Исследование характеристик диодов и тиристоров

Современный мир трудно представить без полупроводниковых приборов. Они открывают большие возможности в самых различных областях науки, техники, быту, медицине, военной и аэрокосмической отраслях.

Основной целью дипломного проекта является разработка стендов для изучения и исследования полупроводниковых приборов с использованием современных компонентов оборудования «Основы аналоговой электроники» предназначенных для быстрого освоения лабораторного практикума по разделам курсов «Электронная техника», «Промышленная электроника», «Электроника и микроэлектроника».

1. Классификация полупроводниковых приборов и их применение в преобразователях энергии и передаче информации

Классификация инверторов

Инвертирование - это преобразование постоянного тока в переменный. Существует два типа инверторов: ведомые и автономные.

Ведомые инверторы (ВИ) работают на сеть, в которой есть другие источники электроэнергии. Коммутации вентилей в них осуществляются за счет энергии этой сети. Частота на выходе ВИ равна частоте сети, а напряжение - напряжению сети.

Автономные инверторы (АИ) - это инверторы, которые работают на сеть, в которой нет других источников электроэнергии. Коммутации вентилей в них осуществляются благодаря применению полностью управляемых вентилей или устройств искусственной коммутации. При этом частота на выходе АИ определяется частотой управления, а напряжение - параметрами нагрузки и системой регулирования.

Наиболее часто ведомые инверторы применяются, когда нужно отдать механическую энергию, запасенную в маховых массах электродвигателя и рабочей машины, обратно в сеть. Торможение электропривода, осуществляемое таким образом, является наиболее энергетически эффективным. Количество возвращаемой энергии может быть весьма велико.

Автономные инверторы применяются для получения регулируемой частоты в электроприводах переменного тока, а также для получения более высоких частот в электротермических и электротехнологических установках. Они являются основной частью преобразователей частоты.

Переход от выпрямительного к инверторному режиму

Ведомые инверторы выполняются по тем же схемам, что и управляемые выпрямители. Переход от выпрямительного к инверторному режиму возможен в системе (рисунок 1.4 а), содержащей выпрямитель и электрическую машину (ЭМ). Реактор (индуктивность L_d) между выпрямителем и ЭМ воспринимает на себя разницу мгновенных значений ЭДС выпрямителя и ПЭДС двигателя. На рисунке 1.4 б приведены диаграммы токов и напряжений, иллюстрирующие процессы в выпрямителе, нагруженном на ЭМ, работающую в двигательном режиме. ЭДС выпрямителя создается в основном положительными участками полуволн напряжения и ее среднее значение положительно. Также положительна ПЭДС двигателя.

Если угол управления увеличить до 90°, то ЭДС выпрямителя уменьшится до нуля, и двигатель остановится. При этом ЭДС выпрямителя в одинаковой степени создается положительными и отрицательными участками полуволн напряжения (рисунок 1.4 в).

Изменение направления потока мощности в системе, содержащей вентили, возможно только по второму способу, описанному выше. Для того чтобы перейти из выпрямительного режима в инверторный нужно:

1) привести во вращение ЭМ в другом направлении, подведя к ней механическую энергию и переведя ее в генераторный режим;

2) увеличить угол управления (больше 90°), чтобы в основном использовать отрицательные участки полуволн напряжения сети и сделать среднее значение ЭДС инвертора отрицательным (рисунок 1.4 г.).

При описании процессов в ведомом инверторе, кроме угла управления a (угла запаздывания), используется угол управления b (угол опережения), отсчитываемый от точки, находящейся через 180° от точки естественной коммутации. Следовательно, в= 180°-б.

Угол управления в не может достигать 0°, т.к. требуется время на восстановление запирающих свойств тиристора в прямом направлении (рисунок 1.4 г.).

Рис. 1.4. Переход из выпрямленного в инверторный режим в трёхфазной нулевой схеме (а); б, в, г - диаграммы токов и напряжений при различных углах б.

