Причём период времени ф некритичен и составляет от 0.01-50 Гц.

Из всего вышесказанного можно уже сделать некоторые заключения:

Устройство должно представлять собой источник тока, причём достаточно мощный источник.

Ток в нагрузке должен быть асимметричным.

Устройство работает в тяжёлых производственных условиях (сырая, агрессивная среда, tєC= 0…+50).

Участие человека в производственном процессе должно сводиться к минимуму.

В настоящее время применяется источник тока собранный на основе сварочного трансформатора Т1200 мощностью 40кВт.

Выпрямление производится мостовым тиристорным выпрямителем, формирование тока отрицательной полярности происходит при помощи обратного тиристора. Диаграммы напряжений приведены на следующем рисунке.

Рис 3.

Регулирования отношений токов, а также стабилизация тока производится с помощью наборов резисторов подключённых на выходе устройства.

Указанный способ регулирования неэффективен, так как происходит одностороннее насыщение трансформатора, а следовательно повышается мощность трансформатора и уменьшается КПД установки. Также значительно снижает КПД и стабилизация тока с помощью балластных резисторов.

В системе не предусмотрена автономная работа или работа по программе, т.е. химик-технолог должен следить за временем и за током установки, корректируя его с помощью резисторов.

Описание возможных вариантов устройства

Основной вклад в массогабаритные показатели вносит трансформатор. Уменьшение его объёма как известно возможно только при повышении частоты преобразования. Однако, с помощью таких элементов как тиристоры частоту преобразования заметно повысить не удаётся. Значит выпрямление и формирование асимметричного тока необходимо вести с помощью более быстродействующих ключей (полевых транзисторов и диодов Шотки)

Защита от взаимодействия устройства с окружающей средой возможна при полной изоляции его от негативных условий, с принудительным охлаждением воздухом из внешней среды.

Рис 4.

Представленная выше схема является схемой преобразователя с промежуточным звеном повышенной частоты. С помощью инвертора выполняющего задачу стабилизации выходного тока осуществляется преобразования высокого напряжения и малого тока в низковольтное напряжение и большой ток.

Выпрямление производится с помощью ключей переменного тока выполненных на полевых транзисторах. Причём обратная связь заводится по току, что обеспечивает плавную регулировку и стабилизацию тока. Однако в данной схеме к транзисторам прикладывается удвоенное обратное напряжение U=80 В. В ассортименте выпускаемой продукции не удалось найти сильноточные транзисторы на заданное напряжение.

Ключи переменного тока могут быть выполнены и по схеме представленной ниже.

Однако такое включение для применения в данном устройстве является не целесообразным, так как хотя и производиться экономия на ключах на последовательно включаются в два раза больше диодов, что приводит большим потерям мощности и уменьшает КПД установки.

Рис. 5.

Однако при данном включении хотя и удалось повысить напряжение прикладываемое к транзистору, всё равно полный ток установки он коммутировать не сможет. Придётся ставить параллельно несколько транзисторов, а из-за технологического разброса параметров может случится ситуация, когда один из транзисторов включится на полный ток нагрузки и выйдет из строя. Применение корректирующих цепочек существенно уменьшает КПД.

Из высокочастотной зоны работы и выполняют роль обычных ключей низкочастотного инвертора, причём для них предусмотрен щадящий режим коммутации, путём снижения напряжения (тока) на выходе выпрямителя в момент смены его полярности. При этом к каждому из них прикладывается обратное напряжение U=20В. Недостатки приведённой выше схемы очевидны: уменьшается КПД установки за счёт дополнительного преобразования энергии в выпрямительном элементе.

С учётом вышесказанного выбираем последнюю структурную схему установки. При диапазоне полного тока нагрузки разделяем на 4 зоны это связано со сложностью конструирования килоамперного трансформатора и дросселя фильтра при относительно небольшом коэффициенте трансформации.

Ток 1000 А обоснован следующими соображениями. Максимальная площадь обрабатываемой поверхности в применяемой на предприятии гальванической ванне составляет S=40 дм², при оптимальной плотности тока J=20 А/дм² полный ток составляет Известно, что в_мин=1.3, в_{уст. мин}=5. Где в_мин минимальное отношение средних токов катода и анода при выходе установки на заданный режим работы, а в_{уст. мин} минимальное отношение средних токов катода и анода при работе системы в установившемся режиме. Из рис. 2 найдём максимальный ток на выходе выпрямительных ячеек.

В установившемся режиме максимальный ток катода I_{к ср}=800 А, а максимальный ток на выходе выпрямителя I_m= I_{к ср}/г_{уст мин}=960 А. При минимальном в ток катода I_{к ср}=615А. Однако ввиду того, что время выхода на работу в установившемся режиме много меньше времени работы системы в установившемся режиме, то целесообразно рассчитывать максимальный ток на выходе выпрямителя при его работе в установившемся режиме.

