Якщо струм комутації вимагає встановлення потужного силового транзистора і потужність сигналу ДПР є недостатньою для керування ним або якщо фронти цього сигналу не мають достатньої крутизни, то необхідно застосовувати силові ключі, що складаються з двох-трьох транзисторів (складені ключі)

Складений ключ на транзисторах V1 і V2 має загальне джерело замикаю-чої напруги Uз . За відсутності сигналу від ДПР на вході позитивний потен-ціал Uз прикладений до бази V2 через опір R6 і, таким чином, транзистори V2 і, відповідно, V1 надійно замкнуті. Поява сигналу від ДПР на вході призводить до протікання струму через перехід емітер-база V2 і він відкривається. Це, у свою чергу, викликає протікання струму через коло емітер-база V1 - емітер-колектор V2 , завдяки чому і V1 виявляється відкритим. Невеликий опір R1 іноді встановлюють для чіткішого виведення транзистора V1 в режим насичення

На рис. 1.25 показаний ключ на польовому транзисторі V, керований від оптопари VО. Сигнал від ДПР подається на оптопару VО і фототранзистор V1 відкривається. Так само потенціал 12 В подається на затвор 3 польового транзистора V і він також стрибком переходить у відкритий стан і підмикає навантаження L, R, Е до джерела живлення U. Зникнення сигналу ДПР на оптопарі VО призводить до замикання фототранзистора і зняття потенціалу із затвора транзистора V, який закривається.

Застосування оптопари VО дає змогу гальванічно розв'язати кола керування і силові кола ключів, що підвищує надійність і безпеку системи.

Рис. 1.25. Ключ на польовому транзисторі

Багато фірм-виробників силової електроніки випускають напівпровід-никові ключі у вигляді модулів, що дозволяють конструювати і збирати різні види перетворювачів, які застосовуються в колах електричних машин. Один з таких модулів складеного ключа показаний на рис. 1.26, а. Модуль крім транзисторів Т₁, Т₂ містить зворотний діод D1 і допоміжний діод D2.

Рис. 1.26.Силові ключі у виді модулів: а) один ключ; б) півміст-стійка із двох ключів

На рис. 1.26, б два модулі А і В об'єднані в "стійку" трифазного моста зі зворотними діодами, показану в лівій частині рис. 1.26, б. У діапазоні відносно невеликих потужностей, приблизно 10³ Вт, у вигляді модуля випускають повністю весь трифазний транзисторний міст, який може бути використаний як комутатор трифазного безконтактного двигуна з реверсивним живленням фаз.

На рис. 1.27, а зображена схема такого модуля на польових транзисторах зі зворотними діодами, а на рис. 1.27, б - конструктивного виконання у вигляді прямокутної пластини зі штирями, відповідними виводам для під'єднання джерела живлення (PCS (+), NCS (-)), фаз навантаження (А, В, С), затворам польових транзисторів (Gl-G6).

Рис. 1.27. Модуль трифазного моста: а) схема, б) конструктивне виконання

Така концепція разом зі застосуванням інтегральних схем для систем керування сприяє найефективнішому розв'язанню задач проектування, виготовлення, зниження вартості регульованих електроприводів на базі БДПС. При цьому забезпечується компактність і висока надійність приводу в цілому.

Основним силовим, а також і з'єднуючим елементом між двигуном і MOSFET драйвером, є, як правило, транзистор [3]. Це може бути біполярний транзистор, MOSFET або IGBT. У деяких невеликих безконтактних двигунах постійного струму MOSFET драйвери можуть бути використані для безпосереднього керування двигуном.

Для керування обмотками БД постійного струму використовуються силові елементи комутації (біполярні транзистори, MOSFET, IGBT). Змінюючи стан комутаційних елементів певним способом, можна змінювати напругу двигуна для забезпечення певної швидкості чи положення ротора двигуна. На рис. 1.28 показана типова силова схема для регулювання швидкості безкон-тактного двигуна постійного струму, з якої видно, що метою керування є забезпечення певного рівня напруги і струму в обмотках двигуна, що, у свою чергу, залежить від правильного вибору комутаційних елементів.

Рис. 1.28.Типова схема для регулювання швидкості безконтактного двигуна постійного струму

Першим етапом у виборі доцільного силового комутаційного елементу для схеми керування двигуном є розуміння способу керування двигуном. Розуміння способу керування двигуном є важливим кроком у цьому процесі, бо працездатність схеми буде визначатися вибором силового комутаційного елементу. Ключовою точкою є значення пускового струму (іноді береться гальмівний струм або струм короткозамкненого ротора). Величина пускового струму може бути втричі більшого за величину струму в нормальному робочому режимі.

Наведені вище фактори є головними і визначають вибір необхідних параметрів керуючих елементів.

Двома основними силовими елементами для керування БДПС є MOSFET та IGBT (рис. 1.29). Біполярні транзистори використовуються в схемах контролю швидкості двигуна завдяки своїй здатності витримувати високі струми і напруги, але в наш час у зв'язку з розвитком електронної промисловості все частіше використовуються MOSFET та IGBT у більшості схем керування.

Рис. 1.29. MOSFET та IGBT-транзистори

MOSFET та IGBT керуються напругою на відміну від біполярного транзистора, що є керований струмом. Це означає, що вмикання і вимикання пристрою відбувається прикладеною до затвору напругою замість струму. Це спрощує контроль над цими пристроями.

Подібність між MOSFET та IGBT закінчується на способі ввімкнення і вимкнення пристрою за допомогою прикладеної до затвору напруги. Інші особливості функціонування цих драйверів значно відрізняються.

Основна відмінність полягає в тому, що MOSFET має резистивний канал стік-витік, а це IGBT має p-n перехід з колектора до емітера. Це призводить до відмінностей у розрахунках втрат потужності в пристроях [3]. Втрати потужності для цих пристроїв визначаються за формулами (1.11)-(1.12).

