Проектирование и расчет полупроводникового преобразователя электрической энергии

Размещено на http://www.allbest.ru/

"Проектирование и расчет полупроводникового преобразователя электрической энергии"

преобразователь электрический широкополосный ток



Введение

В курсовом проекте необходимо спроектировать неуправляемый однофазный мостовой выпрямитель, последовательный широтно-импульсный преобразователь ШИП. Исходной схемой преобразователя является однофазный, неуправляемый выпрямитель с последовательным ШИПом. Выпрямитель, выполненный на неуправляемых вентилях, называется неуправляемым выпрямителем и предназначен для получения постоянного напряжения неизменной величины. Схема выпрямителя представлена на рисунке 2.1:

Рисунок 2.1- Силовая схема управления



Недостатком мостовой схемы является протекание выпрямленного тока через два последовательно включенных вентиля, что приводит к двойным потерям напряжения и мощности в вентилях с реальными параметрами, заметно снижая КПД выпрямителя при низких значениях выпрямленного напряжения.

Эта схема предпочтительнее нулевой схемы при средних значениях выпрямленного напряжения и бесспорно рациональна при высоких значениях выпрямленного напряжения.

Необходимые расчетные соотношения:

Действующее значение тока вентилей:

Среднее значение тока вентилей:

Среднее значение выпрямленного напряжения в мостовой схеме:

;

Максимальное прямое (обратное) напряжение на вентиле:

,



Коэффициент схемы:

,

Коэффициент формы тока

,

Максимальное значение анодного тока вентиля

Коэффициент преобразования выпрямителя по току

К_пт=1,28К_т;

Среднее значение выпрямленного напряжения

Диаграммы работы выпрямителя представлены на рисунке 2.2



Рисунок 2.2-Диаграммы работы выпрямителя

Рассмотрим работу ШИП:

Строго говоря, ШИП постоянного напряжения преобразовывают постоянное напряжение в импульсное, среднее значение которого можно регулировать.

Основное достоинство ШИП связано с отсутствием каких-либо реактивных элементов (реакторов, конденсаторов) внутри преобразователя, что позволяет выполнять его в едином технологическом процессе в виде твердотельного модуля. Это обусловливает низкие значения удельных массогабаритных показателей (кГ/кВА, дм₃/кВА) преобразователя. Правда, пока модульное изготовление преобразователей нашло ограниченное применение из-за сравнительно большого (до двух раз) удорожания модулей по сравнению со случаем выполнения преобразователей из дискретных вентильных элементов. Диапазон мощностей ШИП простирается от десятков ватт до десятков киловатт и более при необходимости.

Недостатки ШИП связаны с импульсным характером токов и напряжений вентилей преобразователя, что обусловливает:

- высокие требования к динамическим параметрам вентилей;

- доминирование фактора динамических потерь в вентилях при определении частоты коммутации;

- высокие уровни высокочастотных электромагнитных помех, генерируемых большими скоростями изменения токов и напряжений вентилей;

- широкополосный спектр преобразованных напряжений и токов на выходе ШИП.

В проектируемой схеме возможна только однополярная модуляция. При включении транзистора VТ₁ на выходе формируется положительный импульс напряжения. При выключении транзистора VТ₁ диод VD₇ включается в режим нулевого вентиля, замыкая при этом через себя ток нагрузки. На этом интервале формируется нулевая пауза напряжения на нагрузке.

Основные расчетные соотношения ШИП :

Среднее значение тока транзистора:

;



Действующее значение тока транзистора:

;

Максимальная величина прямого напряжения транзистора :

;

Среднее значение тока нулевого вентиля:

;

Действующее значение тока вентиля:

;

Рисунок 2.3- Временные диаграммы работы последовательного ШИП



1. Выбор силовых полупроводниковых приборов (СПП)

1.1 Выбор по току при работе в режиме и условии охлаждения, отличающихся от номинальных

Рассчитаем параметры, характеризующие номинальный режим работы

Номинальный ток нагрузки двигателя

; (1.1)

Среднее значение тока вентиля

; (1.2)

Действующее значение тока вентиля

=; (1.3)

Коэффициент формы тока

; (1.4)

Проверим условие

, (1.5)



где - коэффициент запаса, учитывающий отклонение режима работы и условий охлаждения от номинальных (0,8…1,2);

-коэффициент запаса по току в рабочем режиме (1,25…2).

=1 (т.к. );

=1,6;

таким образом получаем

.