С учётом вышесказанного составлена структурная схема, представленная на рис. 6. Переменное трёхфазное напряжение поступает на вход выпрямителя DA1, сглаживается фильтром L1C1, и подаётся на вход ячеек промежуточного высокочастотного преобразования. В этих ячейках напряжение модулируется по заданному закону, затем через трансформатор поступает на выпрямитель и на низкочастотный фильтр L2-L4, в котором ослабляется высокочастотная составляющая тока.

Контроль тока ячейки выполняет датчик тока ДТ, информация с которого поступает на компараторы и на многоканальный АЦП, где она оцифровывается и затем анализируется быстродействующим микроконтроллером МК1 Выпрямленный ток каждой ячейки суммируется на выходе дросселей и поступает на вход низкочастотного инвертора, а с него непосредственно на нагрузку. Сигналы управления этим инвертором формируются микроконтроллером МК2 отрабатывающим программу введённую технологом. Т.е. задача стабилизации выходного тока и формирования мягкой траектории переключения тока нагрузки возложена на микроконтроллер МК1, а ввод алгоритма работы и отображение информации о состоянии системы, а также функции диагностирования возложены на микроконтроллер МК2.

Рассмотрим требования, касающиеся основных блоков установки.

Известно, что устройства, работающие с большими токами нуждаются в эффективном устройстве отвода тепловой мощности. Поэтому для данной установки применяется принудительное охлаждение.

Рис. 6.

Так как установка должна работать в агрессивной среде, особое внимание следует уделить изоляции устройства от пагубного воздействия этой среды, в частности это касается притока свежего воздуха для охлаждения установки, а также изоляции устройств ввода информации и индикации режима работы.

При проектировании трансформатора надо стремиться к уменьшению индуктивности рассеивания вторичной обмотки, так как для её компенсации приходится ставить демпфирующие RC цепочки, на которых будут рассеиваться большая мощность, поэтому трансформатор выполнен с одним витком во вторичной обмотке.

Рассмотрим алгоритм работы входной преобразовательной ячейки. Эта ячейка должна реализовывать алгоритм ШИМ-модуляции с паузой на нуле, что позволяет защитить мостовой инвертор от всплесков напряжения возникающих из-за наличия индуктивности рассеивания в первичной обмотке трансформатора.

Рис. 7

Временные диаграммы представлены на рис. 8.

При данном законе управления почти полный полупериод открыт транзистор нижнего плеча VT3. Когда открывается соответствующий ему диагональный транзистор VT1 в нагрузке протекает ток. После снятия управляющего импульса с VT1 энергия накопленная в индуктивности рассеивания рассеивается по цепи: `+Ls>VT3>VD4> Ls`. Аналогичный процесс протекает и при коммутации транзисторов VT2, VT4.

Рис. 8

Рассмотрим диапазон изменения относительной длительности импульса, для этого рассмотрим рис. 9.

Рис. 9

Из этого рисунка видно, что относительная длительность импульса ограничена минимальным и максимальным временем действия импульса.

Максимальное и минимальное время импульса ограничено динамическими свойствами ключевых элементов. Кроме того, минимальное время импульса ограничено статическими потерями, обусловленными падением напряжения на полевых транзисторных модулях и выпрямительной ячейки. В качестве выпрямительных диодов выбираем диодные модули Шоттки 403SNQ150 с падением напряжения при токе 250 А, U_vd=0.7 В.

Падение напряжения на транзисторных модулях выходного инвертора составляет

U_vt=2I R_{отк. макс.}=2250 0.0033=1.65 В.

Падением напряжения в сглаживающем дроселе можно пренебречь.

Суммарные потери напряжения составляет

U= U_vt+ U_vd=2.35 В.

Известно, что

U_вых=U_вх,

где =2t_и/T относительная длительность импульса.

Найдём минимальную :

_мин= U/ U_{вх. макс}=2.35/51.8=0.046 = 4.6%

Учитывая потери в трансформаторе, принимаем минимальную относительную длительность импульса равной 9%.

U_{вых. мин}=0.09U_{вх. мин}=0.0940=3.6 В.

Так как при данной относительной длительности импульса происходит переключение полевых транзисторных модулей выходного инвертора, то суммарный ток нагрузки не должен превышать I_ком.=250 А. Рассчитаем минимальное сопротивление нагрузки:

R_мин= (U_{вых. мин.} U)/ I_ком.=(3.6 2.35)/ I_ком.= 510^-3 Ом

При этом время импульса составляет:

t_и =_минТ/2=0.092510^-6 =2.25 мкс

это время импульса не должно превышать максимального времени нарастания и спада импульса указанного в справочных данных на IGBT модули входных инверторных ячеек. Выбираем полумостовые IGBT модули производства ОАО «Электровыпрямитель» М2ТКИ-25-12, максимальны временем задержки нарастания включения t_d(on)=65 нс и временем задержки выключения t_d(off)=420 нс. Очевидно, что данные параметры можно признать удовлетворительными для данного устройства.

Рассчитаем максимальную относительную длительность импульса.

