Универсальный генератор

МОСКОВСКИЙ ГОСУДАРСТВЕННЫЙ ТЕХНИЧЕСКИЙ УНИВЕРСИТЕТ имени Н. Э. БАУМАНА

УНИВЕРСАЛЬНЫЙ ГЕНЕРАТОР.

Расчетная часть работы

по курсу "Основы электроники"

Цель работы: изучение свойств и принципов действия усилителей низкой частоты на биполярных транзисторах, изучение методики проектирования и расчета генераторов колебаний прямоугольной формы с управляемой частотой следования импульсов.

Задание:

	Обозначение	Значение
Мощность, рассеиваемая на нагрузке, Вт.	Pн	15
Сопротивление нагрузки, Ом.	Rн	5
Нижняя частота, Гц.	fmin	10
Верхняя частота, кГц.	fmax	10
Амплитуда напряжения на входе оконечного каскада, В.	Uвх ОК	2

Обоснование структурной схемы.

Для генерирования прямоугольных импульсов, частота следования которых регулируется с помощью аналогового сигнала, можно выбрать схему функционального генератора с управляемой частотой выходного сигнала. Структурная схема приведена на черт.1.

Для возбуждения колебаний используется коммутатор (повторитель напряжения, знак которого зависит от состояния транзистора ) и триггер Шмидта ( компаратор с положительной обратной связью ).

Для формирования временных интервалов используется интегратор.

Диф.каскад вводится, так как нижняя частота полосы пропускания равна 0.3 Гц, (смотри ниже) и можно говорить, что выходной усилитель - усилитель постоянного тока (УПТ). Из чего следует, что если использовать на входе выходного усилителя просто емкость, то ее величина будет составлять порядка сотен микрофарад или единиц миллифарад, а это достаточно большие величины.

Оконечный каскад будет выполняться в виде двухтактного каскада, так как нагрузка по заданию низкоомна. При правильном подборе режима работы, применение последнего, позволит повысить КПД и понизить нелинейные искажения на выходе усилителя.

Для "раскачивания" двухтактного усилителя и согласования используется предварительный усилитель ОЭ, управляющий входным током транзисторов.

ГСТ используются для стабилизации токов ОЭ и Диф.каскада.

Для значительного уменьшения нелинейных искажений на выходе генератора, используется ООС. Расчётная часть

Генератор колебаний прямоугольной формы с регулируемой частотой следования. Частота следования определяется аналоговым сигналом.

Выбираем ОУ. Т.к. мы имеем маломощный генератор, то

Umax вых ОУ = ±10-12 В, а т.к. сигнал меняется в пределах 3-х порядков по частоте, то Umin вых ОУ = ±10-12 В, следовательно eсм < 10 мВ

Желательно, чтобы скорость нарастания импульса была больше, а зависимость eсм от Т меньше. Данным параметрам удовлетворяет ОУ К154УД2

Uвых = ±10В, Rн = 2 кОм, С = 3ё10 нФ, V = 75 В/мкс, Кeсм = 20 мкВ/K

2. Стабилитрон - элемент включаемый в схему для стабилизации Uвых при скачках Eп. U стабилизации равно U триггера Шмидта => мы выбираем КС182A, у которого Uст = 8,2 В

3. R7 UR7 - Uст = 10-8,2 = 1,8 B, R7 = UR7 / IОУ = 1,8В/5мА = 360 Ом

4. R5 - резистор, необходимый для падения на нём части сигнала при открытом диоде VD1 для предохранения от перегрева полевого транзистора (для того, чтобы привести последний в закрытое состояние требуется малый сигнал)

R5 = (Uст - Uд)/0,2ЧIm = 7,5 кОм

5. Диод VD1 - необходим для отсечки отрицательного полупериода сигнала, получаемого с триггера Шмидта, для приведения полевого транзистора в открытое состояние (ключ замкнут)

Д220: Im = 5мА, U = 50В - удовлетворяет нашим условиям.

Расчёт интегратора:

IR = IC = 0,8ЧImax = 4мА ,

R6 = Umax/IR =10В/4мА = 2,5кОм ,

С1 = Umax/4ЧUстЧFmaxЧR6 = 6нФ.

