Размещено на http://www.allbest.ru/

МИНИСТЕРСВО ОБРАЗОВАНИЯ И НАУКИ РОССИЙСКОЙ ФЕДЕРАЦИИ

Федеральное государственное образовательное учреждение

высшего профессионального образования

“Чувашский государственный университет им. И.Н. Ульянова”

Технический институт

Кафедра РРС

Курсовой проект

По дисциплине

Устройства СВЧ и антенны

Чебоксары 2005 г.

Содержание

Задание на курсовое проектирование

Введение

1. Расчёт согласующей цепи

2. Расчёт ступенчатого трансформатора

3. Расчёт шлейфного ответвителя

4. Расчёт полосового фильтра

Список использованной литературы

Задание на курсовое проектирование

Вариант 3

Рис. 1. Проектируемое устройство.

ЛП - линия передачи;

ПФ - полосовой фильтр;

ШО - шлейфный ответвитель;

СЦ - согласующая цепь;

СТ - ступенчатый трансформатор;

ЛП1, ЛП2, ЛП3 - несимметричные микрополосковые линии;

Z_{в лп}=35 Ом - волновое сопротивление линии передачи;

о_лп=4 - диэлектрическая проницаемость линии передачи;

Дf_пФ=0.9 ГГц - полоса пропускания полосового фильтра;

f₀=3 ГГц - центральная частота полосового фильтра;

ПФ - фильтр Чебышева 6-го порядка;

переходное затухание шлейфного ответвителя 4 дБ;

Z₁=35 Ом;

число ступеней ступенчатого трансформатора 3;

Z₂=50 Ом;

АЧХ ступенчатого трансформатора - Чебышева;

тип согласующей цепи - П-образная;

Z₃=50 Ом.

Разработать печатную плату.

Введение

Устройства, описываемые в данной работе, можно рассматривать как некоторые базовые элементы, широко применяемые в радиоэлектронной аппаратуре диапазона СВЧ. Точный расчет таких элементов часто весьма труден, особенно на высоких частотах, когда нельзя пренебречь влиянием неоднородностей и излучением. В данной работе рассматриваются в основном приближенные алгоритмы расчета. Однако, опираясь на них, можно получить достаточно хорошее первое приближение для проектируемой цепи с необходимыми параметрами.

Физические размеры сосредоточенных элементов уменьшаются с повышением частоты и на частотах выше нескольких сотен мегагерц становятся настолько малыми, что их изготовление и применение вызывают серьезные трудности, Кроме того, по мере повышения частоты на параметры сосредоточенных элементов все большее влияние начинают оказывать излучение и тепловые потери в них. Поэтому на достаточно высоких частотах предпочтение часто отдается отрезкам линии передачи, используемым в качестве элементов фильтров, согласующих цепей и т. д. Опираясь на элементы с распределенными параметрами, эквивалентные сосредоточенным, можно реализовать ряд элементов с другим включением: параллельная индуктивность, последовательный контур, включенный параллельно.

Преимущества микрополосковой линии проявляются в полной мере в тех случаях, когда необходимо создать гибридные цепи, состоящие из элементов с сосредоточенными и распределенными параметрами. Всеми достоинствами, присущими симметричной полосковой линии по сравнению с другими линиями передачи, обладает в равной степени и микрополосковая линия, кроме одного. В микрополосковой линии существенно сильнее взаимное влияние между соседними проводниками, что обусловлено более открытой структурой линии и отсутствием симметрии относительно горизонтальной оси.

Подбором длин и волновых сопротивлений отрезков линии передачи стараются смоделировать поведение сосредоточенных элементов в схеме соответствующего фильтра-прототипа. Однако такой подход к синтезу фильтров является лишь начальным и весьма грубым приближением, поскольку в этом случае не учитывается ряд важных факторов, влияющих на частотную характеристику фильтра, таких как реактивности в месте стыка отрезков линий передачи, дисперсия в линиях передачи, периодичность частотных характеристик элементов с распределенными параметрами. Поэтому схемы фильтров, полученные подобным методом синтеза, можно рассматривать как первое или начальное приближение при проектировании фильтров.

