Интеллектуальный аналогово-цифровой преобразователь

Для исключения потери информации после преобразования и устранения избыточности информации в устройстве применяется фильтр низких частот (ФНЧ). Спектральная характеристика ФНЧ должна быть такой, чтобы в полосе пропускания находилось не менее 95% от спектральной мощности входного сигнала. Спектральная мощность оценивается по площади спектра. Расчет площади спектра производится по формуле:

S = 83290 условных единиц.

Частоты f1, f2 и f3 определены в техническом задании и соответственно равны 40, 60 и 220 кГц.

Площадь спектра, ограниченная ФНЧ должна быть не менее 0.95·S = 79130 условных единиц. Путем расчета в программе MathCad 2000 Professional определим, что данное условие достигается на частоте среза fc = 181.5. [кГц].

Согласно теореме Котельникова, минимальная частота дискретизации определяется:

,

гдеfв - верхняя граничная частота, равная 181.5. [кГц]

Однако, может наблюдаться эффект наложения спектров и данный спектр входного сигнала имеет некомпактный вид, поэтому введем коэффициент запаса, равный 1.7.

= 617.1 [кГц]

Значение частоты дискретизации выбираем 625 кГц.

Период дискретизации будет равен

= 1.6. [мкс]

Расчет частоты дискретизации по теореме Бернштейна:

= 22.35 [МГц]

Где Дap - погрешность аппроксимации при восстановлении сигнала по его дискретным значениям. Примем равным 4/3 от шага квантования.

Следовательно, при использовании fд по Котельникову спектр выходного сигнала потерян не будет, но на верхних частотах будет большая погрешность аппроксимации при восстановлении сигнала.

Расчет входной части

В качестве входной части используется повторитель напряжения на операционном усилителе для обеспечения необходимого значения входного сопротивления.

Рис. 1. Повторитель напряжения.

В данной схеме входное сопротивление определяется значением резистора R1. Для обеспечения единичного коэффициента усиления номинал резистора R3 будет равен номиналу резистора R1. Но последовательно с резистором R2 включен подстроечный резистор R4, поэтому номинал резистора R3 необходимо уменьшить на значение, равное половине значения номинала подстроечного резистора R4. Резистор R2 не влияет на значение коэффициента усиления и вводится для уменьшения изменений выходного напряжения, вызванных временными или температурными колебаниями входных токов. Значение R2 выбирают из условия

В качестве операционного усилителя используется К140УД26. Усилитель содержит на входе схему защиты входных дифференциальных каскадов от перегрузок и пробоя высоким входным напряжением.

Расчет фильтра низких частот

В качестве ФНЧ выберем фильтр Баттерворта, так как он имеет гладкую спектральную характеристику, без пульсации в зонах пропускания и заграждения, описываемую функцией [Гут]:

где - относительная (безразмерная) частота;

щc - частота среза;

n - порядок фильтра.

В качестве фильтра низких частот применим фильтр Баттерворта на основе операционных усилителей со структурой Салена-Ки четвертого порядка, который представляет собой последовательное соединение двух фильтров низких частот второго порядка. Частота среза фильтра fс вычислена выше и составляет 181.5. кГц.

 Рис 2. Схема фильтра низких частот.

Согласно методике, предложенной в [Гут], расчет производится следующим образом:

Для первого звена: A = 1; b = 0.7654; c = 1.

= 55.1 [пФ]

= 8.1 [пФ]

= 41.59 [кОм]

= 41.59 [кОм]

Для второго звена: A = 1; b = 1.8478; c = 1.

= 55.1 [пФ]

= 47.03 [пФ]

= 17.23 [кОм]

= 17.23 [кОм]

Схема определения знака

Схема определения знака реализована на быстродействующем компараторе, неинвертирующий вход которого подключен к выходу фильтра низких частот, а инвертирующий вход заземлен. Выход компаратора выведен на внешний порт. При положительной полярности сигнала компаратор выдаст высокий уровень, а при отрицательной - низкий.

Рис.3 Схема определения полярности сигнала

Расчет схемы автоматического выбора пределов измерения

Рис 4. Масштабирующий усилитель.

Устройство автоматического выбора предела измерения служит для приведения значения входного сигнала к основному пределу измерения 1В. Принцип действия устройства основан на изменении коэффициента передачи усилителя в зависимости от величины входного напряжения.