Для MOSFET:

. (1.11)

Для IGBT:

. (1.12)

Основною відмінністю цих двох рівнянь для визначення втрат потужність є квадрат струму в рівнянні для MOSFET. Це вимагає від резистора R_DS-ON MOSFET мати менше значення при зростанні струму з метою збереження однакової з IGBT розсіюваної потужності. У схемах низької напруги цього можна досягти лише при значенні R_DS-ON = 10 мОм. При вищій напрузі (понад 250 В), R_DS-ON мати опір більше 10 мОм.

Ще одним ключовим моментом при оцінці втрат потужності є температурна залежність RDS-ON MOSFET на відміну від напруги VCE-САТ для IGBT. Якщо температура збільшується, збільшується і опір RDS-ON MOSFET, а VCE-САТ IGBT, як правило, зменшується (крім режиму великих струмів). Це означає, що збільшуються втрати потужності для MOSFET і зменшуються для IGBT.

Беручи все це до уваги, виявляється, що IGBT краще використовувати, ніж MOSFET при вищих напругах, але є інша складова втрат потужності, яку варто розглянути. Це - втрати на перемикання.

Втрати при комутації мають місце тоді, коли пристрій вмикається і вимикається струмом або прикладеною напругою до переходу стік-витік для MOSFET або колектор-емітер для IGBT. Втрати на комутацію є в будь-якій комутаційній схемі й часто можуть перевищувати втрати потужності в комутаційних елементах.

IGBT є повільнішими комутаційними пристроями, ніж MOSFET, а, отже, втрати при перемиканні будуть більшими. Важливо відзначити, що технологічно IGBT прогресували протягом останніх 10 років і були внесені різні зміни для покращення роботи з різними схемами. Прогресували також і MOSFET.

Різні компанії мають кілька ліній IGBT. Деякі з них оптимізовані для низькочастотних пристроїв, які мають більш низькі V_CE-САТ напруги, а інші оптимізовані для високочастотних систем (60 - 150 кГц), що мають менші втрати на перемикання, але мають вищу V_CE-САТ напругу. За останні 5-10 років було зроблено ряд досягнень у MOSFET технології, що підвищило швидкодію пристрою і зменшило значення R_DS-ON. Кінцевим результатом цього є те, що, якщо зробити порівняння між транзисторами типу IGBT і MOSFET для схем, можна переконатись, що їхнє поєднання найкраще підходять для більшості схем.

Хоча IGBT є повільнішим, ніж MOSFET при ввімкненні і вимкненні, важливо визначити крайню межу вимикання. Це пов'язано з тим, що IGBT є менш комбінованим пристроєм, в якому затвор має невеликий вплив на керування вимкненим пристроєм (буде змінюватися залежно від типу IGBT - швидкі, надшвидкі і т. д.). Це можна побачити на еквівалентній схемі IGBT, що показана на рис. 1.30.



Рис. 1.30. Еквівалентна схема IGBT

При вмиканні затвору n-канальний MOSFET подає напругу на базу транзистора p-n-p, ефективно керуючи пристроєм. Однак, у разі вимкнення, коли затвор пристрою працює повільно, закривання відбувається лише рекомбінацією носіїв приладу, що несприятливо діє на швидкість вимикання пристрою. Зміна деяких параметрів призводить до зміни швидкості роботи пристрою - у цьому полягає суть різних видів IGBT.

Збільшення швидкодії часто призводить до збільшення V_CE-САТ напруги і зниження рівня струму для заданої схеми.

Розрахунок втрат комутації для IGBT є складнішим, ніж для MOSFET. З цієї причини втрати при комутації для IGBT зазвичай записані в паспортних даних пристрою і наводяться в джоулях. Це дає змогу отримати величину силових втрат, помноживши значення комутаційних втрат на частоту. Втрати під час комутації є найбільшим обмежуючим фактором при застосуванні IGBT у багатьох схемах високої напруги і частоти. Через відносно низьку частоту модуляції в схемах керування двигуном (зазвичай менше 50 кГц), комутаційні втрати є невеликі і IGBT є певною мірою навіть кращими за MOSFET.

Якщо здійснити загальне порівняння MOSFET і IGBT, можна виділити такі особливості:

· Для застосування у схемах з напругою нижче 250 В вибираються MOSFET. Вибір IGBT з номінальною напругою до 600 В є дуже обмеженим.

· Для застосування у схемах з напругою понад 1000 В вибираються IGBT. Якщо зростає номінальна напруга MOSFET, зростає і опір R_DS-ON, і розмір пристрою. При напрузі понад 1000 В опір R_DS-ON MOSFET не може конкурувати з переходом IGBT у відкритому стані.

· В інтервалі від 250 В до 1000 В постає необхідність використання спеціальних схем, що забезпечують певний рівень втрат, частоти комутації та вартість пристрою.

При порівнянні MOSFET та IGBT для різних схем важливо оцінити продуктивність пристрою у всьому діапазоні роботи. Як було зазначено вище, втрати резисторі MOSFET збільшуються зі збільшенням температури, подібно як збільшуються комутаційні втрати для IGBT.

Іншими застереженнями під час проектування є:

· Необхідність забезпечення для надійної роботи принаймні 2-3, а краще 4-5-кратного запасу за напругою і струмом.

· Максимальна температура пристрою не повинна перевищувати 120єC за максимального навантаження та максимальної температури навколишнього середовища. Це дає змогу запобігти перегріву. Повинен бути також передбачений тепловий захист.

· Потрібно враховувати розташування друкованої плати для мінімізації впливу індуктивності силової частини двигуна на коло керування. Індуктивність силового кола може спричинювати стрибки в напрузі, яка прикладається до обмоток двигуна і часто призводить до пошкодження ізоляції обмоток двигуна.

· Комутаційний елемент повинен витримувати струми короткого замикання та пускові струми. Пусковий струм двигуна може бути в три-шість разів вищий за номінальний.

РОЗДІЛ 2. СИНТЕЗ БЛОКУ КЕРУВАННЯ

Практика розробки мікроконтролерних систем керування БДПС показала, що такі системи є доволі чутливими до зовнішніх завад і перешкод, які викликають хибні спрацьовування МК, внаслідок чого виходять з ладу дорогі вихідні ключі на IGBT і драйвери керування. Хибні спрацювання МК виникають внаслідок неконтрольованих "перестрибувань" виконуваного алгоритму, який формує імпульси комутації силових ключів, через наявність сигналів завад як на вхідних колах МК, так і в колі живлення, причому таких завад практично неможливо позбутися звичайними засобами типу екранування, блокувальних конденсаторів у колах живлення чи навіть оптронного розв'язування, особливо, у випадках силових напруг понад 200 В.