Параллельные резонансные контуры, включаемые в линию параллельно реализуются относительно просто. Как реализовать последовательный резонансный контур, включенный в линию последовательно? Самый простой путь - каскадное соединение отрезка линии с высоким волновым сопротивлением, реализующим индуктивность, с конденсатором. Такое решение приемлемо лишь на относительно невысоких частотах, когда допустимо использование сосредоточенных элементов, По мере увеличения частоты приходится искать альтернативные решения. Один из возможных способов, позволяющий отказаться от сосредоточенных элементов - такое преобразование эквивалентной схемы фильтра, при котором в схему не входят последовательные контуры LC, включенные последовательно. С помощью инверсии входное сопротивление последовательного резонансного контура LC трансформируется в сопротивление, соответствующее параллельному резонансному контуру. Такую инверсию на фиксированной частоте выполняет четвертьволновый отрезок однородной линии передачи.

Реализация фильтра из элементов с распределенными параметрами может быть выполнена различными способами. Один из них, весьма удобный при микрополосковом исполнении, основан на использовании короткозамкнутых и разомкнутых шлейфов в качестве параллельных резонансных контуров. Другой способ реализации параллельной LС-цепи заключается в использовании отрезка линий передачи со слабой связью и волновым сопротивлением, равным сопротивлению, с которым сопрягается фильтр. Длина отрезка равна половине длины волны в линии на центральной частоте фильтра. Третий способ реализации является конструкция фильтра, на встречных стержнях, получаемая при подключении к входу и выходу фильтра дополнительных четвертьволновых отрезков линии - это позволяет синтезировать симметричную конструкцию. Данная топология находит широкое применение в технике и позволяет создавать фильтры с полосой пропускания до 15 -20%. Ограничения в полосе пропускания обусловлены в основном вариациями фазовых скоростей для четной и нечетной мод на частотах, отличных от расчетной. Реализация фильтров с полосой пропускания более 20 % усложняется из-за весьма малых трудно реализуемых и воспроизводимых расстояний между подосками связанных линий в оконечных звеньях.

На практике нередко требуется трансформировать одно сопротивление в другое. Например, к стандартному 50-омному генератору необходимо подключить элементы с очень высоким или очень низким входным сопротивлением, Эту проблему можно решить с помощью трансформатора сопротивления и получить такие значения волновых сопротивлений при которых сравнительно просто реализуется линия передачи. Одиночные трансформирующие отрезки, сохраняют требуемые свойства в весьма ограниченной рабочей полосе, т. е. они непригодны при широкополосной трансформации. Поэтому переходят к многоступенчатым трансформаторам. Уже двух- или трехступенчатые трансформаторы позволяют достигать рабочих полос до 150 %. Реальная полоса пропускания многоступенчатого трансформатора зависит от отношения R согласуемых сопротивлений, т. е. отношения сопротивлений, подключаемых к его входу и выходу. Электрическая длина каждой секции трансформатора равна четверти длины волны в линии на центральной рабочей частоте.

Выше отмечалось, что при изготовлении связанных линий с сильной боковой связью трудно или невозможно обеспечить хорошую воспроизводимости поскольку в таких линиях необходимы малые зазоры между проводниками для получения коэффициента связи по напряжению менее 3 дБ. При этом из-за неизбежных при изготовлении погрешностей весьма вероятно возникновение гальванической связи в некотором сечении узкой щели между проводниками. Существует другой тип направленного ответвителя, в котором можно реализовать сильную связь вплоть до 0 дБ. Этот, так называемый шлейфный, направленный ответвитель. Он весьма прост в изготовлении на основе микрополосковой или симметричной полосковой линии. С небольшими изменениями такой ответвитель можно реализовать в коаксиальном или волноводном исполнении. Длины отрезков, соединяющих входные и выходные плечи ответвителя, выбираются равными четверти длины волны в линии (отметим, что длина волны может зависеть от волнового сопротивления линии, как например, в микрополосковой линии). Если проводники свернуты в кольцо, то полная длина окружности, соответствующая среднему диаметру, равна длине волны в линии и состоит из четырех четвертьволновых отрезков. Выходные плечи ответвителя располагаются под углом 90° друг к другу. Можно показать, что при возбуждении одного плеча сдвиг по фазе между волнами, поступившими во второе и третье плечи, равен 90°. Поэтому такие ответвители относятся к классу квадратурных.