Из справочника [1] выбираем диод типа Д112-16 с охладителем 0111-60 у которого при естественном охлаждении максимально допустимый средний ток диода;

(1.6)

-пороговое напряжение;

-дифференциальное сопротивление;

-максимально допустимая температура перехода;

-тепловое сопротивление переход- среда;

-тепловое сопротивление переход- корпус;

-тепловое сопротивление корпус- охладитель;

-тепловое сопротивление охладитель- окружающая среда;



;

;

;

=2,5C/Вт;

=0,3С/Вт;

=5,5С/Вт;

;

.

Проверим условие на правильность выбора диода

; (1.7)

;

Это меньше значения 15<15,1 ,погрешность составляет 1%. Следовательно, диод по току выбран правильно.

1.2 Выбор СПП по перегрузочной способности

Определим средние потери мощности для тока, предшествующие перегрузке:

; (1.8)

Вт



Определяем средние потери мощности для тока, соответствующие перегрузке

; (1.9)

Пусковой ток ДПТ по условиям без искровой коммутации для общепромышленных ДПТ ограничен значениями I_пуск = (2,5…4,0) I_н. Таким образом, имеем:

; (1.10)

Принимаем А

-коэффициент запаса по току в режиме перегрузки

(1,1 ч 1,2)А

Принимаем 1,15 А;

Вт; (1.11)

Определяем переходное тепловое сопротивление переход-среда:

; (1.12)

C/Вт



По графику функции зависимости =f(t) \3\ определяем максимально допустимое время перегрузки, за которое температура перехода достигнет максимально допустимого значения: 10с.

1.3 Выбор СПП по напряжению

; (1.13)

где -коэффициент запаса по напряжению (1,6…2);

-максимальное значение рабочего напряжения, прикладываемого к СПП в схеме.

(1.14)

где -коэффициент, учитывающий повышение напряжения в сети

=1,15.

-номинальное значение максимального обратного напряжения прикладываемого к вентилю в конкретной схеме.

Берём ;

=*150=221,1 В.

Следовательно

=1,15*221,1=254,3 В.



=1,8*254,3=457,7 В 500 В.

Значит класс диода по напряжению равен 5. Обозначение диода будет выглядеть следующим образом Д116-10-5.

1.4 Выбор силового трансформатора

Силовой трансформатор применяется для согласования номинального напряжения нагрузки с выпрямленным напряжением.

Трансформатор для системы НВ-ПШИУ выбирается исходя из условия обеспечения номинального напряжения на якоре двигателя U_ядв при максимальной скважности импульсов управления г_max=0,850,9.

В (1.15)

Следовательно, для данной схемы трансформатор не нужен.

1.5 Выбор транзистора

Выбор ключей ПШИУ по напряжению осуществляется по выражению

, (1.17)

где - максимальное значение напряжения сток-исток IGBT ключа, В;

- коэффициент запаса по напряжению, = 2,0 …3,0, примем =2,5. Тогда

Исходя из полученных данных выбираем IGBT-транзистор IR4BC40F \4\ со следующими параметрами: =1,5 В;

=600 В;

=27 А;

=0.77 ?С/Вт.

Рис. Графическое изображение транзистора.

Рис. Внешний вид транзистора.

Рассчитаем суммарные потери мощности на транзисторе.



Для этого отдельно рассчитаем статические потери и потери на переключение:

(1.18)

где: - напряжение насыщения при данном токе коллектора, приводимое в технических данных;

-скважность.

Определим скважность:

(1.19)

где ; следовательно ;

Отсюда:

; (1.20)

Определим максимальную и минимальную скважность:

=; (1.21)

; (1.22)

;

;



D- диапазон регулирования. D=10, 20, …

Принимаем D=10

Определяем потери Р_D и Р_sw:

; (1.23)

Вт;

; (1.24)

Вт;

где , - соответственно потери на включение и выключение транзистора.

- статические потери,

- потери на переключение.

Суммарные потери на транзисторе:

; (1.25)

Вт

Условие правильного выбора ключа

(1.26)

где - максимально допустимая температура кристалла, ^оС. Из технических данных =150 ^оС.

Исходя из этого условия, задаемся значением =75 ^оС и находим по формуле



^оС . (1.27)

Проверяем выполнение условия (1.26).

Условие выполняется 107.7^оС <150 ^оС. Следовательно, ключ выбран правильно. Находим превышение температуры корпуса над температурой охлаждающей среды :

^оС (1.28)

Рассчитываем площадь охлаждающей поверхности радиатора по формуле

,м², (1.29)

где Вт/^оС м² =14 Вт ^оС м² при естественном охлаждении;

м²

Определяем максимальную тактовую частоту по формуле

Для правильного выбора транзистора по напряжению необходимо соблюдения условия , где - коэффициент запаса по напряжению. Из технических данных находим значение =600 В;



Так как условие выполняется, следовательно, транзистор по напряжению подходит.