В этом случае основными ограничениями являются времена задержки выключения транзисторных модулей входного инвертора и минимальным временем паузы T_off, необходимой для рассасывания энергии накопленной в индуктивности рассеивания.

Т_off = t_d(on)+ t_d(off)+t =600 нс.

_макс= (Т/2-Т_off)/Т =(2510^-60.610^-6) /2510^-6=0.976 = 97%

однако, надо учитывать время, необходимое контроллеру для перезагрузки таймеров, и переключения транзисторов, поэтому выбираем _макс=90%. Максимальное напряжение при этом составляет:

U_вых=0.9U_{вх макс}=0.951.8=46.62 В

Минимальное напряжение:

U_вых=0.9U_{вх мин}=0.940=36 В

При максимальном токе нагрузки I_макс.=1000 А.

R_макс= (U_вых U)/ I_макс.=(36 2.35)/ 1000= 3310^-3 Ом

Описание системы управления

Система управления устройством построена в виде информационной микросети, состоящей из двух микроконтроллеров МК1 - МК2, объединенных последовательным каналом обмена информацией. Центральный микроконтроллер МК1 является ведущим, а более быстродействующий МК2, управляет инверторными ячейками.

Ведущий микроконтроллер реализует алгоритм работы источника по программе введённой оператором, он также осуществляет диагностику преобразователя и индикацию режима работы.

В задачу ведомого микроконтроллера МК2 входит стабилизация выходного тока, а также управление плавным увеличением и уменьшением тока на выходе выпрямительных ячеек необходимым для «мягкого» переключения транзисторов выходного инвертора. Стабилизация выходного тока осуществляется на уровне 250 А по сигналу обратной связи получаемой с датчиков тока находящихся в звене высокочастотного выпрямителя. Аналоговый сигнал, считываемый с них, оцифровывается и затем поступает на вход микроконтроллера. Данные датчики опрашиваются поочерёдно и стабилизация осуществляется по среднему значению тока. Микроконтроллер является дискретным интегральным регулятором, с постоянной времени Т_и.

На ведущий микроконтроллер возложена функция вычисления времени действия тока анодной и катодной группы электродов. Время выбирается из таблицы находящейся в памяти процессора. Численные значения вычисляются с помощью формулы (1), при заданном шаге изменения равном =0.1 и при фиксированной длительности импульса тока анодной группы электродов.

В данной системе реализована защита от превышения максимально допустимого тока на входе и по выходе устройства.

Защита от превышения максимального тока на входе устройства осуществляется путём включёния датчика тока на вход каждой инверторной ячейки. При срабатывании защиты инверторные ячейки выключаются на время t=0.5 сек. По истечении данного интервала времени происходит повторный запуск устройства, и если перегрузка не исчезла, то система отключается с выдачей сообщения о срабатывании защиты.

При превышении тока на выходе преобразователя сигнал об этом поступает через АЦП непосредственно на вход микроконтроллера, дальнейший алгоритм срабатывания защиты аналогичен работе защиты от превышения тока на входе устройства.

Принципиальная схема микропроцессорного блока системы управления представлена на рис. 10.

На датчики тока установленные на выходе выпрямительных ячеек подаётся напряжение 15В, информационный сигнал датчиков тока приходит на колодку ХР6 а с неё через резисторы R10, R11, R13, R25 на входы IN1-IN4 четырёхканального АЦП AD7824 DA1 фирмы Analog Device. Данный АЦП управляется ведомым микроконтроллером DD1. Порт Р1 контроллера работает как 8-ии разрядная шина данных соединённая с соответствующей шиной данных АЦП. Управление выбором канала считывания данных с датчика тока осуществляется путём установки адреса на входах АЦП А0, А1. После выбора канала считывания, и подачи запроса на считывание микроконтроллер переходит в режим ожидания до окончания преобразования АЦП, об окончании которого свидетельствует низкое напряжение на выходе INT.

В соответствии с сигналом рассогласования вычисляется приращение времени действия импульса, в сторону уменьшения либо увеличения. При этом в момент коммутации происходит перезагрузка таймера. Рассмотрим процесс перезагрузки таймера по подробнее. Подпрограмма реализующая процедуру перезагрузки таймеров представлена ниже.

org 0Bh; перезагрузка таймера T1 (таймера паузы)

mov th1,@r1

inc r1

mov tl1,@r1

setb tr1

setb p0.1;выключение верхних транзисторов

setb p0.2

reti

org 1Bh; перезагрузка таймера T0 (таймера импульса)

или таймера T1 (таймера паузы)

jb Pause_Imp,reload

mov th0,@r0

inc r0

mov tl0,@r0

setb tr0

jb p0.2,$L

clr p0.1; включение верхнего левого транзистора

cpl Pause_Imp

reti

$L:

clr p0.0

cpl Pause_Imp; включение верхнего правого транзистора

reti

reload:

mov th1,@r1

inc r1

mov tl1,@r1

setb tr1

cpl p0.2; переключение нижних транзисторов

cpl p0.3

cpl Pause_Imp

reti

В регистрах R0, R1 указан адрес ячейки, в которой хранится вычисляемый, во время выполнения фоновой задачи, старший байт длительности импульса или паузы загружаемый соответственно в таймер Т0 (таймер паузы) и Т1 (таймер импульса).