Регулировочные и внешние характеристики ведомого инвертора

Преобразователь, который может работать как в выпрямительном, так и в инверторном режиме назовем ведомым преобразователем. На рисунке 1.5 приведены внешние и регулировочные характеристики ведомого инвертора в режиме непрерывного тока совместно с характеристиками выпрямителя.

Рис. 1.5. Регулировочные характеристики преобразователя в непрерывном и прерывистом режиме при работе на ПЭДС (а) и его внешние характеристики в непрерывном режиме (б)

Напряжение на зажимах постоянного тока инвертора назовем инвертируемым напряжением. Так как оно измеряется между теми же точками, что и выпрямленное, то будем обозначать их одинаково - U_d. Закон изменения этого напряжения при изменении угла управления тот же, что и в выпрямительном режиме. Поэтому регулировочная характеристика ведомого преобразователя в непрерывном режиме (рис. 1.5 а) определяется тем же уравнением

U_daо = U_dоcosб. (1.1)

Коммутация вентилей происходит за счет напряжения сети, и на участке коммутации напряжение идет посредине между фазными ЭДС (рис. 7.4 а - б). За счет дополнительной коммутационной площадки с ростом тока напряжение по модулю увеличивается.

Внешние характеристики приведены на рисунке 1.5 б.

Рисунок 1.6. Диаграммы токов и напряжений в ведомом инверторе при Х_d=?, X_a ? 0 для трёхфазной нулевой (а) и мостовой (б) схем

В первом квадранте (для выпрямителя) они связывают выходные величины и являются выходными. Характеристики в 4-м квадранте (ведомого инвертора) связывают входные величины (по энергетическому каналу) и поэтому являются входными. Внешние характеристики выпрямителя по смыслу являются выходными, и поэтому выходное напряжение за счет внутреннего сопротивления с ростом тока падает. Внешние характеристики инвертора являются по смыслу входными и поэтому, если необходимо «загнать» в инвертор больший ток, нужно подать на вход большее напряжение.

Внешние характеристики с учетом наличия области прерывистого режима приведены на рисунке 1.7.

Рисунок 1.7. Внешние характеристики ведомого преобразователя, выполненного по трёхфазной нулевой (а) и трёхфазной мостовой (б) схемам.

Преобразователи частоты

Преобразователи частоты (ПЧ) предназначены для преобразования переменного напряжения одной частоты в переменное напряжение другой частоты. Преобразователи частоты для частотно-регулируемых электроприводов преобразуют электроэнергию, поступающую из сети переменного тока, в электроэнергию с меняющейся по заданным законам частотой и напряжением.

Преобразователи частоты по построению могут быть разбиты на два типа:

а) двухзвенные преобразователи частоты (ДПЧ);

б) непосредственные преобразователи частоты (НПЧ).

В ДПЧ первое звено представляет собой выпрямитель (управляемый или неуправляемый) с фильтром на выходе, а второе - автономный инвертор. Таким образом, нагрузка связана с сетью через два звена, и происходит двукратное преобразование энергии. Второе звено в ДПЧ может быть выполнено как на основе автономного инвертора напряжения (АИН), так и на основе автономного инвертора тока (АИТ).

ДПЧ позволяют получить на выходе частоты как меньшие, так и большие входных. Их недостаток - двойное преобразование энергии, ведущее к увеличению потерь.

НПЧ выполняются на основе реверсивных преобразователей. Однофазный НПЧ представляет собой двухкомплектный реверсивный преобразователь, на выходе которого подключена нагрузка. Каждый комплект вентилей пропускает одну полуволну тока. Трехфазный НПЧ представляет собой три реверсивных преобразователя, каждый из которых питает одну фазу нагрузки.

НПЧ позволяют получить на выходе частоты, только меньшие входных. В НПЧ происходит однократное преобразование энергии.

Принцип действия НПЧ

В НПЧ напряжение сети подается непосредственно на двигатель через управляемые вентили. Каждая фаза НПЧ выполняется на основ реверсивного двухкомплектного преобразователя с раздельным или совместным управлением комплектами.