1.6 Выбор шунтирующего диода

Расчет шунтирующего диода не будет производиться, так как в выбранном IGBT-модуле имеется диод, последовательно соединенный с ключом. Он и является шунтирующим.



2. Расчет и выбор элементов пассивной защиты силовых приборов

2.1 Расчет анодного реактора

Для защиты СПП от аварийных токов используют анодный реактор, который ограничивает ток короткого замыкания на уровне, не превышающем ударный ток прибора.

Требуемое значение индуктивности анодного реактора для ограничения тока короткого замыкания на уровне ударного:

; (2.1)

=1,6-2,0- коэффициент, учитывающий наличие свободной составляющей в токе короткого замыкания.

=1,8;

- ударный ток, который может протекать по приборам в течение 10 мс [7];

n- количество реакторов, ограниченных .

мГн;

; (2.2)

По [7] выбираем анодный реактор типа ФРОС -8/0,5 с параметрами =35 А, =250 мГн, =50 Вт.



2.2 Выбор R-C цепочек

Защитные R-C цепочки предназначены для ограничения скорости нарастания напряжения и снижения перенапряжений на вентилях схемы.

На основании опытных данных, параметры R-C цепей выбираются в пределах:

R=33200 OM

C=0,1 0,5 мкФ

; (2.3)

=0,05;

=314;

Данные выбираем из (4)

=1,5 мА;

=100/1400 В; Принимаем =400 В;

=16 А;

=0,06 мкФ;

Выбираем из (4) конденсатор - чип конденсатор 0.068 мкФ, 630В X7R(10%).

Рассчитываем сопротивления R15 = R16 = R17=R18



=267 Ом. (2.4)

Рассчитываем мощность резистора:

P = Uобр.max•Iобр.max (2.5)

P = = 0,6 Вт

Выбираем из (4) резистор С1-4 1 вт, 5%, 270 ом.

2.3 Расчет сглаживающего фильтра

Сглаживающие фильтры применяют для сглаживания пульсаций выпрямленного напряжения до уровня, который требуется по условиям эксплуатации в устройствах, питаемых данным выпрямителем. Сглаживающие фильтры бывают нескольких видов. Будем производить сглаживание C фильтром.

(2.6)

где m_п - число пульсаций выпрямленного напряжения за период, m_п = 2



3. Литературный обзор СУ СПП проектируемого ППЭЭ. Требования к су проектируемого ППЭЭ

Можно выделить четыре типа базовых схем преобразователей постоянного напряжения в постоянное:

* с широтно-импульсным (времяимпульсным) регулированием;

* с управляемым обменом энергии реактивных элементов;

* с использованием резонансных явлений LC-контуров;

* с дозированной передачей энергии в нагрузку.

Широтно-импульсные преобразователи постоянного напряжения преобразовывают постоянное напряжение в импульсное, среднее значение которого (т.е. его постоянную составляющую, выделяемую в нагрузке фильтрами) можно регулировать. Выходное напряжение таких преобразователей (до выходного фильтра) может иметь вид однополярных или двухполярных импульсов.

Рис.

Простейшая базовая схема ШИП показана на рисунке 3.1.

В схеме возможна только однополярная модуляция. При включении транзистора Т1 на выходе формируется положительный импульс напряжения. При выключении транзистора Т1 включается в режиме нулевого вентиля диод D1, замыкая через себя ток нагрузки в случае наличия в цепи нагрузки индуктивности (собственной или фильтра). На этом интервале формируется нулевая пауза напряжения на нагрузке.

Система управления вентильным преобразователем в общем случае должна выполнять следующие функции:

* включение преобразователя и вывод его на заданный режим;

* стабилизацию заданного режима (напряжения, тока, мощности, частоты и т.д.);

* регулирование режима в соответствии с заданием;

* выключение преобразователя;

* защиту преобразователя (аварийное отключение);

* контроль работы преобразователя и при необходимости диагностика неисправностей.

Все эти функции система управления реализует простым способом - изменением моментов включения и выключения вентилей. Это, в свою очередь, предъявляет к системе управления три требования.

1. Управляемость моментов включения (выключения) вентилей в необходимых пределах. Для преобразователей на вентилях с неполным управлением (тиристорах) и естественной коммутацией в соответствии с их регулировочными характеристиками для полного диапазона регулирования следует изменить угол регулирования б в диапазоне 0…180.

