рш = 0.72 / 0.7302 = 0.986 (-0.06 дБ)

В этом канале шум слишком велик и превышает сигнал по мощности. Связь по такому каналу невозможна. Уменьшим шум канала в 2 раз, приняв N0 = 3.26 *10-6 В2/Гц, тогда:

Рш = N0 * ?Fчм = 3.26*10-6 * 112*103 = 0.365 В2

Рс вых / Рш = 0.72 / 0.365 = 1.972 = 2.95 дБ

При таком отношении сигнал / шум связь по каналу возможна.

4. Определим пропускную способность непрерывного канала:

с = ?Fчм* log2(1 + Рс вых / Рш) = 112 * 103 * log2(1 + 1.972) = 1.76*105 бит/с

5. Рассчитаем эффективность использования пропускной способности непрерывного канала:

Кс = H'(A) / с = 12 *103 / 1.76*105 = 0.068

7. Демодулятор

В демодуляторе осуществляется оптимальная некогерентная обработка принимаемой с выхода канала связи смеси z(t) ЧМ-сигнала с белым гауссовским шумом.

1. Запишем общее решающее правило приёма сигналов m-позиционного кода при условии, что:

p(bi) = 1 / m = const; i = 1,2,3….m,

где p(bi) - априорная вероятность передачи символа bi.

Решающее правило, оптимальное по критерию идеального наблюдателя, обеспечивает минимум средней вероятности ошибки и записывается в виде:

где z - совокупность одного или нескольких отсчетов принятой реализации z(t), называемая “выборкой” сигнала;

P(bi / z) - апостериорная, т.е. найденная после ”опыта”, заключающегося в наблюдении выборки z вероятность передачи символа bi.Согласно этому правилу необходимо сравнивать между собой значения апостериорных вероятностей для разных символов bi (i = 1,2,3….m) и принять решение в пользу того из них, вероятность которого максимальна. При p(bi) = 1 / m = const, решающее правило сводится к правилу максимального правдоподобия:

где W(z / bi) - условная плотность вероятности выборки z при передаче символа bi, называемая функцией правдоподобия этого события.

2. Алгоритм некогерентного приёма двоичных сигналов с ЧМ в канале с белым гауссовским шумом записывается в виде :

где N0 - спектральная плотность белого шума в канале;

I0 (2V1 / N0) - функция Бесселя;

Ei - энергия сигнала Si(t).

Блок обработки сигнала

Рис. 3

4. Рассчитаем среднюю вероятность ошибки при некогерентном приёме ЧМ по формуле:

где h2 = ESi / N0 - отношение энергии элемента сигнала к спектральной плотности белого шума N0.

h2 = (Um2 * T * г 2) / (2*N0)= (1 * 35.714*10-6 * 1.44) / (2 * 3.26*10-6) = 7.887

5. При некогерентном приёме АМ:

Сравнивая эти формулы, видно, что переход от АМ к ЧМ позволяет при неизменной вероятности ошибки снизить энергию ЧМ-сигнала в 2 раза, что эквивалентно выигрышу в (10*lg2) = 3 дБ. Соответственно, переход от АМ к ОФМ позволит снизить энергию сигнала в 4 раза, т.е. получить выигрыш в 6 дБ. Таким образом, наиболее помехоустойчивой является система ОФМ, затем система с ортогональными сигналами - ЧМ, а наименее помехоустойчивой оказалась АМ - система с пассивной паузой.

8. Декодер

1. Построим проверочную матрицу кода кода Хэмминга (7,4):

2. Построим таблицу синдромов, соответствующую всем возможным вариантам одиночных ошибок. В качестве i-го синдрома (i = 1,2,3….7) возьмём i-й столбец проверочной матрицы Н:

Таблица 3

Номер элемента

1

2

3

4

5

6

7

Синдром ошибки

110

101

111

011

100

010

001

3. Вычислим синдром первой кодовой комбинаций, определённой в п.4.6

Если комбинация принята безошибочно, её синдром равен:

S(b) = b5 пр х b5 контр, b6 пр х b6контр, b7 пр х b7 контр = (0,0,0)

здесь b5 контр = b1 пр х b2 пр х b3 пр - результат проверки на приёме,

b5 пр - фактически принятый контрольный символ.