Входной сигнал Uвх поступает на входа операционного усилителя DA9 и преобразователя амплитудных значений (ПАЗ), сигнал с которого идет далее на сторожевые компараторы DA4 и DA5, изменяющие коэффициент усиления операционного усилителя DA9 с помощью мультиплексора MUX DA8.

Рис 5. Структурная схема ПАЗ.

ПАЗ работает следующим образом. Преобразуемое переменное напряжение подается на неинвертирующий вход ОУ DA3. Если Uвх > 0, диод VD1 смещается в прямом направлении, подключая С18 к выходу ОУ DA3. Конденсатор С18 заряжается до амплитудного значения Uвх с постоянной времени, определяемой емкостью С18 и малым выходным сопротивлением ОУ DA3 с единичной отрицательной обратной связью. При уменьшении Uвх диод VD1 смещается в обратном направлении, отключая С18 от выхода усилителя. Скорость разряда определяется значениями конденсатора С18 и резистора R10. Диод VD2 фиксирует выходное напряжение ОУ DA3 на уровне, равном -Uд, что уменьшает время, необходимое для перехода от режима разряда конденсатора С18, к режиму заряда. Погрешность преобразования определяется неидеальностью ОУ DA3, конечным значением обратного сопротивления диодов и наличием тока утечки конденсатора С18. Номинал конденсатора С18 определяется из условия:

где фраз - постоянная времени разряда ПАЗ.

Постоянная времени разряда ПАЗ должна быть в 2 - 3 раза меньше периода дискретизации. Номинал резистора R10 примем равным 2 кОм.

= 156.2 [пФ]

Опорное напряжение задается источником опорных напряжений DA2 и равно 1.25В. Если Uвх менее 0.01В, то оба компаратора закрыты, если находится в пределах 0.01…0.1В, DA2 открывается, если более 0.1В, то оба компаратора открыты. Исходя из этого условия определим значения резисторов R11, R12 и R13.

Откуда находим, что R12 = 9·R13 и R11 = 115·R13.

R13 примем равным 100 Ом, тогда R12 = 900 Ом и R13 = 11.5. кОм.

Значения R14…R16 находят исходя из значения коэффициента усиления.

Значение R20 примем равным 47 кОм. При отрытых компараторах ток обратной связи усилителя будет протекать через R8 = 47 кОм (Ku = 1), при открытом DA2 - через R7 = 470 кОм (Ku = 10), при закрытых компараторах - через R6 = 4.7. МОм (Ku = 100). Значение резистора R21 можно принять равным 47 кОм.

Расчет преобразователя средневыпрямленных значений

В качестве преобразователя средневыпрямленных значений выберем двухполупериодный преобразователь средневыпрямленных значений с заземленной нагрузкой.

Рис.6 Структурная схема ПСЗ

Выходное напряжение данного преобразователя определяется из условия

при Uвх < 0

при Uвх > 0

При выполнении условия

коэффициенты преобразования полуволн напряжений равны и имеют равные знаки. В результате выходное напряжение Uвых будет однополярным и пропорциональным средневыпрямленному значению напряжения.

Чтобы сопротивление R24 не оказывало влияние на работу усилителя DA10, его целесообразно принять равным 50 ч 200 кОм, выбираем R24 = 100 кОм. Для получения единичного коэффициента преобразования DA2 выбираем R24 = R27 = R29.

Сопротивление R28 находится из уравнения

,

откуда

= 33.3. [кОм]

В качестве выпрямительных элементов целесообразно использовать универсальные и импульсные диоды. Выбираем диоды КД522А. Сопротивление R26 должно быть в 100 ч 200 раз больше прямого сопротивления диодов VD3 и VD4 []. У диодов КД522А сопротивление при прямом включении равно 15 Ом, принимаем R26 = 2 кОм

Коэффициент усиления DA10 для положительной полуволны примем равным 2, тогда R26 = 2 R22. R22 = 1 кОм

Сопротивление R23 определяется из

= 660 Ом

Погрешности преобразования зависят от точности выполнения условия и смещения нуля ОУ DA11.

Устройство выборки-хранения

рис 7. Структурная схема устройства выборки-хранения

Список использованной литературы