Одним з виходів з даної ситуації є повернення назад до комбінаційної логіки, на яку покладено завдання формування комутаційної послідовності для драйвера силових ключів. Система керування на базі МК у такому разі формує основні керуючі сигнали ("Вперед", "Назад", "Стоп" тощо), а отримані додаткові обчислювальні можливості можна використати для реалізації додаткових законів керування.

Блок комутації обмоток вентильного двигуна

Як прототип для розробки системи керування електроприводом БД використано блок керування, який забезпечує 120° комутацію обмоток і використовується з ВД у приводі компресора, що живиться від бортової мережі 12...24 В [4]. Як давач положення ротора можна використовувати давачі положення з індуктивними елементами, з сенсорами Холла та інші.

При обертанні ротора в секціях обмотки статора двигуна індукуються синусоїдальні сигнали ЕРС обертання (рис. 2.1).



Рис. 2.1. Синусоїдальні сигнали ЕРС обертання

Для забезпечення рухового режиму необхідно комутувати обмотки двигуна так, щоб в кожен момент часу напрям струму і ЕРС обертання в кожній секції були протилежні. Отже, необхідно відслідковувати знаки ЕРС обертання і за їх зміни відповідно змінювати підключення секцій у колі джерела живлення. Це виконують, як показано раніше, сенсори Холла. Сигнали з сенсорів Холла несуть у собі необхідну інформацію про положення ротора.

Для зміни швидкості обертання ВД служить зовнішній генератор з ШІМ (20 кГц), який в сукупності з блоком керування змінює час підключення статорних обмоток двигуна до шин джерела живлення і, як наслідок, середній струм, що протікає через обмотки, визначає обертовий момент двигуна.

Для реалізації такого принципу керування в розглянутому прототипі застосовано мікроконтролер PIC16F84A, який керує спеціалізованим драйвером IR2130 залежно від вхідної комбінації сигналів з ДПР (рис. 2.1) відповідно до логічних виразів:

1)пряме обертання:

а)верхні ключі:

;

;

.

б)нижні ключі:

;

;

.

2)зворотне обертання:

а)верхні ключі:

;

;

.

б)нижні ключі:

;

;

,

деY1, Y2, Y3, Z1, Z2, Z3 - сигнали керування ключами;

Х1, Х2, Х3 - сигнали з сенсорів Холла.

Контролер також реалізує імпульси підкачки для перезарядки конденсаторів вольтодобавки С3-С5 і скидання захисту драйвера. Нижче розглянемо основні характеристики і роботу драйвера.

Драйвер IR2130 має характеристики [5]:

· амплітуда вихідних сигналів - 10...20 В;

· малий вихідний опір керуючого каскаду;

Рис. 2.2. Керований мікроконтролером PIC16F84A драйвер Ir2130

· вихідний струм - до 0,25 А під час заряджання ємності затвора і до 0,5 А при її розряджанні;

· плаваючий вихід для забезпечення керування верхніми транзисторами робочою напругою до 600 В;

· малі внутрішні втрати потужності на високій частоті перемикання і максимальній напрузі зсуву;

· входи сумісні з рівнями ТТЛ і КМОП.

Вхідний фільтр на 500 нс перешкоджає помилковому спрацьовуванню від коротких імпульсних перешкод. Мікросхема IR2130 містить шість вихідних драйверів для керування МОН-транзисторами або IGBT. На входи мікросхеми подаються сигнали від трьох генераторів, кожен вхід працює на два виходи. Нижні вихідні драйвери керовані безпосередньо генераторами сигналів, а сигнали керування верхніх драйверів повинні бути зміщені за рівнем . Блокування від зниженої напруги вбудоване в кожен драйвер верхнього каналу для попередження помилкового спрацювання при розряді конденсаторів вольтдобавки. За недостатньої напруги живлення на шині Vсс, визначеній значеннями менше 8,8 В для верхніх ключів і 9,1 В для нижніх, відбувається блокування всіх каналів. При Vcc, рівному приблизно 9,2 В і 9,5 В для верхніх і нижніх ключів відповідно, відбувається вмикання драйвера.

Діаграма спрацьовування захисту за напругою для верхніх і нижніх ключів показана на рис. 2.3 і рис. 2.4.

Рис. 2.3. Діаграма спрацьовування захисту по напрузі для верхніх ключів

Рис. 2.4. Діаграма спрацьовування захисту по напрузі для нижніх ключів

Сигнал ITRIP (відмикання драйвера), який може бути знятий з давача струму в головному силовому колі пристрою (струмовий трансформатор, шунт як в даному пристрої і т. д.) порівнюється з опорною напругою 0,5 В і потім об'єднується схемою "АБО" з сигналом ланцюга контролю зниження напруги для заборони вихідних сигналів.

Резистори R16 і R17 задають коефіцієнт підсилення. Фактичне значення коефіцієнта підсилення визначається виразом А = 1 + R16/R17.

У нашому випадку налагодження було здійснене на вимикання драйвера при збільшенні струму силової частини до 15 A, R17 = 10 КОм, а R16 = 22 КОм, таким чином, коефіцієнт підсилення дорівнює 3,2.

Логічні сигнали низького рівня подаються на будь-якій з шести входів, викликають появу на виході сигналу високого рівня згідно табл. 2.1.

Таблиця 2.1Логічні сигнали драйвера

HIN	LIN	HO	LO
1	1	0	0
1	0	0	1
0	1	1	0
0	0	0	0

Схема вхідної логіки також забезпечує затримку сигналу для виключення одночасного включення транзисторів і протікання наскрізних струмів, коли на виводах LIN і HIN з'являються збіжні за часом логічні сигнали. Цей випадок можна побачити на (рис. 2.5). Подальший захист від наскрізних струмів у потужних приладах забезпечується блокуванням обох виходів високого рівня, якщо на обидва входи одночасно подається команда ON ("Ввімкнено").