2. Формирование импульса управления прямоугольного вида с крутым передним фронтом и заданной длительностью. Крутой передний фронт (обычно порядка одной микросекунды) необходим для фиксирования момента включения вентилей, имеющих разброс по порогам включения, а также для уменьшения потерь мощности в вентиле при включении из-за его конечной скорости.

СУ можно классифицировать по следующим классификационным признакам:

- по числу каналов, в которых производится регулирование фаз импульсов управления вентилями: одноканальные и многоканальные системы управления. В одноканальных системах импульсы управления для всех вентилей вырабатываются в одном общем канале, из которого они по очевидной логике распределяются по вентилям. В многоканальных системах импульсы управления на каждый вентиль (или их локальную группу) вырабатываются в своем канале. Достоинством одноканальных систем является отсутствие разброса значений фаз импульсов управления вентилями, присущее многоканальным системам из-за неидентичности параметров каналов при их практической реализации, связанной с разбросом параметров реальных элементов канала. Неидентичность фаз импульсов управления вентилями порождает очевидную некачественность выходной и потребляемой энергии преобразователя. Например, для выпрямителя допустим разброс фаз импульсов управления от вентиля к вентилю не более 1…3.

- по наличию синхронизации импульсов управления с каким-то хронирующим процессом (напряжение питающей сети переменного тока, автономный генератор тактовой частоты в системе управления): синхронные (есть инхронизация) и асинхронные (нет синхронизации) системы управления.

- по использованию сигнала обратной связи по выходной переменной преобразователя для целей фазосмещения: разомкнутые (программные) и замкнутые (следящие) системы управления.

-по характеру изменения фазы импульсов управления вентилями: системы с плавным (непрерывным) изменением фазы (обычно по умолчанию) и системы с квантованным (скачкообразным) изменением фазы (системы релейного регулирования).

- по характеру управления по времени вентильными комплектами реверсивных вентильных преобразователей (реверсивные выпрямители, реверсивные ШИП, циклоконверторы): системы совместного управления, когда вентильные комплекты управляются все время, и системы раздельного управления, когда вентильные комплекты управляются по очереди в соответствии с полярностью полуволны выходного тока преобразователя.

. В данном разделе будет рассмотрена система с вертикальным способом управления.

Для определения вида передаточной характеристики преобразователя постоянного напряжения в постоянное с ШИР необходимо учесть линейность регулировочных характеристик таких широтно-импульсных преобразователей (ШИП) для однополярной и двуполярной модуляций. С другой стороны, зависимость относительной длительности импульсов управления от сигнала задания при вертикальном методе управления имеет линейный характер при пилообразном опорном напряжении и синусоидальный - при гармонической форме опорного напряжения. Тогда очевидно, что передаточная характеристика ШИП на идеальных элементах будет линейной при пилообразном опорном напряжении и синусоидальной - при гармоническом. Структура системы управления ШИП очевидна и построена на рисунке 3.1, а диаграммы ее работы - на рисунке 3.2 для случая однополярной ШИР, реализуемой в схемах транзисторных ШИП.

Рисунок 3.1- Структура системы управления ШИП

Рисунок 3.2- Диаграммы работы системы управления ШИП



Так как транзистор требует наличия широкого импульса управления (на все время своей проводимости), то теперь устройство сравнения должно фиксировать не просто момент сравнения входных сигналов, а все время превышения одного сигнала над другим. Вид пилы опорного напряжения определяет характер широтно-импульсного регулирования: регулирование положения переднего фронта импульса при нарастающей пиле, заднего фронта - при спадающей пиле, обоих фронтов - при симметричной (треугольной) пиле. При этом импульс К1 обеспечивает управление транзистором, формирующим импульс напряжения на нагрузке, а импульс К2 - управление транзистором, формирующие нулевую паузу напряжения на нагрузке.

Здесь передаточная характеристика ШИП будет лежать в первом квадранте, как показано на рисунке 3.3.

Рисунок 3.3-Передаточная характеристика ШИП

При отрицательном импульсе однополярной ШИР (ОШИР) на нагрузке передаточная характеристика будет лежать в третьем квадранте. Для получения передаточной характеристики при двухполярной ШИР-ДШИР, проходящей через первый и третий квадранты (пунктир на рисунке 3.3), опорное напряжение очевидно должно быть двухполярным.

Регулятор переменного напряжения с однополярной ШИР будет иметь также линейную передаточную характеристику, поскольку частота коммутации при ШИР обычно более чем на два порядка превышает частоту напряжения питающей сети и отдельные импульсы в кривой напряжения можно практически рассматривать как прямоугольные, как и в рассмотренном выше случае.