При прерывании возникающем от таймера Т1 возможны 2 варианта продолжения функционирования: ключи инверорной ячейки находятся в моменте времени t3 или t4 (рис. 9). В момент t3 происходит перезагрузка таймера Т0, необходимого для обеспечения паузы между импульсами, в момент t4 происходит включение какого-либо из верхних транзисторов, т.е. запускается таймер Т1. Флаг Pause_Imp определяет, в каком из перечисленных состояний находится система.

Порт Р0.0 и Р0.1 управляют верхними транзисторами в плечах инверторной ячейки.

Для связи с центральным процессором используется линия связи по последовательному каналу со скоростью 375 Кбод.

Виды сообщений представлены в таблице 3

Таблица 2

Прерывание по последовательному каналу имеет самый высокий приоритет.

Ввод программы работы установки осуществляется при помощи клавиатуры. Оператор вводит коэффициент нажимает клавишу «ВВОД», затем интервал времени в минутах действия данного коэффициента и снова клавишу «ВВОД». При этом введённое значение высвечивается на двух разрядах семисегментного индикатора, а интервал времени в минутах индуцируется на трёхразрядном семисегментном индикаторе. Далее процесс повторяется до тех пор, пока не будет нажата клавиша «РАБОТА»

Редактирование введённого значения осуществляется с помощью клавиши «УДАЛЕНИЕ». Очистка памяти с введённой программой осуществляется при помощи клавиши «ОЧИСТКА».

Так как установка работает в особых условиях, то применяется 16-ти клавишная клавиатура фирмы Octagon Systems KP-3, выполненная в пыле и влагозащитном исполнении. Управление считыванием данных с клавиатуры осуществляется с помощью порта Р1

В процессе работы устройства ведётся индикация оставшегося времени в минутах и режима .

Управление индикацией осуществляется с помощью порта Р2 в котором биты Р2.0-Р2.3 кодируют в двоичном формате норе цифры, а биты Р2.4-Р2.6 номер индикатора.

Сигналы с порта Р2.0-Р2.3 поступают на вход дешифратора DD7 в котором происходит двоичного кода, в код семисегментного индикатора. Далее, дешифрированный сигнал поступает на вход буфера DD14, который усиливает ток дешифратора до величины необходимой для нормального функционирования индикатора.

Сигналы с порта Р2.4-Р2.6 поступают на дешифратор DD8 в котором происходит преобразование из двоичного в десятичный код необходимый для управления транзисторами VT2-VT6 включающими соответствующие семисегментные индикаторы.

При этом индикация является динамической. Для того чтобы человеческий глаз не замечал мерцания индикаторов частота переключения их должна составлять более 25 Гц. Принимаем частоту переключения равной 30 Гц, при этом время горения каждого из 5 индикаторов составляет 6.5 мс, это значение и загружается в память таймера отвечающего за индикацию. Так как время горения относительно мало, то яркость индикаторов будет несколько снижена, в целях её увеличения повысим ток индикатора с помощью ограничивающего резистора R24.

Вывод 5 микросхемы DD8 периодически сбрасывает сторожевой таймер DD3 реализованный на микросхеме DS1232 фирмы Dallas Semiconductors.

В случае не прихода сбрасывающего импульса на вход WDI микросхемы DD3 сторожевой таймер посылает на вход сброса микроконтроллеров RES импульс необходимой длительности.

Транзистор VT1 управляется непосредственно от порта Р2.7 и нагружен на пьезодинамический излучатель ЗП-3, осуществляющий звуковую индикацию.

Контроль входных токов осуществлён при помощи компараторов DA20.1-DA20.4 подключённых к соответствующим датчикам тока входных инверторных ячеек. Опорное напряжение срабатывания защиты по входному току устанавливается делителем R38 и ограничено током 22 А. При превышении данного тока в любой из инверторных ячеек срабатывает компаратор и возникает внешнее прерывание INT0 идущее на оба микроконтроллера. Реакцией на это прерывание ведомого микроконтроллера является выключение входного инвертора.

На центральный микроконтроллер, кроме сигнала прерывания приходит и сигналы от каждого компаратора, поэтому после выключения выходного инвертора ведущий микроконтроллер ожидает 0.5 секунды, затем даёт команду на плавное увеличение тока нагрузки и если сигнал срабатывания защиты не пропал, то анализирует, с какой инверторной ячейки пришёл сигнал и выдаёт диагностическое сообщение с указанием номера неисправной ячейки.

Алгоритм функционирования центрального микроконтроллера представлен на рис. 11.