Рис. 2.5. Співпадаючі за часом логічні сигнали виводів LIN і HIN

При керуванні індуктивними навантаженнями виводи Vs1, Vs2, Vs3 від'ємні відносно Vss, оскільки енергія індуктивності комутується діодами через кожен ключ нижнього каналу.

Для живлення потужних плаваючих виходів IR2130 необхідні три конденсатори вольтдобавки, ємність яких залежить від вимог до заряду затвора потужного ключа і максимальному часу його включення. Струм внутрішнього плаваючого драйвера також повинен подаватися з конденсатора вольтдобавки. Після забезпечення цих потреб в енергії на конденсаторі вольтдобавки повинен залишатися заряд С_відн, достатній для вимкнення блокування від зниження напруги (номінал 8,3 В).

Мікросхема IR2130 має "аварійний" вихід (вивід 8), який є відкритим стоком МОП-транзистора з витоком, приєднаним до V_ss (вивід 12). У разі аварії (струмове перевантаження, розряд конденсаторів вольтдобавки) з'являється логічний "0" і блокуються вихідні сигнали на транзистори, а також починають поперемінно спалахувати світлодіоди HL1 і HL2 з частотою приблизно 2 Гц. Щоб вивести драйвер з цього стану, потрібна зовнішня дія, яку і реалізує контролер.

Резистори R18-R23 використовуються для усунення небажаної високочастотної генерації потужних МОП-транзисторів. Резистори величиною 15...51 Ом забезпечують достатньо ефективне гасіння коливань.

Рекомендована фірмою-виробником схема ввімкнення мікросхеми драйвера силових ключів IR2130 показана на рис. 2.6. Будь-яка малогабаритна кнопка з фіксацією або тумблер Sb1 служить для задання напрямку обертання, світлодіоди HL1 і HL2 - для показу напрямку обертання.

Синтез системи керування БД є багатоетапним і складається з послідовних кроків - ітерацій, на кожній з яких відбувається уточнення синтезованої схеми і додавання нових функцій. На першому етапі синтезується прототип логічної схеми для реалізації логічних законів керування ключами, показані на рис. 2.1, для прямого напрямку обертання - на рис. 2.7 і для реверсу - рис. 2.8.

Рис. 2.6. Типова схема ввімкнення драйвера силових ключів

Рис. 2.7. Синтез системи керування верхніми і нижніми ключами при прямому обертанні



Рис. 2.8 Синтез системи керування верхніми і нижніми ключами при реверсі

Наступним етапом є заміна інверторів логічними елементами "Виключне АБО", які дають змогу реалізувати керовану інверсію для спрощення логіч-ної схеми, що дає змогу реалізувати за допомогою лише одного логічного входу зміну напрямку обертання БД - див. рис. 2.9.



Рис. 2.9. Схема керування верхніми та нижніми силовими ключами

Наступним етапом є чергове спрощення отриманої логічної схеми з метою "викидання" елементів, функція яких може виконуватися існуючими елементами схеми, а також розширення функціональних можливостей логічної схеми керування - введення окремого логічного входу "Пуск/Стоп" - рис. 2.10.

Іншим необхідним складовим елементом схеми керування є вузол обробки сигналів з індуктивного давача положення ротора, принципова схема якого показана на рис. 2.11 (використовують в розробках СКБ ЕМС Львівської політехніки).

Складовими частинами вузла обробки сигналів є:

· генератор синусоїдної напруги збудження індуктивного давача з частотою 10 кГц на операційному підсилювачі DA 1.1 з двотактним емітерним повторювачем на виході для збільшення вихідного струму;

· фазозсуваючий пристрій на операційному підсилювачі DA 2.1 для компенсації фазних зсувів через проходження струму збудження через індуктивне навантаження (обмотку збудження) давача положення;



Рис. 2.10. Остаточний варіант логічної частини схеми керування

Рис. 2.11. Схема вузла обробки сигналів індуктивного ДПР

· формувач прямокутних імпульсів на мікросхемах DA 4.1 і DD 1.1, який використовується для роботи фазних детекторів;

· фазні детектори на операційних підсилювачах DA 2.2 - DA 3.2, які здійснюють виділення двополярного сигналу, що відповідає положенню ротора БД;

· компаратори DA 4.2- DA 4.4, які перетворюють сигнали з фазних детекторів на логічні, що потім використовуються для роботи схеми керування.

Для використання у розробленій схемі керування пропонується застосувати сучасні інтегральні операційні підсилювачі OP275G і елементи CMOS-логіки серії 74HC з широким діапазоном напруги живлення 3…18 В, що дає змогу отримати надійну систему з невеликим рівнем споживання та достатньо високою стійкістю до зовнішніх завад.

РОЗДІЛ 3. МЕТОДИ СИНТЕЗУ ДИСКРЕТНИХ СИСТЕМ

Використання комбінаційної логіки в системі керування дало змогу звільнити обчислювальні ресурси мікроконтролера для реалізації додаткових можливостей, зокрема, цифрового регулювання координат. Побудова цифрового регулятора базується на засадах, які викладено нижче.

Перетворення сигналів в системах

До дискретних систем належать САК, у тих випадках, коли в замкнутий контур системи включається цифровий вимірювальний пристрій (ЦВП). Цей пристрій необхідний, коли, наприклад, вимірювальні прилади в САК не можуть виміряти безпосереднього відхилення керованої величини від необхідного (програмного) значення, а воно повинно обчислюватися за певними формулами через покази вимірювальних приладів. Також ЦВП може викори-стовуватися для обчислення не тільки відхилення, але і самого програмного значення керованої величини, по критеріям найкращої якості роботи даної системи. Система керування в цих випадках буде працювати як дискретна, оскільки цифровий пристрій видає результати обчислення дискретно, тобто через деякі проміжки часу. Включення ЦВП в контур САК пов'язане з перетворенням безперервних величин у цифровий код на вході і з оберненим перетворенням в аналоговий на виході. При цьому вихідна величина через зручність реалізації найчастіше формується у вигляді послідовності імпульсів, модульованих за амплітудою або шириною.