Шлейфный направленный ответвитель используется не только как простой делитель (сумматор) мощности. Такой ответвитель кроме функции деления мощности может обеспечивать согласование при неравных сопротивлениях нагрузок, подключаемых к его входному и выходным плечам. На это очень полезное свойство часто не обращают внимание. При рациональном подходе удается значительно уменьшить число согласующих элементов, что позволяет снизить габариты схемы, ее сложность и потери в ней.

1. Расчёт согласующей цепи

трансформатор двухшлейфный ответвитель сопротивление

Согласно задания на курсовое проектирование, необходимо рассчитать П-образную согласующую цепь.

Для анализа такой цепи, представим ее в виде двух Г-звеньев, нагруженных на активное сопротивление R_ЭKB (рис. 2, б). Величина R_ЭKB находится из соотношения R_1‚2/R_ЭKB=Q²_1‚2 + 1, а реактивное сопротивление Х₃ образуется последовательным соединением Х'₃ и Х"₃.

Рис. 2. П-образная согласующая цепь: а) эквивалентная схема; б) разбиение на Т-образные секции; в) конкретная реализация цепи.

Для первого Г-звена (рис. 2, б) по известным R₁=Z_{в лп}=35 Ом и R₂=Z₃=50 Ом и добротности Q₁=3 (выбрана исходя из рекомендаций в [1])

R_ЭKB = R₁/(Q²₁ + 1)=35/(3²+1)=3.5 Ом.

Если R_ЭKВ, будет больше R₁ или R₂, то необходимо увеличить Q₁ и вычислить новое значение R_ЭKB.

Определяем

X'₃ = R_ЭKB Q₁=3.5•10=35 Ом;

X ₁ = R₁/Q₁=35/3=11.67 Ом.

Для второго Г-звена следует

Q²₂ = R₂/R_ЭKB-l=50/3.5-1=13.29.

Находим

X?₃= R_ЭKB Q₂=3.5•3.64=12.76 Ом;

X₂ = R₂/Q₂=50/3.64=13.74 Ом.

Определяем Х₃ для П-образной цепи

Х₃=Х'₃+Х"₃=35+12.76=47.76 Ом.

Из полученных реактивных сопротивлений найдём C₁, C₂, L₃:

C₁=1/(2р?f₀•X₁)=4.55 пФ;

C₂=1/(2р?f₀•X₂)=3.86 пФ;

L₃=X₃/(2р?f₀)=2.54 нГн.

Построим схему фильтра на элементах с распределенными параметрами (рис. 3), эквивалентную схеме ее сосредоточенными элементами (рис. 2, в).

При реализации фильтра на микрополосковой линии е_r =4 накладываются некоторые ограничения на выбор ширины полоски W₁ в отрезке линии с низким волновым сопротивлением (рис. 3), являющимся распределенным аналогом параллельного конденсатора С₁ в схеме (рис. 2, в). Наибольшая ширина W₁ ограничена размером, при котором в линии возникает поперечный резонанс. Поэтому целесообразно выбирать ее не более четверти длины волны на самой высокой рабочей частоте.

л_g =c/(f₀о^1/2) =5cм;

W₁=2.0 см.

Возьмем h=0.1 см и рассчитаем Z_в

Для W/h < 1

Z_в =(60/ (е_эфф)^1/2)ln((8h/W)+0,25(W/h)), где е_эфф =( е_r +1)/2+( е_r -1)/2[(1+(12h/W))^-1/2+0,0041(1-W/h)²]

для W/h ? 1

Z_в=120р/(е_эфф)^1/2[W/h+1,393+0,667ln (W/h+1,4444)],

где е_эфф =( е_r +1)/2+( е_r -1)/2[(1+(12h/W))^-1/2].

Z_вC=9.06 Ом.

Это позволяет сохранять одноволновый режим в линии. Минимальная ширина полоски W₂ ограничивается принятой технологией и обычно должна быть не менее 1 мм. Возьмём W₂=1 мм.

Z_вL=65.89 Ом.

После выбора величин W₁ и W₂ определим длины всех отрезков линии в фильтре, являющихся аналогами реактивных элементов в схеме фильтра-прототипа нижних частот.

Длина отрезка линии, реализующего индуктивность L:

l_L=(л_g /2р)arcsin(щL/Z_вL),

где л_g и Z_вL соответственно длина волны и волновое сопротивление для этого отрезка линии.