На рисунке 1.8 а приведена схема трехфазно-однофазного НПЧ, выполненного на основе трехфазных нулевых схем, преобразующего трехфазное напряжение сети частотой 50 Гц в однофазное с регулируемой частотой. При переключении комплектов В и Н на выходе формируется двуполярное напряжение. Возможны два закона управления - прямоугольный и синусоидальный. При прямоугольном управлении в течение полуволны тока на один комплект подаются управляющие импульсы с углом управления (углом задержки) a = const пока этот комплект работает в выпрямительном режиме, а затем с углом управления (углом опережения) b = a, когда для снижения тока необходим переход в инверторный режим (рисунок 1.8 б). После бестоковой паузы аналогично подаются управляющие импульсы на второй комплект.

При синусоидальном управлении угол управления a непрерывно меняется так, чтобы гладкая составляющая выходного напряжения изменялась по синусоидальному закону (рисунок 1.8 в).

Рисунок 1.8. Схема трёхфазно-однофазного НПЧ (а), диаграммы напряжения и тока нагрузки при прямоугольном управлении (б) и диаграммы напряжения на нагрузке при синусоидальном управлении (в)

Схема трехфазно-трехфазного НПЧ, выполненного на основе трехфазных мостовых схем приведена на рисунке 1.9. Эта схема требует разделения фаз нагрузки.

Рисунок 1.9. Схема трёхфазно-трёхфазного НПЧ

Преобразователи постоянного напряжения

Классификация преобразователей постоянного напряжения

Преобразователи постоянного напряжения (ППН) предназначены для преобразования постоянного напряжения одного уровня в постоянное напряжение другого уровня с высоким КПД. Иногда их называют конверторами. Они служат для питания нагрузки постоянным напряжением U_н, отличающимся по величине от напряжения источника питания U_d.

По построению ППН делятся:

а) на двухзвенные ППН, состоящие из автономного инвертора (АИ), преобразующего постоянное напряжение в переменное, и выпрямителя. Трансформатор, стоящий между выпрямителем и АИ, позволяет получить на выходе напряжения как меньшие, так и большие входного.

б) на непосредственные ППН, выполненные на основе прерывателей.

Понижающий ППН

На рисунке 1.10 а показана схема непосредственного ППН, понижающего на напряжение, а на рисунке 1.10 б - диаграммы напряжений на нагрузке и_н и на коллекторе и_к и токов: потребляемого от источника питания i_d, коллектора i_к, диода i_Д и нагрузки i_Н. Построения выполнены при допущении, что транзистор и диод идеальны, емкость конденсатора С_ф = ?, а ток в цепи нагрузки непрерывен. Диод VD служит для пропускания тока, проходящего при выключении транзистора VT за счет энергии, запасенной в индуктивности нагрузки. Конденсатор С_ф уменьшает потери в источнике питания, делая потребление энергии от него более постоянным. Если транзистор VT включается в момент t₁, напряжение источника питания прикладывается к нагрузке (к нагрузке прикладывается импульс напряжения), а когда он выключается в момент t₂, ток нагрузки протекает за счет энергии, запасенной в индуктивности L_н, и замыкается через диод VD. В момент t₃ процессы повторяются.

Для регулирования напряжения на выходе ППН изменяют длительность включенного состояния транзистора. Регулирование напряжения, при котором частота подачи импульсов на нагрузку постоянна, но изменяется их длительность, называется широтно-импульсной модуляцией (ШИМ). ППН, в которых применяется такой способ регулирования, называют широтно-импульсными преобразователями (ШИП).

Рис. рисунок 1.10 Схема понижающего ППН (а) и диаграммы напряжений и токов, иллюстрирующие его работу (б)

Таким образом, при ШИМ частота и период следования импульсов постоянны. Возможны и другие способы регулирования, при которых регулирование средне го значения напряжения на выходе производится изменением частоты следования импульсов постоянной длительности (частотно-импульсная модуляция) или одновременным изменением частоты и длительности импульсов (частотно-широтно-импульсная модуляция). Наиболее часто применяется ШИМ. Поэтому далее рассматривается только ШИМ.