Регуляторы переменного напряжения повышающе-понижающего типов будут иметь передаточные характеристики, подобные их регулировочным характеристикам, так как в вертикальной системе управления с пилообразным опорным напряжением относительная длительность импульсов управления пропорциональна напряжению управления. Подобным образом обстоит дело и с передаточной характеристикой в повышающе-понижающем непосредственном преобразователе частоты. Наконец, в непосредственном преобразователе частоты с циклическим методом формирования выходного напряжения передаточная характеристика будет нелинейной и зависящей от выходной частоты. Это связано с тем, что частота коммутации при однократном ШИР сравнима с частотой напряжения питающей сети, так как только ее превышение над частотой сети определяет частоту выходного напряжения. В результате отдельные импульсы в кривой выходного напряжения промодулированы кривой питающего напряжения и мало похожи на прямоугольные.

Структуры систем управления обоими рассмотренными выше непосредственными преобразователями частоты подобны. Обобщенная структура системы управления ими показана на рисунке 3.4.

Рисунок 3.4- Обобщенная структура системы управления преобразователями частоты



Здесь генератор опорного напряжения ГОН пилообразной формы регулируется по частоте первым сигналом задания Uз.1. Второй сигнал задания Uз.2 сравнивается в устройстве сравнения УС с опорным напряжением и формирует импульсы на включение вентилей, через которые напряжение сети прикладывается к нагрузке. Распределяются эти импульсы из общего канала по трем вентилям одной выходной фазы преобразователя с помощью распределителя импульсов РИ.



4. Проектирование структурной и функциональной схем СУ СПП

Система управления ШИП

Рисунок 4.1 - Структурная схема управления ШИП

Система управления ШИП состоит из следующих блоков:

ГВИ - генератор высокочастотных импульсов. Предназначен для формирования на своем выходе импульсов открывающих транзистор ГПН.

ГПН - генератор пилообразного напряжения. Обычно для ШИП используется частота коммутации ключей (1-5) кГц. ГПН формирует на своем выходе высокочастотную пилу .

К - компаратор. Предназначен для сравнения пилообразного напряженеия с напряжением управления и в момент их равенства меняет свое выходное состояние.

ВФ - выходной формирователь. Предназначен для обеспечения гальванической развязки между силовой схемой и схемой управления, а так же для формирования импульсов необходимой мощности, обеспечивающей надежное открывание IGBT транзистора.

Функциональная схема представлена на рисунке 4.2



Рисунок 4.2- Функциональная схема управления ШИП

УИ- усилитель импульсов,

TV- драйвер, осуществляющий гальваническую развязку цепи управления от силовой цепи,

Кл- ключ(транзистор),

ОУ- операционный усилитель,

И-интегратор.

Диаграммы работы СУ ШИП представлены на рисунке 4.3

Рисунок 4.3- Диаграммы работы СУ ШИП



5. Выбор типов аналоговых и цифровых ИМС

Цифровая схема - интегральная микросхема, предназначенная для преобразования и обработки информации, сигналов, изменяющихся по законам дискретной функции.

Интегральная схема - микроэлектронное изделие, которое предназначено для выполнения определённой функции, преобразования и обработки сигнала. Имеют высокую плотность упаковки электрических соединений элементов, которые с точки зрения требований к эксплуатации рассматриваются как единое целое.

В схеме применяется операционный усилитель КР140УД12.

Условное графическое обозначение

Рисунок 5.1 - Функциональная схема КР140УД12

1 Баланс

2 Вход инверсный

3 Вход неинверсный

4 Питание -15

5 Баланс

6 Выход

7 Питание +15

8 Ток смещения

Основные параметры операционного усилителя:

Коэффициент усиления К_u=50·10³ В/мВ;

Напряжение смещения нуля U_см=6мВ;

Входной ток I_вх=30 мкА;

Скорость нарастания выходного напряжения v=0,01 B/мкс;

Напряжение питания ;

Потребляемый ток I_п=30 мА;

Компаратор реализован на микросхеме К597СА1.

Рис.