Поскольку L₃=2.54 нГн, то

l₃ =(5/2р) arcsin( 2р?3?10⁹•2.54•10^-9/65.89)=6.5 мм.

Рис. 3. П-образная согласующая цепь на элементах с распределёнными параметрами.

Длина отрезка линии, реализующего емкость С,

l_C=( л_g/2р )arcsin (щCZ_вC),

где л_g и Z_вC -- соответственно длина волны и волновое сопротивление для этого отрезка линии.

Теперь рассчитываем длины отрезков, соответствующих конденсаторам с параметрами С₁ =4.55 пФ и С₂ = 3.86 пФ:

l₁= (5/2р) arcsin (2р?3?10⁹•4.55•10^-12 •9.06) =7.1 мм;

l₂ = (5/2р) arcsin (2р?3?10⁹•3.86•10^-12 •9.06) =5.7 мм.

В проведенном выше первоначальном расчете не учитывалось влияние концевых емкостей и концевых индуктивностей в эквивалентной П-образной схеме отрезка линии.

Величины этих ёмкостей и индуктивностей можно определить по формулам

C_кон=l_L/(Z_вL2f л_g).

L_конц=l_CZ_вC /(2f л_g).

Для более точного описания реальной физической ситуации следует эти параметры включить в первоначальный расчет.

С_кон=0,65/(65.89•2•3•10⁹•5)=0.66 пФ;

L_конц1=0.71•9.06/(2•3•10⁹•5)=0.21 нГн;

L_конц2=0.57•9.06/(2•3•10⁹•5)=0.17 нГн

Вначале скорректируем полученные ранее величины емкостей, не учитывая концевые индуктивности. Это позволяет при проектировании фильтра учесть влияние концевых емкостей для отрезков линии, реализующих индуктивности.

C₁м=С₁- С_кон=4.55-0.66=3.89 пФ;

l₁= (5/2р) arcsin (2р?3?10⁹•3.89•10^-12 •9.06) =5.8 мм;

C₂м=С₂- С_кон=3.86-0.66=3.2 пФ;

l₂= (5/2р) arcsin (2р?3?10⁹•3.2•10^-12 •9.06) =4.6 мм.

После этого вычисляем величины концевых индуктивностей для отрезков линии с низким волновым сопротивлением.

L₃ м= L₃- L_конц1- L_конц2=2.54-0.21-0.17=2.16 нГн;

l₃ =(5/2р) arcsin( 2р?3?10⁹•2.16•10^-9/65.89)=5.3 мм.

2. Расчёт ступенчатого трансформатора

Согласно задания на курсовое проектирование, необходимо рассчитать трехступенчатый трансформатор с Чебышевской характеристикой (рис. 4).

Рис. 4. Трехступенчатый трансформатор.

Для расчёта воспользуемся методикой изложенной в [1].

Определяем отношение сопротивлений R =Z₂/Z_{в лп}=50/35=1.43

;

;

Решив уравнение, получим следующее:

V₁=1.055,

Следовательно

Z_в1= Z_{в лп}•R/V₁=35•1.43/1.055=47.44 Ом;

Z_в2= Z_{в лп}•R^1/2=35•1.20=41.85 Ом;

Z_в3= Z_{в лп}•V₁=35•1.055=36.93 Ом;

Определим параметры микрополоскового исполнения трансформатора.

Длина каждой секции l равна длине волны на центральной частоте

см.

Для определения ширины секций можно воспользоваться следующими выражениями:

При А< 1.52

W/h=8ехр(A)/(exp(2A)-2);

при A ? 1.52

W/h = (2/р){10-ln(2В-l)+[(е_r-1)/2е][ln(В- 1)+0.39- (0,61/е_г)]},

А=(Z_в/60)(( е_r +1)/2)^1/2+(( е_r -1)/( е_r +1))(0.23+(0.11/ е_r));

В=377р(2 Z_в/ е_r ^1/2).

В нашем случае

А₁=1.41; W₁/h=2.23; W₁=2.33•h=2.33•1=2.33 мм;

А₂=1.26; W₂/h=2.71; W₂=2.71•h=2.71•1=2.71 мм;

А₃=1.13; W₃/h=3.28; W₃=3.28•h=3.28•1=3.28 мм.