Расчёт инвертирующего усилителя:

Iвых = 5 мА. Необходимо, чтобы большая часть сигнала пошла на интегратор IR4 = 1мА; Iинтеграт. = 4 мА,

R1 = R4 = Uвых/IR4 = 10В/1мА = 10 кОм.

Для уменьшения помех, создаваемых усилителем, R2 = R3 = R1||R4 =

= 10кОм/2 =5 кОм.

Расчёт делителя напряжения:

Rвх ок = 4,3 кОм,

Uвх ок = 2 В,

Uвых дел = IделЧR8 = UстабЧR8/(R8+R9) = Uвх ок = 2 В,

R8 + R9 Ј Rвх ок Ј 4,3 кОм,

8,2ЧR9/(R8+R9) = 2В

R8+R9 = 4,3 кОм , откуда R8 = 3,25 кОм,

R9 = 1,05 кОм.

II. Эскиз источника питания.

Нам необходимо получить два равных по величине и симметричных относительно земли напряжения: положительное и отрицательное. Мы используем для этого наиболее очевидную схему - мостовой выпрямитель. Благодаря соединению среднего вывода вторичной обмотки трансформатора с общей шиной у нас в любой полупериод входного напряжения на противоположных концах выходной обмотки имеется положительное и отрицательное напряжения. Благодаря емкостям осуществляется двуполупериодное выпрямление выходного напряжения трансформатора.

III. Расчёт оконечного каскада, обеспечивающего усиление сигнала по мощности.

Определяем рабочий диапазон оконечного каскада:

fmin = 10 Гц Tmax = 0,1 c

fmax= 10-4 Гц Tmin= 10-4c

На вход подаются прямоугольные импульсы

а) На верхних частотах:

OK эквивалентен

Uвых(t) = UmЧ(1 - e-tимп/t)

tфр = 2,3Чt , t - постоянная времени схемы,

tимп.мин = 1/2ЧTmin = 1/(2Чfmax) = 1/(2Ч104) = 5Ч10-5 c,

обычно считают tфр = 0,1Чtимп min = 5Ч10--6 с (наша цель - сделать как можно меньше tфр), а так как tвч = tфр/2,3 , то fвч = 2,3/ tфрЧ2p =

= 73кГц

б) На нижних частотах:

OK эквивалентен

Uвых(t) = UmЧe-tимп/t

d = D/Um = 0,1 (наша цель - сделать как можно меньше D),

Um - D = UmЧe-tимп/t, следовательно 1 - d = e-tимп/t ,

tнч = tимп/d, tнч = tимп/0,1, tимп = 1/2ЧTmax = 1/(2Чfmin) = 1/(2Ч10) = 0,05c, tнч = 0,05/0,1 = Ѕ c, следовательно fнч = 0,3 Гц,

считаем fнч = 0.

fпред ( > 5Чfвч ) = 400 кГц , fгран = h21ЭЧ fпред = 50Ч400кГц = 20 Мгц

Определимся с режимами работы транзисторов. Для транзисторов VT1 и VT2 лучше использовать режимы работы класса АВ. Это немного снизит энергетические показатели работы транзисторов, но зато приведет к значительному уменьшению нелинейных искажений на выходе. Для остальных транзисторов выберем режим А.

Расчёт параметров транзисторов эмиттерного повторителя (VT1 и

VT2).

Потребляемая мощность Pпотр = ImЧ?; ????????, ???????????? ????????? ?= ImЧm; 2Чm p???.= P????- P?; P'm p??= 0, ????????????? E?= 2Um, Pm p??? =.

Так как Rн = 5 Ом, а Pн= 15 Вт, то амплитудные значения сигнала на нагрузке:

Um н=В, Im н = Um н/Rн= 9/5 = 1,8 А,

а необходимое напряжение питания:

Eп= Uкэ+ Um н= 2 + 9 = 11 В.

Требуемый коэффициент усиления КU== 9/2 = 4,5 ,

а мощность, рассеиваемая на коллекторе одного транзистора:

Рm pасс »0,1Ч= 0,1Ч112/5 = 2,42 ??.