Основные параметры компаратора:

Коэффициент усиления К_u=70·10³ В/мВ;

Напряжение смещения нуля

Входной ток I_вх=0,35 мкА;

Время переключения

Напряжение питания

Потребляемый ток I_п=2 мА;

В качестве выходного формирователя используется драйвер ACPL-772L:

Рисунок 5.3-Функциональная схема ACPL-772L



Техническая спецификация:



6. Проектирование принципиальной схемы и электрический расчет функциональных элементов СУ СПП

6.1 Расчет генератора высокочастотных импульсов

Рисунок 6.1 - ГВИ

Рассчитаем ГВИ на базе операционного усилителя КР140УД12 . Период импульсов найдем по формуле (6.1)

, (6.1)

где _шип - частота коммутации IGBT-транзистора, _шип=3 кГц;

, (6.2)

где - длительность импульса, ;



Сопротивление R₂ найдем по формуле (6.3)

, (6.3)

где - длительность интервала паузы

t_n=0,0002-0,00005=0,00015с;

Окончательно принимаем R1=430 Ом, R2=1,5 кОм.

Токи протекающие через диоды VD1 и VD2

(6.4)

Расчитаем мощности резисторов R₁ и R₂

(6.5)



Ток, протекающий через резисторы R3и R4

(6.6)

Мощности резисторов R3 и R4

Выбираем из справочника (4):

R1 - С1-4 0.5 вт, 5%, 430 Ом

R2- Чип резистор 0.063Вт, 0603, (5%), 1.5 кОм

R3- Чип резистор 0.063Вт, 0603, (5%), 1.1 кОм

R4- Чип резистор 0.063Вт, 0603, (5%), 1 кОм

Выбираем диоды UF4002 с параметрами: I_пр=1 A, U_обр=100 В.

Таблица

Поз. обозначение	Наименование	Кол	Примечание
	Диоды
VD1,VD2	UF4002	2
	Конденсаторы
С1	С1- К50-35 - 50В-0,1 мкФ	1
	Резисторы
R1	С1-4 0.5 вт, 5%, 430 Ом	1
R2	Чип резистор 0.063Вт, 0603, (5%), 1.5 кОм	1
R3	Чип резистор 0.063Вт, 0603, (5%), 1.1 кОм	1
R4	Чип резистор 0.063Вт, 0603, (5%), 1 кОм	1

Выбираем конденсатор С1- К50-35 - 50В-0,1 мкФ

6.2 Расчет генератора пилообразного напряжения

Рисунок 6.2-Генератор пилообразного напряжения.

Принимаем U_{оп вх}= 7 В, U_пм=10 В. Пренебрегая входными токами усилителя DA2 и током коллектора транзистора VT1 в закрытом состоянии, схема замещения ГПН на интервале 0... t_раб. имеет вид (рисунок 6.3)

(6.7)

(6.8)



Рисунок 6.3

Т.к. при t= t_раб U_C1= U_пм, то

(6.9)

Зададимся С1= 0,2 мкФ, тогда

Ом (6.10)

Принимаем R6= 36000 Ом.

Примем R6=R7= 36000 Ом. Тогда i₆= i₇.

мА (6.11)



мА (6.12)

Ом

Рассчитаем мощности резисторов

(6.13)

Таким образом, из (4) окончательно выбираем:

С2- К10-17А-Н50 0.22 мкФ,

R5- С1-4 0.5 Вт, 5%, 20 кОм 5%,

R6, R7 - CF-0.25 Вт-36кОм 5%

Транзистор VT1 выбираем по условиям:

(6.14)

где k_зi = 1,21,5; k_зи=1,52,0.

Ток коллектора I_k равен току разряда конденсатора С₂.

(6.15)

Считая, что разряд конденсатора С₂ происходит при постоянном токе, имеем

(6.16)



А

Время разряда конденсатора t_сбр=50 мкс., тогда сопротивление R₉ равно

(6.17)

Принимаем R9=270 Ом.

Выбираем R9- С1-4 0.5 Вт, 5%, 270 Ом /6/.

С учетом к_зi= 1,5; к_зи= 2 имеем:

мА

В

Выбираем транзистор BC848C (4) со следующими параметрами:

U_{кэ max}= 30 В

I_{к max}= 100 мА

= 20...60

Ток базы транзистора VT1 мА. (6.18)

Тогда кОм.



Таблица. Выбираем R8- Чип-резистор 0.063Вт, 0603, 5%, 6.8 кОм (4).

Поз. обозначение	Наименование	Кол	Примечание
	Транзисторы
VТ1	BC848C	2
	Конденсаторы
С2	К10-17А-Н50 0.22 мкФ	1
	Резисторы
R5	С1-4 0.5 Вт, 5%, 20 кОм 5%	1
R6,R7	CF-0.25 Вт-36кОм 5%	2
R8	Чип-резистор 0.063Вт, 0603, 5%, 6,8 кОм	1
R9	С1-4 0.5 Вт, 5%, 270 Ом 5%	1

6.3 Расчет компаратора

Компаратор реализуем на микросхеме К597СА1

Рисунок 6.4 - компаратор

Минимальное и максимальное напряжение управления примем U_у от 3,57 В до 8,71В.