Если ошибок нет, b5 контр = b5 пр, поэтому b5 пр х b5 контр = 0. Тот же результат получится по 6-му и 7-му контрольным символам, поэтому синдром будет нулевым, S = (0,0,0)

4. Введём одиночную ошибку в кодовую комбинацию, инвертировав символ с номером i = |N1-7|=|1-7|= 6

5. Проделаем аналогичную процедуру, введя дополнительную ошибку в любой кодовый символ, например в 1-й. Получим код (1 1 1 0 0 0 0), найдем синдром ошибки S = (1 0 0), указывающий по таблице синдромов на то, что ошибка произошла в 5-м символе. После её исправления внесём фактически ещё одну, уже третью ошибку и получим кодовую комбинацию вида (1 1 1 0 1 0 0).

6. Определим вероятность необнаружения ошибки при использовании кода Хэмминга:

Pно =C37*p3,

где р - вероятность ошибки на выходе демодулятора.

Pно =35*(6.96*10-3)3 = 1.18*10-5

7. Определим вероятность ошибки декодирования в режиме исправления ошибок для кода Хэмминга (7,4):

Pдек = C27*p2,

Pдек = 21*(9.69*10-3)2 = 1.97*10-3

8. В итоге можно сделать вывод о том, что двойные ошибки только обнаруживаются кодом Хэмминга (7.4), но не исправляются.

Минимальное кодовое разрешение для этого кода dmin = 3. Кратность исправляемых ошибок qn = (dmin - 1) / 2 = 1, т.е код исправляет только одиночные ошибки. Кратность обнаруживаемых ошибок q0 = (dmin - 1) = 2. Если в кодовую комбинацию (п. 4.6) введены 2 ошибки, декодирование произойдёт с ошибкой. Данная запрещённая (с 2-мя ошибками) кодовая комбинация отстоит от истиной на расстоянии d = 2, а от ближайшей разрешённой отличается только в (dmin - 2) = 1 - в одном разряде, т.е отстоит на кодовом расстоянии d = 1. Поэтому происходит ложное исправление и ошибочный приём комбинации (1 1 1 0 1 0 0), отличающейся от переданной на d = 3 разряда. Однако двойные ошибки в коде происходят гораздо реже, чем одиночные, которые исправляются кодом Хэмминга (7.4).

9. Фильтр восстановитель

1. Найдём значение частоты среза Fc идеального фильтра нижних частот (ФНЧ), при котором обеспечивается теоретически точное восстановление непрерывного сигнала. Как известно из теории дискретизации сигнала с ограниченным спектром, для его восстановления необходимо и достаточно использовать ФНЧ с Fc = Fв, где Fв - верхняя граничная частота спектра сигнала. В заданном варианте Fв = 103 Гц, поэтому Fс = 103 Гц.

2. Изобразим АЧХ и ФЧХ идеального ФНЧ:

ФЧХ - ц(f) = - щ* фз = -2 * р * f * фз,

k(f) = 0, f > Fс

где фз - время задержки сигнала в ФНЧ

ФЧХ фильтра линейна, её наклон зависит от фз. Выберем

фз = 3 / Fс = 6*?t=3*10-3=3 мс,

где ?t - интервал Котельникова

При этом ФЧХ:

ц(f) = (-6* р / Fс)*f, 0 ? f ? Fс

3. Найдём импульсную характеристику g(t) фильтра - восстановителя:

g(t) = ?ехр[j*щ*(t - фз)] df = (2*Fс) * [sin 2 р *Fc*(t - фз)] / [2р*Fc*(t - фз)] =

= 2*103 *;

Результаты расчёта g(t) сведём в таблицу 4 и построим график g(t), рис. 10:

Таблица 4

t, мс

0

0.25

0.5

0.75

1

1.25

1.5

1.75

g(t), кГц

0

-0.116

0

0.141

0

-0.182

0

0.225

t, мс

2

2.25

2.5

2.75

3

3.25

3.5

3.75

g(t), кГц

0

-0.424

0

1.27

2

1.27

0

-0.424

t, мс

4

4.25

4.5

4.75

5

5.25

5.5

5.75

g(t), кГц

0

0.225

0

-0.182

0

0.141

0

-0.116

Как видно из таблицы нули импульсной характеристики g(t) отстоят друг от друга на интервал Котельникова ?t = 1 / (2*Fc) = 0.5 мс. Импульсная характеристика идеального ФНЧ бесконечна по длительности, а сам идеальный ФНЧ физически нереализуем.

Рисунок 4

Запишем условие физической реализуемости найденной импульсной характеристики g(t). Поскольку отклик реальной цепи не может возникнуть раньше, чем поступило воздействие на вход цепи, а импульс поступает на вход ФНЧ в момент t = 0, то g(t) = 0 при t ?0 есть условие физической реализуемости. При t < 0 на рис.10 показана g(t) идеального, физически нереализуемого ФНЧ. Выбор достаточно большой задержки в фильтре фз = 3 / Fс = 6*?t позволяет реализовать ФНЧ, близкий к идеальному. При этом погрешность из-за отбрасывания “хвоста” g(t), t < 0 не превышает по максимуму 5% от gmaxз) = 2 * Fс. Дальнейшее увеличение задержки фз >3 / Fс нецелесообразно, т.к. его реализация усложняется, а погрешность g(t) снижается незначительно.

Заключение

Современная теория электрической связи использует понятия и методы из различных научных областей. Прежде всего, математики, физики, теории цепей и вычислительной техники. Все понятия и методы из этих областей образуют в курсе ТЭС определенное единство и должны рассматриваться как одно целое в рамках системного подхода, принятого на вооружение современной наукой. Основное понятие, использованное в курсе ТЭС, - понятие математической модели сообщений, сигналов, помех и каналов в системах связи. Все эти модели таковы, что позволяют с той или иной степенью полноты и точности осуществить две взаимосвязанные операции - анализ и синтез устройств преобразования сигналов. ТЭС развивалась так, что методы анализа часто обгоняли методы синтеза. Однако, в последнее время эта ситуация меняется коренным образом под влиянием широкого внедрения ЭВМ в практику научного поиска.

Практическая разработка новых систем сегодня все больше базируется на подходе, включающем следующие этапы: модель, алгоритм, программа. Переход к цифровым методам передачи различных сообщений и цифровой обработке сигналов на большей части тракта передачи при широком использовании микропроцессорной техники обеспечивает интеграцию средств связи и средств вычислительной техники. На этой основе создаются интегральные цифровые сети, в которых достигается не только наиболее полная интеграция по видам связи и услуг, но и интеграция технических средств передачи, обработки, коммутации, управления и контроля. Интегральные сети, объединяющие в единый комплекс вычислительные и информационные системы на базе ЭВМ, включая персональные компьютеры, образуют единую информационно-коммуникационную сеть.

Литература

Зюко А.Г., Кловский Д.Д., Коржик В.И., Назаров. М.В. Теория электрической связи / Под ред. Д.Д. Кловского. - М.: Радио и связь, 2008.

Кловский Д.Д., Шилкин В.А. Теория электрической связи. - Сб. задач и упражнений. - М.: Радио и связь, 1990.

Кловский Д.Д., Шилкин В.А. Теория передачи сигналов в задачах.- М.:Связь, 1978.

Зюко А.Г., Кловский Д.Д., Назаров М.В., Финк Л.М. Теория передачи сигналов /. - М.: Радио и связь, 1986.

Кловский Д.Д. Теория передачи сигналов.- М.: Связь, 2010.