Исходя из полученных данных, выбираем транзисторы, так чтобы

PKmax > Pm расс = 2,42 Вт, IKmax > Im н= 1,8 А, UКЭ0max > 2ЧEп = 22 В,

а fгр/h21Э > 5Чfвч = 400 кГц :

	VT1	VT2
марка транзистора	КТ850Б	КТ851Б
тип транзистора	p-n-p	n-p-n
IKmax - постоянный ток коллектора, А	2	2
UKЭ0max- постоянное напряжение кол.-эм. (Iб=0), В	45	45
PKmax- постоянная рассеиваемая мощность коллектора, Вт	2,5	2,5
статич. коэф-т передачи тока в схеме с ОЭ h21, минимальное значение	65	65
fгр граничная частота коэффициента передачи тока в схеме с ОЭ, МГц	20	20

Найдем ток баз транзисторов (максимальный входной ток) и входное напряжение каждого транзистора оконечного каскада:

IБ max = IKmax/h21Э = Im н/ h21Э = 1,8/65 = 0,028А, UБ max » Um н = 9 В,

входное сопротивление оконечного каскада:

Rвх ОК = (h21Э + 1)ЧRн = 66Ч5 = 330 Ом.

Расчёт транзистора усилителя с ОЭ (VT3).

Транзистор VT3 работает в режиме А (однотактный).

Так как Rвых ГСТ2 >> Rвх ОК , то

= 28 мА (Im ГСТ2= 0). Тогда

пусть = 30 мА - постоянная соста-

вляющая тока коллектора VT3.

Очевидно, что от выбора IК0 зависит мощность, рассеиваемая на транзисторе VT3. Поэтому для того чтобы поставить маломощный транзистор, желательно IК0 снизить.

Считая UKЭ0 » Eп = 11 В, находим Pm расс = IK0ЧUKЭ0 = 0,03Ч11 =0,33Вт,

исходя из полученных данных, выбираем транзисторы, так чтобы

PKmax > Pm расс = 0,33 Вт, IKmax > IКЭ m= 0,028 + 0,030 =58 мА,

UКЭ0max > 2ЧEп = 22 В, а fгр/h21Э > 5Чfвч = 400 кГц :

	VT3
марка транзистора	КТ604БМ
тип транзистора	n-p-n
IKmax - постоянный ток коллектора, А	0,2
UKЭ0max- постоянное напряжение кол.-эм. (Iб=0), В	250
PKmax- постоянная рассеиваемая мощность коллектора, Вт	3
статич. коэф-т передачи тока в схеме с ОЭ h21, минимальное значение	30
fгрграничная частота коэффициента передачи тока в схеме с ОЭ, МГц	40

Рассчитаем коэффициент усиления VT3:

KU = Uвых/Uвх = = =30Ч330/(150 + 13) = 88

Рассчитаем максимальный входной ток VT3:

IБ m = IКЭ m/h21Э = 0,058/30 = 1,9 мА

Расчёт генератора стабильного тока (ГСТ2).

ГСТ является активной нагрузкой для каскада ОЭ. Он нам необходим для поддержки на входе оконечного каскада постоянного сигнала. Обыкновенный резистор не годится, так как при этом возникает смещении потенциала, и в выходной цепи возникнет нестабильность, приводящая к искажениям сигнала. Поэтому в качестве ГСТ мы будем использовать транзистор VT4 в схеме ОБ.

Мощность, рассеиваемая на VT4:

Pm pacc = IK0 VT4ЧUK0 VT4 = IK0 VT3ЧEп = 0,03Ч11 = = 0,33Вт, исходя из полученных данных, выбираем транзисторы так,

что PKmax > Pm расс = 0,33 Вт,

IKmax > IКЭ m= 0,028 + 0,030 =58 мА,

UКЭ0max > 2ЧEп = 22 В,

а fгр/h21Э > 5Чfвч = 400 кГц :

	VT4
марка транзистора	КТ941А
тип транзистора	p-n-p
IKmax - постоянный ток коллектора, А	0,3
UKЭ0max- постоянное напряжение кол.-эм. (Iб=0), В	30
PKmax- постоянная рассеиваемая мощность коллектора, Вт	4
статич. коэф-т передачи тока в схеме с ОЭ h21, минимальное значение	20
fгр граничная частота коэффициента передачи тока в схеме с ОЭ, МГц	300

Определяем значения сопротивлений R18, R19, R20:

для улучшения характеристик ГСТ используем отрицательную обратную связь по току,

поставив RЭ = R20 = UR20/IК0 VT4 = 1/0,058 » 20 Ом,

где UR20 = Eп - (Um н + UБЭ VT1 + UKЭ VT4) = 11 - (9 + 0,7 + 0,3) = 1 В.