Все соотношения ниже рассматриваются для непрерывного тока в нагрузке, когда за время прохождения тока через диод он не спадает до нуля (рисунок 1.10 б). Ширина области прерывистых токов обычно весьма мала, и даже токи холостого хода двигателя обычно не попадают в эту область, поэтому при проектировании электропривода она, как правило, не учитывается.

Чем больше длительность включенного состояния транзистора, тем больше среднее значение напряжения на нагрузке U_н

U_H =гU_d, (1.2)

где г - относительная длительность включенного состояния транзистора. Так как г не может быть больше 1, то этот ППН называется понижающим. В понижающем ППН у соответствует относительной длительности импульсов напряжения, прикладываемых к нагрузке, то есть

г = , (1.3)

где t_н - длительность импульсов напряжения прикладываемых к нагрузке или длительность включенного состояния транзистора; T - период следования импульсов.

Регулировочная характеристика ППН - это зависимость напряжения на нагрузке от относительной длительности включенного состояния транзисторов или в понижающем ППН от относительной длительности импульсов напряжения, прикладываемых к нагрузке. Следовательно, уравнение (1.2) является уравнением регулировочной характеристики понижающего ППН. Тогда уравнение регулировочной характеристики понижающего ППН в относительных единицах (при принятии за базовое напряжения U_d).

= г. (1.4)

Если вентили идеальны, то КПД ППН равен единице. При этом мощность, потребляемая от источника питания, равна мощности, выделяемой в нагрузке

U_н I_н = U_d I_d, (1.5)

где I_d - ток, потребляемый от источника питания; I_н - ток нагрузки.

Из выражений (1.4), (1.5) может быть определен ток нагрузки:

I_н = I_d · = . (1.6)

В соответствии с формулой (1.4) диапазон регулирования выходного напряжения понижающего ППН теоретически начинается от нуля (при tH = 0, у = 0) и достигает U_d (при t_H = Т, г = 1), т.е. эта схема понижает напряжение и, в соответствии с формулой (1.6), увеличивает ток. Схема работает как «трансформатор постоянного тока».

Введем понятие коэффициента преобразования напряжения К_и:

К_и = . (1.7)

Тогда уравнение регулировочной характеристики:

К_и = г. (1.8)

На рисунке 1.11 показаны регулировочные характеристики различных ППН в зависимости от относительной длительности включенного состояния транзисторов.

Рисунок 1.11 Регулировочные характеристики понижающего, повышающего и инвертирующего ППН

Внешняя характеристика ПП - это зависимость среднего значения напряжения на нагрузке от тока нагрузки при постоянной относительной длительности включенного состояния транзисторов.

Внешняя характеристика понижающих ППН весьма жесткая. Они имеют достаточно высокий КПД.

Повышающий ППН

На рисунке 1.12 а показана схема непосредственного ППН, повышающего напряжение, а на рисунке 1.12 б - диаграммы напряжений на нагрузке и_н и на коллекторе и_к и токов: потребляемого от источника питания i_d, коллектора i_к, диода i_Д и нагрузки /н.

Рассмотрим работу схемы. В момент t₁ включается транзистор VT, ток через дроссель L нарастает. В момент t₂ выключается транзистор и за счет энергии, запасенной в индуктивности, под действием суммы напряжения источника питания U_d и ЭДС самоиндукции через вентиль VD заряжается конденсатор С_н, а ток, потребляемый от источника питания, спадает.

В момент t₃ процессы повторяются. В этой схеме, в отличие от предыдущей, можно только поднять напряжение.

Таким образом, в течение времени t_и ток i_d идет через транзистор, и запасается энергия в индуктивности. Затем, в течение интервала времени T - t_и ток i_d идет через диод на зарядку конденсатора и на нагрузку. Постоянная составляющая тока i_d не проходит через конденсатор, поэтому среднее значение тока, протекающего через нагрузку,

I_н=I_d· . (1.9)

Или

I_н=I_d (1 - г). (1.10)

Здесь г - относительное время включенного состояния транзистора.