В момент запуска контроллера он переходи в режим ожидания ввода программы, формат ввода которой описан выше. После выбора времени действия тока анода и катода включаются катодная группа полевых транзисторных модулей, а затем выдаётся по последовательному каналу сообщение «2» из таблицы 2. Если нагрузка лежит в установленных пределах, то периферийный микроконтроллер не выдаёт сообщения «6» или «3» он осуществляет плавный выход на установившее значение тока. При получении центральным микроконтроллером сообщения «4» запускается таймер, в который предварительно было загружено время действия импульса катодного тока. По истечении времени, которого, выдаётся сообщение «1». Периферийный микроконтроллер начинает плавно снижать ток на выходе устройства. После прихода сообщения «4» происходит переключение с катодной группы полевых транзисторных модулей на анодную, выбирается время действия импульса анодного тока и выдаётся сообщение «2». После прихода сообщения «4» запускается таймер, в который предварительно было загружено время действия импульса анодного тока. После снижения тока проверяется программный таймер, в котором загружено время работы источника при заданном , и если время не истекло, то процесс повторяется заново. Если время истекло то из таблицы выбирается новые значения времени действия импульса анодного тока, катодного тока, а также времени работы системы при новом значении .

Основной алгоритм функционирования периферийного микроконтроллера представлен на рис. 12. При включении питания периферийный микроконтроллер ожидает прихода по последовательному каналу сообщения «2». При приходе сообщения в таймер Т0 загружается минимальное значение длительности импульса и открываются транзисторы инверторных ячеек, через 1.5 мс считываются данные от источников тока и анализируются, если при данном времени действия импульса суммарный ток ячеек превышает 250 А (т.е. ток каждой ячейки больше 63 А), то выдаётся сообщение «6» и инвертор отключается. Если ток лежит в установленных пределах, то происходит запуск подпрограммы плавного увеличения тока, с одновременным его контролем. При достижении тока в каждой инверторной ячейке равного 250А, выдаётся сообщение «4». Далее запускается программа стабилизации тока нагрузки, алгоритм которой представлен на рис. 14. Контроллер при этом переходит в режим ожидания прихода по каналу обмена с центральным процессором сообщения «1». При приходе этого сообщения контроллер запускает подпрограмму снижения тока нагрузки. При достижении суммарного тока нагрузки равного 250А, центральному контроллеру посылается сообщение «4», периферийный микроконтроллер переходит в режим ожидания прихода сообщения «2», после прихода которого все стадии работы программы повторяются.

Рис. 11

Рассмотрим подробнее алгоритм стабилизации тока периферийный микропроцессор работает как дискретный интегральный регулятор с постоянной времени интегрирования Т₂, общий принцип данного регулятора заключается в следующем: при наличии ошибки на входе, преобразователя происходит уменьшение или увеличение длительности импульса, в зависимости от знак ошибки. Причём время между приращениями импульсов пропорционально постоянной времени интегрирования. Следовательно при наличии ошибки на входе преобразователя приращение времени импульсов происходит с постоянной частотой.

В программе предусмотрена зона нечувствительности, и если величина рассогласования между сигналом обратной связи и сигналом задания лежит в этой зоне то система стабилизации не реагирует на неё.

Рис. 12

Как видно из алгоритма (рис. 13) процесс опроса датчиков тока происходит постоянно и является фоновой задачей, перезагрузка таймера импульса и таймера паузы происходит во время обработки прерывания, новым значением, вычисленным вовремя работы данной программы. Новое значение будет занесено в ячейку, из которой считывают таймеры лишь по окончании времени пропорционального постоянной времени интегрирования, на которое настроен таймер Т3.

Рис. 13

Для определения данного времени, а также влияния его на динамические свойства системы была создана модель реализующая в себе основные принципы управления изложенные выше.

Структурная схема модели представлена на рис. 14.

Блок 1 задатчик интенсивности

Блок 2 ограничитель (ЛЮФТ_РЕЛЕ), с помощью его регулируется зона нечувствительности при колебании тока нагрузки.

Блок 3 аналоговый интегратор с постоянной времени Т₂

Блок 4 дискретный преобразователь уровня

Блок 5 ШИМ модулятор (ШИП2)

Блок 6 цепь нагрузки

Блок 7 пропорциональная обратная связь

Рис. 14

Программная модель для ПМК МИК-АЛ3.0

$ввод

конст

r=0.0796,

l=27e-6

5v v=0.15 t=0.0160

7v v=0.10 t=0.0080

8v v=-0.209 t=0.020

10v v=250

13l w=200/p вх=10

14n огран пар=250 вх=13

22n квант_ур пар=0.05,0.05 вх=30

20n люфт_реле пар=0.05,-0.05,5,-5 вх=14+50

30l w=30000/p вх=20

35n шип2 пар=25е-6,40,5.5 вх=22

37n умн вх=36+35

36u w=1 вх=5+7+8

38u w=1 вх=37+35

40l w=1/l*p+r вх=38

50u w=-1 вх=40

шаг инт=0.000000004

шаг выв=0.000001

кон вр=100Е-3

вывод 38,22,50

выходы 38=Uвоз

диспл 38

$кон

$стоп

Блоки с номерами 5, 7, 8, 37 в представленной выше модели характеризуют внешнее возмущение, в нашем случае броски напряжения на входе преобразователя.