Расчёт делителя:

IБ0 VT4 = IК/h21Э = 0,058/20 = 2,9 мА, Iдел і (5…10)ЧIБ0 VT4 = 20 мА,

R18 = (UR20 + UБЭ VT4)/Iдел = (1 + 0,7)/0,02 » 100 Ом

R19 = (Еп - UR18)/Iдел = (11 - 1200Ч0,0015)/0,02 » 500 Ом

Выполним проверку: Rвых ГСТ2= , где

RБ = R18ЧR19/(R18 + R19) = 100Ч500/(100+500) = 85 Ом,

h11Э = rБ + (h21Э + 1)Чrэ = 100 + (20 + 1)Ч0,44 = 53,3 Ом, где rЭ = jт/IК0 VT4 =

= 0,026/0,058 = 0,44 Ом, h22Э = 1/rКЭ = 10-4, подставляем:

Rвых ГСТ2 = 104Ч(85 + 53,3 + 21Ч20)/(85 + 53,3 + 20) = 35 кОм,

т.е. Rвых ГСТ2 >> Rвх ОК и мы можем пренебречь пульсацией тока на выходе DI = Um н/ Rвых ГСТ2 = 11/35000 = 0,3 мА.

5. Расчет дифференциального каскада.

Положим, IЭ m дифф= IК m VT5,6> (5ё)Ч? mVT3= 15 ??,

IК0 VT5,6 = IК m VT5,6 + 0,05ЧIК m VT5,VT6 = 16 мА;

R13 = IБЭ VT3/ I К0 VT5,6 = 0,7/0,016 » 50 Ом

Расчитаем транзисторы для данного каскада.

Р m расс = IК0ЧUК0 = 0,016Ч11 = 0.176 Вт. Теперь мы

можем подобрать транзисторы VT5 и VT6 так, чтобы

PKmax > P m расс = 0,176 Вт,

IKmax > IК m VT5,6 + IК0 VT5,6 = 0,015 + 0,016 = 31 мА,

UКЭ0max > Eп = 22 В,

а fгр/h21Э > 5Чfвч = 400 кГц :

	VT5, VT6
марка транзистора	КТ107Б
тип транзистора	p-n-p
IKmax - постоянный ток коллектора, мА	100
UKЭ0max- постоянное напряжение кол.-эм. (Iб=0), В	45
PKmax- постоянная рассеиваемая мощность коллектора, Вт	0,3
статич. коэф-т передачи тока в схеме с ОЭ h21, минимальное значение	120
fгр граничная частота коэффициента передачи тока в схеме с ОЭ, МГц	200

Определим ток эмиттера транзисторов IБ = IК/h21Э , то есть IЭ = (h21 +

+ 1)ЧIБ = (h21 + 1)ЧIК/ h21 » IК0 VT5,6 = 16 мА. Постоянная составляющая

IЭ VT5 = IК VT5 = 5ЧIБ VT3 = 5Ч0,0015 = 7,5 мА, при этом выходной ток ГСТ1

IК ГСТ1 = 2ЧIЭ VT5,6 = 2Ч0,0075 = 15 мА, мощность, рассеиваемая на VT7

Ррасс m = IK0ЧUK0 = 0.015Ч11=0.165 Вт.