Рисунок 1.12. Схема повышающего ППН (а) и диаграммы напряжений и токов иллюстрирующие его работу (б)

С учетом справедливости равенства мощностей на входе и выходе (1.5)

U_н= U_d (1.11)

Тогда уравнение регулировочной характеристики в относительных единицах:

К_и = = (1.12)

Из формулы (1.12) следует возможность бесконечного увеличения напряжения на нагрузке. Однако, из-за роста потерь в дросселе (он не может быть выполнен без потерь) при увеличении g получить очень большое напряжение невозможно. Целесообразно увеличение напряжения максимум в 3…4 раза. Регулировочная характеристика показана на рисунке 1.11.

Внешняя характеристика этого ППН очень мягкая.

Нужно также отметить, что у этой схемы хуже КПД. Он резко падает с ростом коэффициента преобразования напряжения К_и.

Инвертирующий ППН

На рисунке 1.13 а показана схема непосредственного ППН, инвертирующего напряжение (т.е. меняющего не только величину, но и знак напряжения на выходе), а на рисунке 1.13 б - диаграммы напряжений на нагрузке и_н и на коллекторе и_к и токов: потребляемого от источника питания id, коллектора /к, диода i_Д и нагрузки i_H.

Рассмотрим работу схемы. В момент t₁ включается транзистор VT, ток через индуктивность L нарастает. В момент t₂ выключается транзистор, и за счет энергии, запасенной в индуктивности, проходит ток по цепи L, C, VD. Следовательно, на участке t₂ - t₃ происходит заряд емкости С, и ток спадает. В момент t₃ процессы повторяются. На участке t₃-t₄ одновременно с запасанием энергии в дросселе происходит разряд конденсатора на сопротивление нагрузки.

Уравнение регулировочной характеристики:

К_и = = (1.13)

Здесь г - так же относительное время включенного состояния транзистора.

Из формулы (1.13) следует возможность бесконечного увеличения напряжения на нагрузке. Однако, из-за роста потерь в реакторе (он не является идеальной индуктивностью) при увеличении g получить большое напряжение невозможно. Целесообразно увеличение напряжения максимум в 2 - 3 раза. Регулировочная характеристика показана на рисунке 1.11.

Эта схема имеет мягкую внешнюю характеристику. Нужно также отметить, что у этой схемы низкий КПД. Он резко падает с ростом коэффициента преобразования напряжения К_и.

Рисунок 1.13. Схема инвертирующего ППН (а) и диаграммы напряжений и токов, иллюстрирующие его работу (б)

Преобразователи переменного напряжения

Преобразователи переменного напряжения (регуляторы переменного напряжения) предназначены для изменения величины переменного напряжения.

На рисунке 1.14 а приведена схема однофазного преобразователя переменного напряжения, а на рисунке 14.2 а диаграмма напряжения на нагрузке. Изменение действующего значения напряжения на нагрузке осуществляется изменением угла управления б. Такое регулирование называется фазовым или импульсной модуляцией на основной частоте (ИМ-ОЧ). При этом даже при активной нагрузке ухудшается cosц и коэффициент мощности. При таком регулировании даже печь сопротивления, имеющая практически чисто активное сопротивление, представляет для сети как бы индуктивную нагрузку. Тем не менее, такая схема применяется для регулирования активных и активно-индуктивных нагрузок - печей сопротивления, ламп накаливания, а также однофазных двигателей переменного тока, например, в электроинструменте.

В схеме рисунке 1.14 б применены запираемые тиристоры, что позволяет получить на нагрузке напряжение в соответствии с рисунке 1.15 б или рисунке 1.15 в. При этом cosц может быть меньше или равен 1, но угол сдвига ц получается опережающим (фазовое регулирование с опережающим углом сдвига) или равным нулю. При таком регулировании печь сопротивления представляет для сети как бы емкостную нагрузку. В связи со сложностью быстрого прерывания тока в цепи, в которой имеется хотя бы небольшая индуктивность, схема усложняется за счет применения дополнительных элементов и поэтому не получила распространения.

В описанных способах изменение действующего значения напряжения на нагрузке осуществляется за счет изменения формы напряжения, что нежелательно для ряда потребителей.