Задатчик интенсивности (скорости нарастания тока нагрузки) реализован в виде совокупности блоков 10,13,14 его постоянная времени интегратора 13 обеспечивает плавное нарастание тока нагрузки со скоростью 50 А/мсек.

Диапазон изменения сигнала управления ШИМом (блок 35), разбит с помощью элемента КВАНТ_УР (блок 22) на 100 дискретных значений, имитируя дискретное изменение значения времени импульса выходящего с реального микроконтроллера.

Нагрузка представлена в виде RL цепи (блок 40)

Сигнал обратной связи (блок 50) поступает на вход ограничителя (блок 20), а с него на вход интегратора.

Целью построения данной модели является влияние времени задержки между возникновением сигнала ошибки на входе дискретного интегратора и изменением длительности импульса, а следовательно и напряжения на выходе преобразователя. В данной модели дискретно изменяется сигнал задания на ШИМ, в вольтах и в соответствии с ним меняется дискретно длительность импульса ШИМ и напряжение на выходе. В микропроцессорной системе регулирования на дискретную величину изменяется содержимое таймера паузы Т0 и таймера импульса Т1 и в соответствии с ними длительность импульса ШИМ и напряжение на выходе преобразователя.

Диапазон изменения напряжения управления ШИМ в модели на МИК-АЛ: от 0 5 В, шаг приращения U = 0.05В

Диапазон изменения времени импульса в микроконтроллере машинный цикл микроконтроллера DS89C420 равен 20 нс, диапазон изменения времени импульса, за вычетом мёртвого времени t= 2510^-6- 2.510^-6=22.5 мкс. На данном интервале укладывается 1125 машинных циклов увеличение импульса составляет, как было сказано выше 1%, значит в таймер загружается значение 11, равное 220нс.

Значит устанавливается прямая зависимость между приращением импульса в модели на МИК-АЛ, и реально действующей микропроцессорной системой: 0.05В 220нс.

На рис. 16,17,18 представлены переходные характеристики системы при различных постоянных времени интегратора равных соответственно 110^-4с, 1110^-5с, 0.3310^-4с. Нагрузка в каждой из схем является минимально возможной, при этой нагрузке динамическая характеристика системы выявляется наиболее полно.

Возмущающее воздействие моделировалось в виде скачков напряжения представленных на рис. 15, скачки напряжения составляли U=+15% (t=8мc), U=+10% (t=16мс), U=-20% (t=20 мс).

На рис. 15 время запаздывания регулятора составляет 100 мкс, перерегулирование составляет 14%, время установления стабильного напряжения t= 3 мс. Из графика зависимости напряжения задания на ШИМ от времени видно, что установка заданного значения напряжения происходит практически по апериодическому закону.

Рис 15

При данном времени запаздывания данная система может осуществлять выход на установившийся режим без блока задания интенсивности. Из рассмотренных систем данная, является самой низкоскоростной.

Рис. 16

При уменьшении постоянной времени интегратора динамические характеристики системы улучшаются. Для Т=1110^-5 с перерегулирование составляет 4.7%, время установки. Время стабилизации системы при максимальном возмущающем воздействии составляет 1.5 мс. Приход к установившемуся значению напряжения задания происходит по гармоническому закону. При данном значении постоянной времени интегратора системе необходим задатчик интенсивности, в противном случае перерегулирование при увеличении тока от 0 до 250А составляет 20%, что представляет определённую опасность для силовых элементов системы.

Рис. 17

При реализации быстродействующей системы возникают трудности со временем преобразования аналогового сигнала в цифровой, и выполнения вычислений. Периферийному микроконтроллеру не хватает быстродействия, к тому же в техническом задании не оговорены динамические требования к системе, поэтому вполне приемлемой постоянной времени интегратора является величина Т=0.3310^-6 с.

Переходные характеристики системы управления с данной постоянной интегрирования представлены на рис. 18. Динамические параметры: перерегулирование составляет 7%. Время стабилизации системы при максимальном возмущающем воздействии составляет 2 мс. Приход к установившемуся значению осуществляется по гармоническому закону с большим коэффициентом затухания.

Рис. 18

Переходные характеристики при увеличении сопротивления нагрузки представлена на рис. 19. Из графика зависимости напряжения задания от времени видно что процесс установления заданного тока нагрузки хотя и происходит по гармоническому закону, но с гораздо большим коэффициентом затухания.

Рис. 19

Процесс работы системы показан при подаче сигнала о плавном нарастании и спаде тока, показаны на рис. 20.

Рис. 20

Гальванически управляющие сигналы с контроллеров полностью развязаны. Развязка осуществляется при помощи оптопар DA16-DA19. Для снижения степени влияния помех возникающих при подаче сигналов от системы управления к исполнительным элементам, питание драйверов управления инверторными ячейками драйверов управления выходным инвертором используются различные гальванически развязанные источники питания +15 В.