Исходя из полученных данных, выбираем VT7 так,

что PKmax > 2ЧPm расс VT5,6 = 0,352 Вт,

IKmax > 2ЧIК0 VT7 = 32 мА,

UКЭ0max > Eп = 11 В:

	VT7
марка транзистора	П504
тип транзистора	p-n-p
IKmax - постоянный ток коллектора, мА	500
UKЭ0max- постоянное напряжение кол.-эм. (Iб=0), В	45
PKmax- постоянная рассеиваемая мощность коллектора, Вт	0,4
статич. коэф-т передачи тока в схеме с ОЭ h21, минимальное значение	10
fгр граничная частота коэффициента передачи тока в схеме с ОЭ, МГц	10

Определим значения резисторов R10, RЧ11, R14. Дабы повысить

сопротивление ГСТ1, падение напряжения на R14 полагаем

UR14 = 0,8 В;

IЭ VT7 = IБ VT7 + IК VT7; IБ VT7 = IК VT7/h21Э, то есть IЭ VT7 = IК VT7 » 0,015 А;

R14 = UR5/IЭ VT7 = 0,5/0,016 = 31,25 Ом, полагаем 35 Ом.

IБ VT7 = 0,015/10 = 1,5 мА; Iдел ГСТ1 = 10ЧIБ VT7 = 15 мА;

R10 = (UR14 +UБЭ VT7)/Iдел = (0,8 + 35Ч0,015)/0,015 » 88,3 Ом,

выбираем R10 = 100 Ом;

R11 = (Еп - UR10)/Iдел = (11 - 100Ч0,015)/0,015 » 633 Ом,

выбираем R11 = 650 Ом.

Проверим Rвых ГСТ1 = (RБ + h11Э + (h21Э + 1)ЧRЭ/ h22ЭЧ(RБ + h11Э + RЭ), где RБ = R10ЧR11/(R10 + R11) = 87 Ом; h11Э = rБ + (h21Э +1)ЧrЭ = 100 + (10 + 1)Ч Ч0,026/0,015 = 120 Ом, h22Э = 10-4, тогда Rвых ГСТ1 = 104Ч(87 + 120 + 81Ч Ч35)/(87 + 120 + 35) = 126 кОм, что нам и было нужно.

Найдем R12. Для согласования каскадов возьмем R12 >> rвх VT5 ;

r вх VT5 = rБ VT5 + rЭ VT5Чh21Э VT5 = rБ VT5 + (0,026/IЭ VT5)Чh21Э VT5 = 100 +

+ (0,026/0,015)Ч81 = 240 Ом. Положим R12 = 10 кОм

6. Расчет диодов организующих смещение транзисторов ЭП

Диоды, позволяющие работать эмиттерному повторителю в режиме класса В, можно выбрать по единственному параметру - протекающему току:

IД = 35 мА, выбираем УД413В

7. Расчет системы отрицательной обратной связи

Необходимый коэфф-т усиления выходного каскада КU = Uвых/Uвх =

= 9/2 = 4,5. Но нам известно, что если общий коэффициент усиления много больше требуемого, то коэффициент усиления равен глубине обратной связи: КU = K/(1 + bЧK) » 1/b = 4.5, то есть b = 0,22, где b - коэффициент передачи обратной связи. Определим КU дифференциального каскада:

КU дифф = Uвых/Uвх = IKЧRKN/(IБЧrвх) = bЧRKN/(rБ + rЭЧ(1+b)) » RKN/rЭ ,

RKN= R13Чrвх каск ОЭ/(R13 + rвх каск ОЭ),

rвх каск ОЭ = rБ каск ОЭ + (h21Э VT3 + 1)ЧrЭ каск ОЭ = 100 + 0,026Ч30/0,03 = 126 Ом, RКН = 50Ч126/(50+126) = 35,8 Ом,

rЭ VT5,6 = 0,026/0,016 = 1,6 Ом

KU дифф = 35,8/1,6 = 22,4

КU = KU диффЧКU ОЭ = 22,4Ч88 = 1971 >> 4.5, видно, что общий коэффициент усиления много больше требуемого. Тогда для резисторов R17 и R16 получаем систему b = R16/(R17 + R16), R16 <rвх ДифКаск , R16 + R17 >>Rн . Выбрав R16 =65 Ом, получим R17 = R16/b - R16 = 65/0,22 - 65 =230 Ом. Данные значения сопротивлений удовлетворяют всем условиям.