Импульсная модуляция на высокой частоте (ИМ-ВЧ) (рисунок 1.15 г.) позволяет при небольшом фильтре получать синусоидальную гладкую составляющую тока, потребляемого из сети, и напряжения на нагрузке при cosц = 1. Однако, в связи со сложностью прерывания тока в индуктивной цепи схема усложняется и поэтому также не получила распространения. Импульсная модуляция на низкой частоте (ИМ-НЧ) иллюстрируется рисунком 1.15 д. Эта модуляция реализуется в схеме рисунок 1.14 а. Уменьшение мощности, выделяемой в активной нагрузке, производится включением и выключением тиристоров в моменты перехода тока и напряжения через нуль. При питании активной нагрузки и ИМ-НЧ сохраняется cosц = 1. Однако, за счет возникающих гармоник с частотами ниже частоты напряжения сети, коэффициент мощности ухудшается. В литературе доказано, что коэффициент мощности одиночного регулятора не зависит от способа импульсной модуляции, а определяется глубиной регулирования. Импульсная модуляция на низкой частоте применима для инерционных объектов (например, печей сопротивления).

Рисунок 1.14. Преобразователи переменного напряжения: однофазные на не полностью (а) и полностью управляемых (б) тиристорах; однофазные на первичной стороне трансформатора (в) и трансформатора с отпайками (г); трехфазные для регулирования напряжения на активной нагрузке (д) и двигателе (е)

Диапазон номинальных значений напряжений и токов электрических нагрузок чрезвычайно широк. Для согласования с напряжением сети применяются трансформаторы. При малых или очень больших напряжениях на грузки для регулирования целесообразно включать тиристорные ключи на первичной стороне трансформатора, однако при этом возникает ряд проблем, связанных с насыщением трансформатора. Эти проблемы обостряются при ИМ-НЧ, когда включения трансформатора происходят очень часто.

Рисунок 1.15. Диаграммы напряжений на нагрузке ППН при различных способах управления (модуляции): ИМ-ОЧ (фазовое регулирование) с отстающим (б > 0), опережающим (в > 0) и равным нулю (б = в) углом сдвига ц (а, б, в); ИМ-ВЧ (г); ИМ-НЧ (д); ИМ-НЧ на первичной стороне трансформатора (е); многозонные ИМ-ОЧ (ж), ИМ-ВЧ (з) и ИМ-НЧ (и)

При включении трансформатора начальная магнитная индукция имеет определенные значения. В переходном процессе изменения индукции после включения с произвольным углом управления может быть превышено максимальное значение индукции установившегося цикла перемагничивания. Это вызывает насыщение трансформатора и резкое увеличение (выброс) тока намагничивания, который снижается до установившегося значения за десятки периодов. Выбросы тока намагничивания могут в десятки раз превышать номинальный ток трансформатора. Введением определенного угла управления в первом полупериоде в начале каждого цикла включения мож но практически устранить выбросы тока намагничивания. При этом диаграмма напряжения на нагрузке соответствует рисуке 1.15 е.

Качество напряжения на выходе тиристорного регулятора переменного напряжения и коэффициент мощности могут быть улучшены при применении многозонной импульсной модуляции. Такая модуляция может быть реализована в схеме рисунка 1.14 г. При этом вид напряжения на нагрузке будет соответствовать диаграммам рисунка 1.15 ж, з, и. Диаграмма рисунка 1.15 з может быть реализована, если в схеме рисунка 1.14 г. заменить обычные тиристоры на запираемые.

На рисунке 1.14 д приведена схема трехфазного преобразователя переменного напряжения. Если нагрузка при этом имеет нулевой вывод, то процессы и диаграммы напряжений на нагрузке ничем не отличаются от процессов в однофазной схеме. При отсутствии нулевого вывода процессы и диаграммы существенно усложняются.