РД ПГАТИ 2.11-2001. Выполнение и оформление курсовых проектов и работ. Правила и рекомендации. // Составители: Сапаров В.Е., Киреев В.Р., Горчакова М.Г. Самара, ПГАТИ, 2001.

Методические разработки к лабораторным работам по 2 части курса «Теория электрической связи». Раздел 1// Составители: Николаев Б.И., Широков С.М. и др.- Самара, ПИИРС, 2007.

Дж. Прокис «Цифровая связь» перевод с английского под редакцией Д.Д. ловского.-М.: Радио и связь, 2000.

Размещено на Allbest.ru


Подобные документы

  • Расчет основных характеристик системы передачи сообщений, включающей в себя источник сообщений, дискретизатор, кодирующее устройство, модулятор, линию связи, демодулятор, декодер и фильтр-восстановитель. Выражение для одномерной плотности вероятности.

    курсовая работа [349,6 K], добавлен 23.10.2014

  • Методы кодирования сообщения с целью сокращения объема алфавита символов и достижения повышения скорости передачи информации. Структурная схема системы связи для передачи дискретных сообщений. Расчет согласованного фильтра для приема элементарной посылки.

    курсовая работа [1,1 M], добавлен 03.05.2015

  • Проектирование цифровой линии передачи между пунктами Гомель и Калинковичи. Выбор системы передачи для осуществления связи. Структурная схема аппаратуры ИКМ-120. Параметры системы передачи, трассы кабельной линии. Расчет схемы организации связи.

    курсовая работа [129,2 K], добавлен 08.05.2012

  • Расчет основных характеристик системы передачи сообщений, включающей в себя источник сообщений, дискретизатор, кодирующее устройство, модулятор, линию связи, демодулятор, декодер и фильтр-восстановитель. Наиболее помехоустойчивый тип модуляции.

    курсовая работа [278,3 K], добавлен 03.12.2014

  • Расчет основных характеристик системы передачи сообщений, состоящей из источника сообщений, дискретизатора, кодирующего устройства, модулятора, линии связи, демодулятора, декодера и фильтра-восстановителя. Структурная схема оптимального демодулятора.

    курсовая работа [310,0 K], добавлен 22.03.2014

  • Структурная схема системы связи и приемника. Выигрыш в отношении сигнал/шум при применении оптимального приемника. Применение импульсно-кодовой модуляции для передачи аналоговых сигналов. Расчет пропускной способности разработанной системы связи.

    курсовая работа [1,1 M], добавлен 09.12.2014

  • Расчет характеристик системы передачи сообщений, ее составляющие. Источник сообщения, дискретизатор. Этапы осуществления кодирования. Модуляция гармонического переносчика. Характеристика канала связи. Обработка модулируемого сигнала в демодуляторе.

    контрольная работа [424,4 K], добавлен 20.12.2012

  • Структурная схема устройства передачи данных и команд. Принцип действия датчика температуры. Преобразование сигналов, поступающих с четырех каналов. Модель устройства передачи данных. Построение кода с удвоением. Формирование кодовых комбинаций.

    курсовая работа [322,1 K], добавлен 28.01.2015

  • Информационные характеристики источника сообщений и первичных сигналов. Структурная схема системы передачи сообщений, пропускная способность канала связи, расчет параметров АЦП и ЦАП. Анализ помехоустойчивости демодулятора сигнала аналоговой модуляции.

    курсовая работа [233,6 K], добавлен 20.10.2014

  • Структурная схема и модель устройства передачи данных. Моделирование датчика температуры, АЦП И ЦАП в Matlab и OrCAD. Модель кода с удвоением. Расчет кодовых комбинаций и пример исправления ошибки. Программирование ПЛИС для циклического кодирования.

    курсовая работа [690,4 K], добавлен 28.10.2011

Работы в архивах красиво оформлены согласно требованиям ВУЗов и содержат рисунки, диаграммы, формулы и т.д.
PPT, PPTX и PDF-файлы представлены только в архивах.
Рекомендуем скачать работу.