Блок-схема цифрової СК показана на рис. 3.1.

Рис 3.1. Блок-схема цифрової системи керування

Квантування за часом (дискретизація) здійснюється мультиплексором з періодом дискретності T, а квантування за рівнем - в аналогово-цифровому перетворювачі (АЦП). Зазвичай мультиплексор конструктивно об'єднують з АЦП. Цифровий сигнал обробляється процесором (цифровим вимірювачем ЦВ) і надходить у цифро-аналоговий перетворювач (ЦАП).

Перетворення неперервної величини в цифрову полягає в квантуванні її за часом та за рівнем і представленні отриманих дискретних значень у вигляді чисел, тобто в цифровому коді. У залежності від принципу дії перетворювача це перетворення може здійснюватися або шляхом послідовного виконання перерахованих вище етапів, або відразу у вигляді однієї операції. Таке перетворення називається кодо-імпульсною модуляцією. Тому цифрові системи інколи називають кодо-імпульсними системами. Перетворення з аналогового сигналу в цифровий називають кодуванням, а зворотне перетворення - декодуванням. На відміну від імпульсної модуляції, застосовуваної в імпульсних САК, тут кожне значення перетворюваної вхідної величини подається не одним імпульсом, модульований параметр якого (висота, ширина, фаза) пропорційний значенню вхідної величини, а серією імпульсів. Кожне числове значення вхідної величини представляється певною комбінацією дискретних значень модульованого параметру цих імпульсів.

Переваги і область застосування дискретних СК

Основні переваги імпульсних САК обумовлені переривчастим характе-ром передачі сигналів між окремими частинами системи і полягають у можливості багатооб'єктного керування, багаторазового використання ліній зв'язку, а також у покращенні завадостійкості. Перше перевага полягає в тому, що за допомогою одного керуючого пристрою імпульсної дії можна керувати кількома об'єктами шляхом циклічного підключення цього керуючого пристрою послідовно до кожного з об'єктів. Проміжок між двома черговими імпульсами, що надходять на один і той самий об'єкт, використовується для обміну дискретними сигналами з кожним з інших об'єктів. У результаті система керування всіма об'єктами в цілому істотно спрощується порівняно з випадком застосування для кожного об'єкта окремого керуючого пристрою. Прикладом такої системи є система регулювання температури великого числа (десятків) пресів гарячої вулканізації за допомогою одного регулятора.

Можливість багаторазового використання одного каналу зв'язку для управління декількома об'єктами, віддаленими від місця знаходження керуючих пристроїв імпульсної дії, засновано на тому ж принципі послідовного з'єднання об'єктів і відповідних керуючих пристроїв ліній зв'язку за допомогою синхронно діючих на обох кінцях лінії крокових розподільників.

Підвищена завадостійкість імпульсних систем обумовлена ??можливістю передавати інформацію у вигляді дуже коротких імпульсів, у проміжку між якими система виявляється розімкнутою і не реагує на зовнішні збурення.

Основні переваги цифрових САУ визначаються тими можливостями, які виникають в результаті застосування цифрової техніки. Це перш за все висока точність, завадостійкість і можливість реалізації дуже складних алгоритмів управління. Висока точність цифрових систем пояснюється цифровою формою подання в ній переробленої керуючим пристроєм інформації. Точність всіх операцій при цьому практично не має межі і визначається числом розрядів цифрового коду, яким представлені сигнали. Як відомо, кожна операція над безперервною величиною веде до зменшення точності. На відміну від цього переробка цифрових сигналів не веде до збільшення похибки, яка залишається обмеженою заздалегідь відомим значенням.

Завадостійкість цифрових систем вища, ніж у імпульсних, завдяки кодовому поданні інформації. По-перше, в цьому випадку зміна модульованого параметру імпульсів у певних межах, обумовлених кроком квантування, не створює похибки. По-друге, завадостійкість може бути збільшена практично необмежено за рахунок введення надмірності, що дозволяє автоматично виявляти і виправляти можливі помилки і спотворення, що виникають при передачі та переробці цифрової інформації.

Зрозуміло, що всі ці переваги цифрових систем досягаються ціною значно більшої їх складності та вартості в порівнянні з іншими системами. Тому цифрові САК застосовуються тільки в тих випадках, коли іншими, більш простими засобами задача не може бути розв'язана. Так, цифровими робляться навіть дуже прості за алгоритмом роботи системи керування та регулювання, якщо від них вимагається досить велика точність. Наприклад, існують цифрові системи програмного регулювання з цифровим давачем програми, цифрові системи, що стежать з цифровими вимірниками неузго-дженості та кроковими виконавчими двигунами або іншими виконавчими органами дискретної дії. Широко використовуються цифрові регулятори, особливо інтегрального типу, в яких цифрове представлення регульованої величини дозволяє здійснити інтегрування з будь-яким ступенем точності.

Проте основна сфера застосування цифрових систем - це системи з досить складним алгоритмом перетворення інформації в керуючому пристрої, які вимагають застосування ЦОМ. Прикладами таких цифрових САК є системи управління кораблями, літаками і ракетами з допомогою малогабаритних бортових ЦОМ, системи централізованого автоматичного управління хімічними та іншими виробництвами. У таких системах кількість вхідних і вихідних величин об'єкта управління може вимірюватися сотнями, а відстані, на які передаються ці величини, - багатьма кілометрами, а в окремих випадках і тисячами кілометрів.

Побудова дискретних моделей за допомогою Z-перетворення

Припустимо, що ми маємо неперервну динамічну систему з вхідним сигналом і вихідним сигналом , який описується в області змінної Лапласа передавальною функцією (ПФ):

.(3.1)

У цій ПФ характеристичний поліном (ХП) є нормованим за коефіцієнтом при старшому ступені оператора Лапласа. Використовуючи розкладання поліномів у чисельнику та знаменнику передавальної функції (3.1) на множники, отримуємо

.(3.2)

де = [ ... ] - вектор нулів;

= [ ... ] - вектор полюсів.