3. Расчёт шлейфного ответвителя

Шлейфный ответвитель весьма прост в изготовлении на основе микрополосковой или симметричной полосковой линии. На рис. 5 показана конструкция шлейфного ответвителя.

Рис. 5. Двухшлейфный направленный ответвитель.

Выходные плечи ответвителя располагаются под углом 90° друг к другу. Можно показать, что при возбуждении плеча 1 сдвиг по фазе между волнами, поступившими во второе и третье плечи, равен 90°. Поэтому такие ответвители относятся к классу квадратурных.

На рис. 6 изображена эквивалентная схема шлейфного ответвителя, ко входу и выходу которого подключаются нагрузки с равными либо неравными сопротивлениями.

Рис. 6. Эквивалентная схема двухшлейфного ответвителя

На рис. 6 параллельные проводимости Y₁ и Y₃ и последовательная проводимость Y₂ нормированы к проводимости Y_В2 линии, подключенной к плечу 1. Соответственно и проводимость Y_В2 линии, подключаемой к выходным плечам, нормирована к проводимости Y_В2. Можно показать, опираясь на эквивалентную схему (рис. 6), что идеальное согласование ответвителя достигается при

Y₁= Y₃ Y_В2

а идеальная направленность, когда энергия волны в плече 4 равна нулю, при

Y²₂=Y_В2Y₁+Y₃

При выполнении этих соотношений вся входная мощность поступает в плечи 2 и 3. Если обозначить отношение мощностей на выходе плеч 2 и 3 через К, т. е.

К=Р₂/ Р₃,

то должны выполняться равенства

Y₃= Y_В2/К^-1/2

Y₃=[(К+1)Y_В2/К]^-1/2

Y₁= 1/К^-1/2

Рассчитаем двухшлейфный ответвитель с переходным затуханием 4 дБ, входное и выходное сопротивления которого равны 35 Ом.

Нормируем проводимость в выходном плече; так как Y_B1 = 1/35, то Y_В2 = (1/35)/(1/35) =1. Поскольку

Р₃ =10^-4/10,Р_вх =0,5Р_вх =Р₂, К =Р₂/Р₃ =1.

Применяя записанные выше соотношения, находим нормированные величины проводимостей:

Y₁= 1/К^-1/2=1,

Y₂=[(l + l)(l/l)]^1/2 = 2^1/2,

Y₃ = Y_В2/К^-1/2= 1.

Перейдем к ненормированным величинам. Так как

Y₁ =1/35 См, то Z₁ = 35 Ом > в параллельной ветви,

Y₂=(2)^1/2/35 См, то Z₂ = 24.75 Ом > в последовательной ветви,

Y₃= 1/35 См₅ то Z₃ = 35 Ом > в параллельной ветви, гдеZ_В1 =Z _В2 =35 Ом.

Определим параметры соответствующие микрополосковой реализации шлейфного ответвителя:

см.

Для определения ширины секций воспользуемся следующими выражениями:

При А< 1.52

W/h=8ехр(A)/(exp(2A)-2);

при A ? 1.52

W/h = (2/р){10-ln(2В-l)+[(е_r-1)/2е][ln(В- 1)+0.39- (0.61/е_г)]},

А=(Z_в/60)(( е_r +1)/2)^1/2+(( е_r -1)/( е_r +1))(0.23+(0.11/ е_r));

В=377р(2 Z_в/ е_r ^1/2).

Проделав вычисления получим:

А₁=1.01; W₁/h=3.55; W₁=3.55•h=3.55•1=3.55 мм;

А₂=0.81; W₂/h=5.94; W₂=5.94•h=5.94•1=5.94 мм;

А₃=1.01; W₃/h=3.55; W₃=3.55•h=3.55•1=3.55 мм.

4. Расчёт полосового фильтра

Конструируемый фильтр должны иметь чебышевскую характеристику с амплитудой осцилляции в полосе пропускания 1 дБ. Ширина полосы пропускания фильтров 0.9 ГГц при центральной частоте 3 ГГц. Фильтры должны быть в микрополосковом исполнении и сопрягаться с 35-омной линией.

Синтезируем полосовой фильтр на основе шестизвенного фильтра-прототипа нижних частот из сосредоточенных элементов.