Источник питания собственных нужд.

С целью уменьшения габаритов питание системы управления осуществляется от импульсного преобразователя напряжения реализованного на базе микросхемы ШИМ преобразователя TOP203-YAI с диапазоном рабочих мощностей 50-100 Вт.

Микросхема выполнена в корпусе ТО-220 и включает в себя высоковольтный силовой N-канальный МОSFET транзистор и систему управления. Коммутация осуществляется с частотой 100 кГц, что позволяет снизить массогабаритные показатели сетевого трансформатора. Данный прибор обеспечивает защиту от перегрузки по току, с последующим перезапуском контроллера при пропадании сигнала перегрузки, от превышения температуры, защиту от снижения напряжения питающий сети.

Данный ШИМ - контроллер обладает широким диапазоном регулирования относительной длительности импульса: 0.010.67.

На такие небольшие мощности целесообразно включать ШИМ - контроллер по схеме обратноходового преобразователя.

Принципиальная схема представлена на рис. 22

Рис. 21

Источник питания состоит из многообмоточного трансформатора TU1, ключевого элемента DA3 выполненного на основе микросхемы ТОР203-YAI, источника опорного напряжения DA12 используется микросхема управляемого стабилитрона TL431, линейных стабилизаторов напряжения +5В (КР142ЕН5А) и 15В (KР119ЕН4), а также цепи обратной связи на основе оптопары DA13.2 (АОТ127А). В качестве выпрямителей используются диоды Шоттки 31DQ03 и 31DQ09 на средний ток 3 А, различающиеся только по напряжению на 30 и 60В соответственно.

Для расчёта трансформатора определим мощность потребляемую системой управления Р_. она состоит из мощности потребляемой микропроцессорной системой управления Р_мп, мощности потребляемой системой управления входным инвертором Р_out, и мощности потребляемой системой управления инверторными ячеёками P_in.

Р_мп= P_контр+Р_опт+Р_дт=12Вт

Где, P_контр мощность потребляемая контроллерами 1 Вт

Р_опт мощность потребляемая оптопарами 1Вт

Р_дтмощность потребляемая датчиками тока 5Вт

P_in= 6.5 Вт, P_out= 6.5 Вт,

Р=20 Вт.

Мощность трансформатора: Р/21Вт

Расчитаем ток первичной обмотки трансформатора:

Определим индуктивность первичной обмотки:

Вычислим площадь поверхности трансформатора

Где r коэффициент удельных потерь

коэффициент теплоотдачи

Т допустимый перегрев

Исходя из заданной площади поверхности трансформатора выбираем сердечник К32/168

Вычислим число витков первичной обмотки

Рассчитаем величины индуктивностей вторичных обмоток:

Где L1₁₅,L2₅, w2₁₅, w2₅ соответственно индуктивность и число витков для 5-ти и 15-ти вольтовой обмоток.

Рассчитаем цепь обратной связи ШИМ-преобразователя. Стабилизацию достаточно осуществить по одной сильноточной обмотке. Принимаем за такую обмотку, 15-ти вольтовую обмотку питающую драйверы управления транзисторами.

Из справочных данных определяем ток управляющего вывода микросхемы стабилизатора I=3мА. данный ток будет протекать через транзистор оптопары, зная коэффициент передачи по току данной оптопары зададимся током протекающим через входной диод I_vd=3/0.8=3.75 мА.

Ток управляемого стабилитрона принимаем равным 10 мА. Для достижения этого тока применяем подтягивающий резистор R35, принимая напряжение на стабилитроне равным 10 В получим R35=793 Ом, R34=1350 Ом. Сопротивления делителя передаточного звена R36-R37 принимаем рекомендуемыми в справочных данных равными 10 кОм и 50 кОм соответственно.

Из тех же справочных данных принимаем номиналы фильтрующих емкостей:

С35= 33 мкФ, С34=1 нФ, С26=0.1 мкФ, R12 =6.2 Ом С27= 380 мкФ, С31=С38=С29=С32=1000 мкФ.

3. Описание силового блока

Рассмотрим управление силовыми транзисторными модулями более подробно. С оптопар DA16,DA17 сигнал управления поступает на входы НI и LI микросхем DA4-DA11 IRF2113 представляющих собой драйверы управления полумостовой транзисторной ячейкой. Функционирование устройства основано на принципе зарядового насоса.

Структурная схема IR2110 представлена на рис 22. Она отличается от IRF2113 только максимально возможным рабочим напряжением.

Рис. 22

Логический сигнал, поступая на вход LIN микросхемы, пройдя через блок согласования уровня входного и выходного напряжения поступает на блок задержки импульса, время задержки включения составляет t=10 нс, включает нижний транзистор полумоста. Выходной ток 2.5А обеспечивается включением буфера тока выполненного на полевых ключах.