У просторі стану такий об'єкт описується матричними рівняннями:

;(3.3)

,(3.4)

де = [ ... ]T - вектор змінних стану;

- матрица стану розміром ;

B - матрица входу розміром ;

C - матрица виходу розміром ;

D - коефіцієнт прямого зв'язку входу з виходом.

Завдання полягає у визначенні при заданому періоді квантування еквівалентної дискретної передавальної функції (ДПФ):

.(3.5)

або еквівалентних різницевих рівнянь:

;(3.6)

,(3.7)

тобто в побудові дискретної моделі неперервного об'єкта.

Під еквівалентністю в даному випадку розуміють збіг реакцій неперервної системи та її дискретної моделі на будь вхідний вплив. Найчастіше під збігом реакцій розуміють, що при , де , - номер кроку квантування.

Зв'язок між рівняннями у просторі стану та передавальними функціями визначається виразами:

;(3.8)

,(3.9)

де І - одинична діагональна матриця розміром ;

- союзна матриця (матриця, складена з алгебричних доповнень матриці-аргументу);

- визначник матриці.

У загальному випадку поставлена задача не має точного рішення. Це пов'язано з тим, що при дискретизації вхідного сигналу втрачається інформація про його значення між вузлами квантування. Отже, вихід дискретної моделі від цих значень залежати не може, в той час як реакція безперервної системи залежить від усіх значень вхідного сигналу.

Але все таки можливі ситуації, в яких дискретна модель може бути точною у розумінні, викладеному вище. Для цього необхідно, щоб значення процесу при однозначно визначалися послідовністю:

.

Це характерно для імпульсних систем з амплітудо-імпульсною модуля-цією першого роду і для цифрових систем керування, якщо вхідний процес формується за допомогою ЕОМ. В останньому випадку дискретний вхідний процес перетворюється в неперервний за допомогою екстраполятора.

Найчастіше використовують екстраполятор нульового порядку (ZOH), який перетворює ґратчасту функцію часу в ступінчасту, тобто

при ,(3.10)

і має передавальну функцію:

.(3.11)

У класичній теорії керування наводиться рішення задачі дискретизації неперервного об'єкта з екстраполятором нульового порядку на вході за допомогою Z-перетворення, яке називають східчасто-інваріантним:

.(3.12)

Для визначення дискретних передавальних функцій (ДПФ) за допомогою Z-перетворення для порівняно простих неперервних систем можна користуватися таблицями Z-перетворень, а для більш складних - треба спочатку розкласти ПФ на суму простих дробів.

Тоді

,(3.13)

.(3.14)

Для розрахунків на ЕОМ слід вважати більш перспективним напрямом використання формул (3.13), (3.14). Саме так виконується Z-перетворення в додатку Control Systems Toolbox програми MATLAB (функція c2d).

При використанні замість ZOH екстраполятора першого порядку (FOH - First Order Hold), який утворює кусково-лінійну апроксимацію дискретного сигналу:

,(3.15)

після Z-перетворення матимемо:

.(3.16)

Перехідна функція вихідної неперервної системи та її дискретний аналог має вигляд, як показано на рис. 3.2.

Рис 3.2. Перехідна функція неперервної системи та її дискретний аналог з екстраполяцією нульового порядку

Побудова дискретних моделей наближеними методами

Наближені перетворення в більшій чи меншій мірі наближаються до розглянутих Z-перетворень, однак розраховуються значно простіше. Ще однією перевагою використання наближених методів дискретизації неперервних динамічних об'єктів є те, що, на відміну від точних Z-перетворень, загальна ДПФ послідовно з'єднаних неперервних об'єктів дорівнює добутку дискретних передавальних функцій, знайдених для кожної з неперервних ПФ окремо.

При наближеному визначенні дискретних передавальних функцій (ДПФ) можна використовувати наступні підстановки:

(3.17)

(3.18)

(3.19)

Формули (3.17) - (3.19) пов'язані з різними алгоритмами чисельного інтегрування, а саме: Forward Euler, Backward Euler та Trapezoidal. Підстановку (3.17) називають методом Ейлера, підстановку (3.18) - модифікованим методом Ейлера, а підстановку (3.19) - білінійним перетворенням або методом Тастіна (Tustin).

Іншим методом дискретизації неперервних динамічних об'єктів є побудова моделей методом відповідності нулів-полюсів. Що стосується використання цього методу, то необхідно відзначити, що в більшості джерел наводяться рекомендації тільки для розрахунку дискретних полюсів і формування характеристичного полінома ДПФ.

Згідно з цією методикою дискретизацію безперервного динамічного об'єкта слід виконувати в такій послідовності:

1) знайти полюси () неперервної системи, розв'язавши характеристичне рівняння:

;(3.20)

2) знайти нулі () неперервної системи розв'язавши рівняння:

; (3.21)

3) розрахувати відповідні дискретні полюси та дискретні системні нулі, тобто

, ,

, ; ;

4) якщо m < n - 1, доповнити ДПФ нулями квантування:

, j = m + 1, m + 2,..., n - 1;

5) виділити з векторів аналогових нулів або полюсів нейтральні та порахувати їх кількість (м і н відповідно);

6) розрахувати коефіцієнт передачі в усталеному режимі неперервної системи за формулою:

 ,

де, = m - м, = n - н - кількість ненульових аналогових нулів і полюсів відповідно;

7) розрахувати коефіцієнт дискретного об'єкта за формулою:

,(3.22)

де , - непоодинокі дискретні нулі та полюси відповідно.

Синтез цифрового ПІД-регулятора системи керування БДПС

Використавши в системі керування комбінаційну логіку, вдалося звільнити обчислювальні можливості мікроконтролера для реалізації додаткових можливостей.

У даному випадку використаємо обчислювальні можливості мікро-контролера для побудови цифрового ПІД-регулятора системи керування БДПС. Синтез цифрового ПІД-регулятора здійснимо описаними вище методами, зокрема за допомогою використання підстановки Тастіна та методом підстановки нулів-полюсів.