Сопротивления R10 и R11 служат для ограничения входных токов операционного усилителя. Принимаем R₁₀= R₁₁=51 кОм. Выбираем из (4) R10, R11- Чип-резистор 0.125Вт, 0805, 5%, 51кОм10%



6.4 Расчет драйвера

Рисунок 6.5 - Схема включения драйвера ACPL-772L

Значения С3, С4 рекомендованы производителем: C3=C4=0.05 мкФ

Выбираем из (4) C3, C4 - керамический ЧИП конденсатор 0.056 мкФ, X7R (10%) 0805.



7. Составление полной принципиальной электрической схемы ППЭЭ и перечня элементов к ней. Временные диаграммы работы схемы и описание принципа ее действия

7.1 Составление полной принципиальной схемы ППЭЭ

Полная принципиальная схема собрана из блоков, которые были описаны в разделе 6 (это - генератор высокочастотного напряжения ГВН, генератор пилообразного напряжения ГПН, компаратор и выходной формирователь ВФ) и приведена на рис.7.1 и в графической части на формате А1 вместе с функциональной схемой.

Описание принципа действия схемы выпрямителя.

На вход ГВН (построенного на DA1) через R2, C1 подается задающее напряжение. По этому напряжению ГВН формирует последовательность высокочастотных импульсов малой длительности.

На вход ГПН (VT1, C2, DA2) подается напряжение пилы U_п. При отсутствии U_ГВН ключ VT1 закрыт и напряжение на выходе интегратора DA2 нарастает по линейному закону. При поступлении сигнала U_ГВН ключ VT1 открывается и интегратор сбрасывается в нуль. Таким образом на выходе ГПН формируется положительное пилообразное напряжение U_ГПН.

Напряжение U_ГПН подается на вход компаратора(R2, DA3), где происходит сравнение двух напряжений: U_ГПН и напряжения управления U_У. U_У формируется САУ электроприводом. В момент равенства этих напряжений компаратор DA3 меняет свой знак. По фронту сигнала U_к выходной формирователь формирует открывающие импульсы необходимой амплитуды и длительности. Этими импульсами непосредственно и осуществляется открывание и закрывание ключа VT2.

R12, R13 служат для согласования выходного сигнала К UКО с входными параметрами выходного формирователя DA4.



7.2 Перечень элементов, используемых в принципиальной схеме ПВ

Таблица

Позиционное обозначение	Наименование	Кол	Примечание
1	2	3	4
	Диоды
VD1..VD2	UF4002	2
VD3..VD6	Д112-16	4
	Конденсаторы
С1	К50-35 - 50В-0,1 мкФ	1
С2	К10-17А-Н50 0.22 мкФ	1
С3,С4	ЧИП конденсатор 0.056 мкФ, X7R (10%) 0805	2
C5..C10	ЧИП конденсатор 0.068 мкФ, 630В X7R(10%)	6
	Микросхемы
DA1	КР140УД12	1
DA2,DA3	К597СА1	2
DA4	ACPL-772L	1
	Резисторы
R1	С1-4 0.5 вт, 5%, 430 Ом	1
R2	Чип резистор 0.063Вт, 0603, (5%), 1.5 кОм	1
R3	Чип резистор 0.063Вт, 0603, (5%), 1.1 кОм	1
R4	Чип резистор 0.063Вт, 0603, (5%), 1 кОм	1
R5	С1-4 0.5 Вт, 5%, 20 кОм 5%	1
R6,R7	CF-0.25 Вт-36кОм 5%	2
R8	Чип-резистор 0.063Вт, 0603, 5%, 6,8 кОм	1
R9	С1-4 0.5 Вт, 5%, 270 Ом 5%	1
R10,R11	Чип-резистор 0.125Вт, 0805, 5%, 51кОм10%	2
R12,R13	Чип-резистор 0.125Вт, 0805, 5%, 200 Ом	2
R14	МЛТ-0,125-47 кОм10%	1
R15..R20	С1-4 1 вт, 5%, 270 Ом	6
	Транзисторы
VT1	BC848C	1
VT2	IR4BC40F	1



Рис 7.1-Полная принципиальная схема ППЭЭ 1



8. Расчет и построение внешней и регулировочной характеристики ППКК, регулировочной характеристики СУ

8.1 Расчет и построение внешней характеристики ППКК

Внешней характеристикой называется зависимость выходного напряжения U от тока нагрузки I при постоянном значении скважности. Схема замещения выпрямителя показана на рисунке 8.1.