Для чебышевского фильтра, имеющего амплитуду осцилляции G_r=1 дБ в полосе пропускания, g-параметры вычисляются по следующим формулам:

g₀ = 1, g₁ =2a₁/ш_,

g _k = 4a_k-1 a_k/b _k-1g _k-1, k = 2,3,…,n, n=6

1 при нечетном n,

g_n+1 =

cth²(в/4) при четном n,

в=ln[cth(G_r/17,37)], ш = sh[в/(2n)],

a _k = sin[(2k-1)р/2n], b _k = ш² + sin²(kр/n).

Подставив значения получим:

g₀=1; g₁=2.16; g₂ = 1,10; g₃=3.09;

g₄=1.15; g₅ = 2.96, g₆ = 0.80; g₇ = 1.34;

Воспользуемся преобразованием, трансформирующим фильтр нижних частот в полосовой, что приводит к схеме на рис. 7.

Рис. 7. Эквивалентная схема шестизвенного полосового фильтра.

Рис. 8. Эквивалентная схема прототипа со скорректированными сопротивлениями нагрузки и инверторами сопротивления.

Определим L_нм и С_нм

L_нм=2р·Дf_пФ/((2р·f₀)²·g₄)=2р·0.9·10⁹/((6р·10⁹)²·1.15)=13.84·10^-12 Гн/Ом

С_нм= g₄/2р·Дf_пФ=1.15/2р·0.9·10⁹= 0.203·10^-9Ф·Ом

Находим истинные значения L_н и С_н при заданном сопротивлении нагрузки:

L_н= L_нм·Z_{в лп}=13.84·10^-12•35=0.484 нГн, С_н= C_нм/Z_{в лп}= 0.203·10^-9/35=5.8 пФ. Синтезируем фильтр, опираясь на топологию рис. 9.



Рис. 9. Реализация фильтра с помощью параллельных шлейфов.

Пусть Z_в1 = 25 Ом и Z_в2 = 50 Ом. Тогда

B=щ_в -щ_н /щ₀=2р·0.9·10⁹/6р·10⁹=0.3;

Z_вA=(2Z_в/рВ)•(g₁ g₄)^1/2;

Z_вB= Z_в(2g₁/рВ)^1/2;

Z_вА=(2·35/р·0,3)·(2.16·1.15)^1/2=117 Ом;

Z_вВ=35·(2·2.16/ р·0,3)^1/2=75 Ом;

l=л_gA/4=5/4=1.25 см;

l=л_gВ/4=5/4=1.25 см.

l₁=Z_в1C_нf₀ л_g=25·5.8·10^-12 ·3·10⁹•5=2.175 см;

l₂=L_нf л_g /Z_в2=(484•10^-12 ·3·10⁹ •5 )/50=0.145 см.

Для определения элементов, соответствующих инверторам сопротивления, выполненным в виде последовательно включенных четвертьволновых отрезков, разомкнутым шлейфам, а также короткозамкнутым шлейфам воспользуемся следующими выражениями:

При А< 1.52

W/h=8ехр(A)/(exp(2A)-2);

при A ? 1.52

W/h = (2/р){10-ln(2В-l)+[(е_r-1)/2е][ln(В- 1)+0.39- (0.61/е_г)]},

А=(Z_в/60)(( е_r +1)/2)^1/2+(( е_r -1)/( е_r +1))(0.23+(0.11/ е_r));

В=377р(2 Z_в/ е_r ^1/2).

Проделав вычисления получим:

А_вА=3.238; W_вА/h=1.27; W_вА=1.27•h=1.27•1=1.27 мм;

А_вВ=2.131; W_вВ/h=1.45; W_вВ=1.45•h=1.45•1=1.45 мм;

А_в1=0.813; W_в1/h=5.85; W_в1=5.85•h=5.85•1=5.85 мм;

А_в2=1.472; W_в2/h=2.05; W_в2=2.05•h=2.05•1=2.05 мм.

Список использованной литературы

1. Отчет по учебно-исследовательской работе: «МЕТОДИЧЕСКИЕ УКАЗАНИЯ К КУРСОВОЙ РАБОТЕ ПО ДИСЦИПЛИНЕ: «УСТРОЙСТВА СВЧ И АНТЕННЫ»» студентов группы РТЭ-51-00 Павлова А. Б., Ярудкина А. Чебоксары 2004 г.

2. Фуско В. СВЧ цепи, анализ и автоматизированное проектирование.

Размещено на Allbest.ru