У загальному випадку передавальна функція ПІД-регулятора має наступний вигляд:

(3.23)

Перейдемо від неперервної передавальної функції ПІД-регулятора до дискретної, використовуючи підстановку Тастіна, а саме

. (3.24)

У результаті отримаємо:

(3.25)

Виконавши математичні перетворення, отримаємо наступний вигляд дискретної передавальної функції ПІД-регулятора:

У загальному випадку дискретна передавальна функція ПІД-регулятора має наступний вигляд:

(3.26)

Виразимо коефіцієнти через значення сталих часу та кроку дискретизації . У кінцевому результаті отримаємо рівності:

(3.27)

;(3.28)

.(3.29)

На основі отриманої дискретної передавальної функції запишемо рекурентну формулу цифрового ПІД-регулятора:

(3.30)

Отриману рекурентну формулу можна використовувати для програмної реалізації цифрового ПІД-регулятора.

Синтезуємо цифровий ПІД-регулятор іншим методом, а саме викори-стовуючи метод підстановки нулів-полюсів.

Розвиток математичних пакетів для персональних комп'ютерів, що підтримують символьну (аналітичну) математику, наприклад, MathCAD, MATLAB, Derive, Maple тощо, дозволив спростити процедуру отримання дискретних передатних функцій для регуляторів, що описуються неперервними передатними функціями за допомогою перетворення Лапласа.

Для цього використовується метод підстановки нулів та полюсів передавальної функції, короткий алгоритм якого подано нижче:

1. Знайдемо всі нулі Z_i (i = 1 … m) і полюси P_j (j = 1 … n) неперервної передавальної функції ПІД-регулятора. У нашому випадку маємо два нулі та один полюс неперервної передавальної функції, а саме

(3.31)

2. З використанням відомого співвідношення , де h - крок часової дискретизації, перейдемо до дискретної передатної функції, записаної в термінах нулів і полюсів:

· дискретні нулі визначатимуться за виразом , де i = 1 … m;

· дискретні полюси визначатимуться за виразом , де j = 1 … n.

В результаті отримаємо наступні дискретні нулі та полюси:

, , .(3.32)

Узагальнити цей підхід можна таким чином:

.(3.33)

Запишемо отриману дискретну передавальну функцію ПІД-регулятора:

.(3.34)

Розрахуємо значення коректуючого коефіцієнта , який служить для узгодження усталеного значення в дискретній та неперервній системах:

. (3.35)

.(3.36)

Дискретна передавальна функція ПІД-регулятора:

Зведемо до вигляду (3.26), для цього згрупуємо значення при відповідних степенях . В результаті отримаємо значення коефіцієнтів через значення сталих часу та кроку дискретизації:

;(3.38)

;(3.39)

.(3.40)

На основі отриманої дискретної передавальної функції запишемо рекурентну формулу цифрового ПІД-регулятора:

.

Потрібно зауважити, що даний метод дає аналітично точний результат для лінійних і лінеаризованих моделей систем і відомих вхідних сигналів.

РОЗДІЛ 4. ЕКОНОМІЧНА ЧАСТИНА

Визначення річного економічного ефекту

Для приведення в рух робочих органів різних механізмів викори-стовується електропривод, тобто, за допомогою електричних двигунів виконуються обертові або поступальні рухи механізмів. Одним із нових видів регульованого електроприводу є електропривод на базі безконтактного двигуна постійного струму.

Економічне порівняння систем електроприводу полягає у тому, щоб знайти найвигідніше, в економічному сенсі, технічне рішення, по відношенню до базового варіанту. Для цього треба порівняти приведені втрати при базовому і проектному варіантах. Економічному порівнянню підлягають два типи електроприводу: цифрова система керування безконтактним двигуном постійного струму на базі мікроконтролера PIC16F84A фірми Microchip і система керування БДПС на базі мікроконтролера IRMCF371 фірми International Rectifier.

Визначення річного економічного ефекту базується на порівнянні приведених витрат по базовій і проектній техніці. Приведені затрати визначають за формулою:

(4.1)

де З - приведені затрати по варіанту;

С - експлуатаційні витрати, грн.;

Е_н - норма прибутку на вкладений капітал, Е_н = 0,10;

К - капітальні інвестиції.

Розрахунок річного економічного ефекту від модернізації електро-приводу розрахуємо за формулою:

,(4.2)

де ,- собівартість електроприводу відповідно за базовим і проектним варіантом;

, - капіталовкладення у виробничі фонди по базовому і проектному варіантах відповідно;

Е_н - норма прибутку на вкладений капітал, в нас Е_н = 0,10.

Експлуатаційні витрати розраховуємо за формулою:

(4.3)

де - величина амортизаційних відрахувань, грн.;

- витрати на спожиту електроенергію, грн.;

- вартість ремонту і обслуговування електрообладнання, грн.

З табл. 6.1 видно, що для базового варіанту К_е = 11390 грн., а для проектного К_е = 11338 грн. Ціни, приведені в табл. 4.1, взяті з прейскурантів електротехнічної продукції за 2012 р. фірм International Rectifier та Microchip.

Таблиця 4.1 Капітальні вкладення на базовий і проектний варіанти електроприводу

Варіант	(IRMCF371)фірми International Rectifier	(PIC16F84A) Фірми Microchip
Елементи електроприводу	Базовий варіант	Проектний варіант
1)Безконтактний двигун	Рн = 36 кВт, nн = 1000 об/хв	Рн = 36 кВт, nн = 1000 об/хв
Кількість, шт	1	1
Вартість, грн	11300	11300
2)Мікроконтролер	IRMCF371	PIC16F84A
Кількість, шт	1	1
Вартість, грн	90	38
Загальна вартість, грн	11390	11338

(Доповнення до Закону України " Про оподаткування прибутку підприємств ", становить - 15 % ).

Для того, щоб визначити експлуатаційні витрати необхідно розрахувати наступні складові:

1) Амортизаційні відрахування для електричного обладнання визначаються за формулою:

, (4.4)

де К - балансова вартість електричного обладнання для базового і проектного варіантів;

Н - норма амортизаційних відрахувань. Ця норма приймається згідно "Норм амортизаційних відрахувань".

Для базового варіанту:

Для проектного варіанту: грн.