Фазовое регулирование может быть применено для регулирования скорости асинхронного двигателя (рисунок 1.14 д). Однако, из-за большого содержания высших гармоник в токе, протекающем через фазы двигателя при таком регулировании, понижение скорости может быть весьма кратковременным во избежание перегрева двигателя. Такое регулирование получило очень широкое применение в устройствах для ограничения пусковых токов асинхронных двигателей. В устройствах для плавного пуска асинхронных двигателей угол управления плавно уменьшается от начального значения до полного включения тиристоров. При этом пусковые токи снижаются в 2…3 раза.

2. Силовая электроника. Система условных обозначений диодов и тиристоров. Основные характеристики и параметры. Способы охлаждения расчёт нагрузочной способности

Диоды высокочастотные (быстровосстанавливающиеся) на средние напряжения на основе р-п-перехода, но дополнительно легированные золотом методом диффузии. Атомы золота создают рекомбинационные центры, обеспечивающие ускорение рекомбинации носителей заряда после прохождения тока. Время восстановления обратного сопротивления t_rr в них снижается в пределе до 100 нс. Предельный ток этих диодов 1 кА, допустимые напряжения достигают 1 кВ, а при некотором увеличении времени восстановления обратного сопротивления - 3 кВ.

Быстровосстанавливающиеся силовые диоды применяются в схемах преобразователей при частотах 2 - 20 кГц для шунтирования запираемых тиристоров и транзисторов и пропускания тока в обратном направлении.

Для высоковольтных преобразователей рекомендуется использовать специально разработанные ультрабыстрые диоды Hexfred, которые имеют величину обратного напряжения U_RRM до 1200 В, время обратного восстановления t_rr до 100 нс, прямое падение напряжения до 2,0 В, максимально допустимый средний прямой ток I_FAVm до 100 А и выше.

Диоды Шоттки - высокочастотные низковольтные диоды на основе перехода металл-полупроводник. Их особенностью является то, что прямой ток обусловлен движением только основных носителей - электронов. Таким образом, диоды Шоттки являются униполярными приборами с одним типом основных носителей. Отсутствие накопления неосновных носителей существенно уменьшает их инерционность. Время восстановления t_rr составляет обычно не более 0,3 мкс, падение прямого напряжения U_FM примерно 0,3 - 0,6 В. Значения обратных токов IR в этих диодах на 2 - 3 порядка выше, чем в диодах с р-п-переходом. Диапазон предельных обратных напряжений U_RRM обычно ограничивается 200 В, максимально допустимый средний прямой ток I_FAVm до 100 А. Диоды Шоттки применяются в схемах преобразователей при частотах 2 - 100 кГц для шунтирования полевых транзисторов и пропускания тока в обратном направлении.

Статические характеристики и схема замещения силового диода при низкой частоте

Выпрямительные диоды применяются в основном для построения выпрямителей в промышленных сетях переменного тока частотой 50 - 60 Гц.

Выпрямление основано на свойстве р-п-перехода, хорошо пропускать ток в одном направлении и почти не пропускать его в другом. Таким образом, выпрямительный диод представляет собой электронный ключ, управляемый приложенным к нему напряжением. При прямом напряжении ключ замкнут, при обратном - разомкнут. Такому электронному ключу соответствует вольтамперная характеристика (ВАХ) идеального диода (рисунок 2.3 а).

Однако в действительности диод не является идеальным, т.к. во включенном состоянии на нем падает прямое напряжение порядка 1 - 2 В, а в выключенном состоянии через диод протекает обратный ток, который мал. Поэтому ВАХ реального диода отличается от идеальной (рисунок 2.3 б).

Рисунок 2.3. Вольтамперные характеристики силового диода: идеальная (а), реальная (б), идеализированная (в) и его схема замещения (г)

При расчетах ВАХ аппроксимируются. Выделяют идеализированную ВАХ (рис. 2.3 в), которая позволяет учесть потери в проводящем состоянии, а для закрытого состояния диод считается идеальным (сопротивление равно бесконечности). Согласно идеализированной ВАХ модель диода в открытом состоянии описывается линейным уравнением

U = U₀ + I · r_Д, (2.2)

где U₀ - пороговое напряжение диода; r_д = ДU/ДI - дифференциальное сопротивление диода во включенном состоянии.