Принцип работы зарядового насоса заключается в следующем когда на входе HIN низкий уровень напряжения конденсатор С заряжается через диод током от источника Vcc, при возникновении на входе HIN высокого уровня напряжения открывается верхний транзистор выходного буфера тока микросхемы и конденсатор заряжает ёмкость затвор исток силового транзистора верхнего плеча. При этом диод закрывается и верхний выходной каскад микросхемы питается от конденсатора. Величина тока потребляемого этим каскадом в данном режиме составляет 200 мкА.

После снятия управляющего импульса открывается нижний транзистор выходного каскада и через него разряжается ёмкость затвор-исток силового транзистора.

Величина ёмкости рассчитывается по следующей формуле:

Где Q_gзаряд затвор-исток верхнего транзистора 41 нКл

I_qbs(max)максимальный ток потребления выходного каскада верхнего плеча микросхемы.(200 нА)

I_son/I_soff, t_w ток и время включения/выключения верхнего плеча выходного каскада микросхемы. I_son=I_soff= 20 мА, t_w=200 нс.

I_Cbs(leak)ток утечки ёмкости. I_Cbs(leak)= 7 мкА для ёмкости К53-18 с танталовым диэлектриком.

f частота коммутации f = 20 кГц

Vcc напряжение источника питания (Vcc=15 В)

V_f прямое падение напряжения на диоде зарядового насоса 1.5 В

V_LS падение напряжения на нагрузке.

Подставляя значения в выражение (*) получим С= 125 нФ

Диод выбираем из следующих соображений:

Максимальное обратное напряжение должно быть не меньше напряжения транзисторной ячейки U_обр>590 В

Время обратного восстановления запирающих свойств t_rr<120 нс

Максимальный ток I_мак= С(VccV_f V_LS)f=33 мА

Выбираем диод 10BF60 c U_обр=590 В, t_rr =10 нс, I_мак=1А

С оптопар DA18, DA19 сигнал управления поступает блок мощных по полевых транзисторных модулей. Так как для усиления тока транзисторы соединены параллельно, то совокупная входная ёмкость затвор-исток увеличивается в 4 раза. Для управления таким модулем применяем всё тот же драйвер IR2113, но для увеличения выходного тока применяем буферный усилитель тока, обеспечивающий к тому же напряжение обратной полярности подаваемое при запирании полевых транзисторов для ускорения процесса запирания. Принципиальная схема представлена на рис. 23.

Рис. 23

Здесь резистор R1 ограничивает ток драйвера, стабилитрон D1 устанавливает напряжение на затворах транзисторов Q3 и Q4, цепь D2, C2, R2 формирует уровень напряжения включения для транзистора Q2. Цепь D3, C3, C4, D4 формирует отрицательный выходной сигнал на выходе буфера тока и поддерживает заданное отрицательное напряжение. Конденсатор С5 питает цепь выходного каскада драйвера управления во время подачи импульса положительной полярности, а конденсатор С3 питает схему буфера тока во время действия импульса отрицательной полярности.

Полная схема включения драйвера с выходным усилителем тока приведена на рис. 24.

Рис. 24

Выберем ёмкости С3 и С4. Существенное отличие работы выходного инвертора заключается в том, что время нахождения плеча инвертора во включенном состоянии может достигать 5 секунд. В этом случае для выбора ёмкости С3 и С5, кроме влияния факторов описанных в (*)

необходимо учитывать обратный ток утечки затвор-исток полевого транзистора, поэтому выражение (*) сводится к виду:

Где Q_n суммарный заряд затвор-исток четырёх полевых транзисторов Q_n=40 мкКл

I_bufoff/ I_bufon, t_b ток и время выключения/включения верхнего плеча выходного каскада микросхемы. I_bufoff=I_bon= 150 мА, t_w=200 нс.

I_vt(leak)ток утечки затвора полевых транзисторов. I_vt(leak)=600 нА

f минимальная частота переключения инвертора 0.2 Гц

Подставляя значения получим величину ёмкости необходимую для питания системы во время подачи импульса открывающего транзисторы равной С1=191 мкФ, выбираем из стандартного ряда С1=220 мкФ

Ёмкость необходимая для питания системы во время подачи импульса запирающего транзисторы равна С2=100 мкФ.

Моделирование силовой части преобразователя было проведено в среде DesignLab8. Отдельно было произведено моделирование инверторной ячейки и выпрямительного блока. Результаты представлены на рис. 25-29.

Рис. 25

На рис. 25 представлены временные диаграммы тока протекающего в первичной обмотке трансформатора, не прямоугольна форма тока обусловлена наличием в небольшой индуктивности рассеивания. эта же индуктивность обуславливает протекание тока через обратные диоды IGBT-модуля. Временные диаграммы протекания тока через верхний транзистор полумоста и обратный диод нижнего транзистора этого же полумоста представлены на рис. 26.

Рис. 26

Диаграммы тока нагрузки представлены на рис. 27-28

Рис. 27.

Рис. 28

Электрический расчёт устройства