Рисунок 8.1- Схема замещения выпрямителя

Е- среднее значение выпрямленной ЭДС,

- сумма падений напряжения на полупроводниковых приборах, по которым в данный момент времени протекает ток нагрузки;

R_a- суммарное активное сопротивление последовательно включенных элементов схемы, по которым протекает ток нагрузки в один и то же момент времени, R_a=R_ар=0,161Ом;

R_k- коммутационное сопротивление, ;

где m=2 - пульсность схемы;



Согласно схеме замещения внешняя характеристика выразится формулой

(8.1)

- сумма падений напряжения на полупроводниковых приборах, по которым в данный момент времени протекает ток нагрузки.

Находим среднее значение выпрямленной ЭДС для и :

На основании этих данных рассчитаем напряжения при соответствующих скважностях и на основе полученных данных построим внешнюю характеристику выпрямителя:

В режиме непрерывного тока, а также при представлении вентилей активными сопротивлениями, внешние характеристики выпрямителя представляют собой ряд параллельных прямых, наклоненных к оси тока. Таким образом, внешние характеристики строим для скважности ₁=_min и ₂=_max по двум точкам: I=0 и I=I_H.



Таблица

	0	18,8
Umin,В	12,65	-4529,6
Umax,В	148,05	-4394,2

Рисунок 8.2- Внешняя характеристика выпрямителя.

8.2 Расчет и построение регулировочной характеристики ППКК

Регулировочная характеристика это зависимость выпрямленной ЭДС от величины скважности. Для проектируемого выпрямителя E₀ = 198В

Произведем расчет напряжения при различной величине скважности и по полученным данным построим регулировочную характеристику выпрямителя.

Таблица

E	15,05	19,8	79,2	118,8	150,5
г	0,076	0,1	0,4	0,6	0,76



Рисунок 8.3- Регулировочная характеристика выпрямителя

8.3 Расчет и построение регулировочной характеристики СУ

Регулировочной характеристикой системы управления называется зависимость величины скважности от напряжения управления = f(U_у). Выражение для расчета регулировочной характеристики СУ имеет вид:

; (8.2)

Произведем расчет величины скважности при различных значениях напряжения управления и по полученным данным построим регулировочную характеристику СУ выпрямителя.

Таблица

Uу	0	0,76	4	7,6
г	0	0,076	0,4	0,76



Рисунок 8.4- Регулировочная характеристика СУ выпрямителя



Заключение

В ходе выполнения проекта были определены расчетные соотношения, позволяющие по заданному режиму работы нагрузки (потребителя) и условиям охлаждения определить электрические параметры силовых полупроводниковых вентилей и остальных элементов силовой схемы, и произвести их выбор по соответствующим каталогам.

Также была спроектирована система управления широтно-импульсным преобразователем, рассмотрен принцип её действия и произведён расчёт функциональных узлов схемы управления СПП. Для оценки работы СПП была рассчитана и построена внешняя и регулировочная характеристики СУ. Достоинством данной схемы управления является отсутствие каких-либо реактивных элементов, что позволяет существенно снизить массу привода

В процессе выполнения данного курсового проекта были приобретены навыки расчета силовых схем и выбора полупроводниковых приборов, а также проектирования и расчета принципиальных электрических схем систем управления полупроводниковыми приборами преобразователей.



Список используемой литературы

1.Чебовский О. Г. и др. Силовые полупроводниковые приборы: Справочник / О. Г. Чебовский, Л. Г. Моисеев, Р. П. Недошивин. 2-е изд., перераб. и доп. М.: Энергоатомиздат, 1985.

2.Основы преобразовательной техники: /В.С. Руденко, В.И. Сенько, И.М. Чиженко. - 2-е изд., перераб. и доп. - М.: «Высшая школа», 1980.

3.Розанов Ю.К. Основы силовой преобразовательной техники. - М.: Энергия, 1979. - 392 с.

4.http://www.platan.ru/

5.Справочник по электрическим машинам: В 2 т. / Под общ. ред. И. П. Копылова и Б. К. Клокова. т.1. М.: Энергоатомиздат, 1988.

6.Зиновьев Г. С. Основы силовой электроники / Г.С. Зиновьев. - Новосибирск;НГТУ, 1999. - Ч.1. - 199 с.

7.Методическое пособие к курсовому проектированию по СПТ. - Г.И.Гульков, Н.М. Улащик. - Минск 2005

Размещено на Allbest.ru