На рисунке 2.3 г. приведена схема замещения диода при низкой частоте, где VD - идеальный диод.

2.2 Система условных обозначений тиристоров. Основные характеристики и параметры

На рисунке 2.6 б представлено семейство реальных выходных статических ВАХ при разных значениях тока управления I_У. Предельное прямое напряжение, которое выдерживает тиристор без его включения, имеет максимальные значения при I_У = 0. Чем больше ток управления, тем при меньшем напряжении на аноде включается тиристор. Включенному состоянию тиристора соответствует ветвь 3, а выключенному - ветвь 1. Процессу включения соответствует участок 2 ВАХ. При приложении к тиристору обратного напряжения прибор все время находится в закрытом состоянии (участок 4), поскольку переходы П1 и П3 находятся под обратным напряжением, а П2 смешен в прямом направлении (рисунок 2.5 а). При увеличении обратного напряжения начинается резкое возрастание обратного тока (участок 5), связанное с лавинным пробоем тиристора. Участок 5 является запрещенным участком работы тиристора.

На рисунке 2.7 а приведена схема управления тиристором. Управляющие импульсы амплитудой Е_У (рисунок 2.7 б) подаются на управляющий электрод через резистор R_У, служащий для ограничения тока. Диаграмма управления тиристором (рисунок 2.7 в) служит для выбора параметров схемы управления. Жирными линиями на рисунке 2.7 в показаны границы области существования входных характеристик соответствующих минимальному и максимальному сопротивлению управляющего перехода. Заштрихованная область 1 - это область существования токов управления, при которых тиристор не включается при минимальных напряжениях на аноде. Кривые 2 - это гиперболы постоянной средней мощности, выделяемой на управляющем переходе при различной относительной длительности импульсов А = (t_И·100%)/T (рисунок 2.7 б), где t_И - время импульса, а Т - период их следования. На диаграмме показаны также предельно допустимые значения тока и напряжения управления.

По диаграмме управления выбираются значения Е_У, R_y и t_И (А), при которых ток управления I_У и напряжение на управляющем электроде U_У должны находиться внутри разрешенной области. Во время действия управляющего импульса справедливо уравнение, записанное по второму закону Кирхгофа для цепи управления (рисунок 2.7 а)

Е_У = U_У + I_У ·R_У или U_У = Е_У - I_У · R_У. (2.3)

Уравнение (2.4) является прямой, которая может быть построена по двум точкам: если I_У = 0, то U_У = Е_У; если U_У = 0, то I_У = Е_У / R_У.

При значениях Е_У, R_У, выбранных на рисунке 2.7 в, не превышаются допустимые величины I_У._ДОП, U_У.ДОП, а значение А не должно превышать 0,1%.

Динамические характеристики тиристоров

Динамические характеристики тиристоров определяются по переходным процессам включения и выключения.

Рисунок 2.7. Схема управления тиристором (а); форма сигнала управления (б) и диаграмма управления тиристором (в)

1. Переходный процесс включения. Схема включения тиристора и переходные процессы при включении тиристором активной нагрузки приведены на рисунке 2.8. Включение происходит не мгновенно, так как должны произойти сложные физические процессы, связанные с накоплением носителей зарядов в средних слоях и расширением проводящего канала от управляющего электрода по всему объему. Для количественной оценки процесс включения разбивается на ряд интервалов. Время включения тиристора t_вкл - это время от момента подачи управляющего импульса до момента спада напряжения на тиристоре до 0,1 начального значения (оно составляет несколько микросекунд)

t_вкл= t_з + t_Н, (2.4)

где t_з - время задержки (время от момента подачи управляющего импульса до момента спада напряжения на тиристоре до 0,9 начального значения); t_Н - время нарастания (время изменения напряжения на тиристоре от 0,9 до 0,1 начального значения или нарастания тока от 0,1 до 0,9 установившегося значения).

Однако по истечении времени включения тиристор еще не полностью включается и напряжение на нем продолжает спадать до установившегося значения. Время спада напряжения на тиристоре от 0,1 начального до установившегося значения называется временем установления t_УСТ (оно составляет 10…500 мкс).