Відсоток амортизаційних відрахувань приймається відповідно до " Норм амортизаційних відрахувань по основних фондах народного господарства України ".

2) Розрахуємо витрати на силову електроенергію.

Витрати на силову електроенергію для виробничих потреб визначаються за одноставочним тарифом.

Плата за електроенергію на виробничі потреби визначається за формулою:

,(4.5)

де В - плата за 1 кВт/год електроенергії, що відпущена споживачу, грн.;

- електроенергія, що обліковується розрахунковим лічильником на боці первинної напруги, кВт/год.

Силове електричне навантаження, що витрачається на виробничі потреби та оплачується за одноставочним тарифом, визначається за формулою:

, (4.6)

де - сумарне максимальне електричне навантаження виробничих споживачів, кВт.;

- коефіцієнт корисної дії електроенергії, = 0.93;

- коефіцієнт участі власного максимуму навантаження електро-енергії. Може бути прийняте

,(4.7)

де - коефіцієнт попиту = 0.75;

- суміщення максимуму окремих груп електрообладнання цеху, = 0,9;

Р - спожита ( встановлена ) потужність електропривода, кВт.

Для базового варіанту:

кВт.

Для проектного варіанту:

 кВт.

Для базового варіанту:кВт.

Для проектного варіанту:=23,5 кВт.

Для визначення витрат на виробничі потреби необхідно розрахувати середнє навантаження за найзавантаженішу зміну (першу зміну) за формулою: середнє навантаження на першу зміну:

,(4.8)

де Р - спожита ( встановлена ) потужність електропривода, кВт;

К_в - сумарний коефіцієнт використання електроприводів цеху, К_в=0,7;

Для базового варіанту:

кВт.

Для проектного варіанту:

кВт.

Середнє навантаження для другої зміни визначається як:

,(4.9)

де А - коефіцієнт, що визначає співвідношення навантаження по змінах, приймається 1:1.

Тоді річний обсяг витрат електроенергії на виробничі потреби (при двозмінній роботі) відповідає:

(4.10)

де Т, Т² - річний фонд часу окремих змін в робочі дні, год.;

- кількість робочих днів, ; 8-тривалість робочої зміни, год.

Базовий варіант: МВтгод.

Проектний варіант: МВтгод.

Плата за електроенергію на виробничі потреби за тарифом 0,74 грн. становить:

Базовий варіант: грн.

Проектний варіант:грн.

3) Витрати на ремонт і обслуговування електрообладнання.

Витрати на ремонт та технічні обслуговування визначають за загальноприйнятою методикою з врахуванням того, що ремонтні роботи і технічне обслуговування виконуються силами електроцеху підприємств.

Розрахунки заносимо у табл. 4.2.

Таблиця 4.2 Витрати, пов'язані з поточним ремонтом і обслуговування електрообладнання

№	Назва статей витрат	Базовий варіант, грн.	Проектний варіант, грн.
1	Основні матеріали та комплектуючі вироби на поточний ремонт та обслуговування	640	455
2	Основна заробітна плата робітників, зайнятих ремонтом та обслуговуванням	1100	1300
3	Додаткова заробітна плата (40% від основної заробітної плати)	520	440
4	Відрахування на соціальне страхування і т.д. (38.11%) від п.2 + п.3	694	587
5	Витрати на утримання та експлуатацію обладнання (ВУЕО)	350	280
6	Разом витрати на ремонт та обслуговування за рік	3504	2862

4) Розрахунок сумарних витрат для базового та проектного варіантів. Розрахунки заносимо у табл. 4.3.

Таблиця 4.3 Сумарні витрати для базового та проектного варіантів

№	Назва витрат	Базовий варіант, грн.	Проектний варіант, грн.
1	Амортизаційні витрати	2803	1700
2	Витрати, пов'язані з ремонтом і ТО електричного обладнання	3504	2862
3	Витрати на електроенергію	121006	121006
4	Всього	127313	125568

Річний економічний ефект від запропонованої модернізації електроприводу становить:

Час окупності (Т) показує кількість років, протягом яких економія від рекомендованих заходів досягне суми витрат на їх впровадження.

року.

ВИСНОВКИ

У магістерській кваліфікаційній роботі зроблено широкий огляд існуючих систем керування безконтактними двигунами постійного струму. За результатами огляду як літературних джерел, так й існуючих готових технічних рішень зроблено висновок про перспективність створення завадо-стійкої мікропроцесорної системи керування БДПС.

Проведений аналіз дав можливість вибрати раціональну схему побудови завадостійкої мікроконтролерної схеми керування безконтактним двигуном та вибрати прототип алгоритму керування.

На основі проведеного аналізу вибрано прототипи елементів схеми мікроконтролерного керування, які запропоновані провідними виробниками електронних компонентів.

Крім цього у роботі розглянуто методи синтезу дискретних систем на основі яких синтезовано цифровий ПІД-регулятор системи керування БДПС.

Річний економічний ефект від запропонованої модернізації електроприводу становить 1750 грн., при цьому термін окупності обладнання становить 0,1 року.

ПЕРЕЛІК ВИКОРИСТАНОЇ ЛІТЕРАТУРИ

безконтактний двигун електропривод

1. Шишкин В. П. Электрические микромашины : курс лекций / В. П. Шишкин. - Иваново, 2001.

2. Ткачук В. І. Електромеханотроніка [навчальний посібник] / В. І. Ткачук. - Львів: Видавництво Національного університету "Львівська політехніка", 2001. - 404 с.

3. Полищук А. Проблемы выбора ключевых транзисторов для преобразователей с жестким переключением// Силовая электроника. - 2004. - №2. - С. 22-25.

4. Авдеев А. Блок коммутации обмоток вентильного двигателя// Схемотехника. - 2004. - 1(39). - С. 32-34.

5. IR2130/IR2132. 3-Phase Bridge Driver. -Data Sheet No. PD60019 Rev. P. - International Rectifier. - http://www.irf.com.

6. 3-Phase Bridge Drive with Overcurrent Protection/ By J. Catt. - Technical Paper DT 94-11. Design Tips. - International Rectifier Inc. - http://www.irf.com.

Размещено на Allbest.ru