1.1.1 Общие сведения

Аналого-цифровые преобразователи (АЦП) являются устройствами, которые принимают входные аналоговые сигналы и генерируют соответствующие им цифровые сигналы, пригодные для обработки микропроцессорами и другими цифровыми устройствами.

Принципиально не исключена возможность непосредственного преобразования различных физических величин в цифровую форму, однако эту задачу удается решить лишь в редких случаях из-за сложности таких преобразователей. Поэтому в настоящее время наиболее рациональным признается способ преобразования различных по физической природе величин сначала в функционально связанные с ними электрические, а затем уже с помощью преобразователей напряжение-код - в цифровые. Именно эти преобразователи имеют обычно в виду, когда говорят об АЦП.

Процедура аналого-цифрового преобразования непрерывных сигналов, которую реализуют с помощью АЦП, представляет собой преобразование непрерывной функции времени U (t), описывающей исходный сигнал, в последовательность чисел {U' (t_j) }, j=0,1,2,:, отнесенных к некоторым фиксированным моментам времени. Эту процедуру можно разделить на две самостоятельные операции. Первая из них называется дискретизацией и состоит в преобразовании непрерывной функции времени U (t) в непрерывную последовательность {U (t_j) }. Вторая называется квантованием и состоит в преобразовании непрерывной последовательности в дискретную {U' (t_j) }.

В основе дискретизации непрерывных сигналов лежит принципиальная возможность представления их в виде взвешенных сумм

, (1.1)

где a_j - некоторые коэффициенты или отсчеты, характеризующие исходный сигнал в дискретные моменты времени; f_j (t) - набор базисных функций, используемых при восстановлении сигнала по его отсчетам.

f_j (t) - базисная линейная функция.

Наиболее распространенной формой дискретизации является равномерная, в основе которой лежит теорема отсчетов [11]. Согласно этой теореме в качестве коэффициентов a_j следует использовать мгновенные значения сигнала U (t_j) в дискретные моменты времени t_j=jДt, а период дискретизации выбирать из условия

Дt=1/з2Fm, (1.2)

где F_m - максимальная частота спектра преобразуемого сигнала.

з - коэффициент дискретизации. При этом выражение (1.1) переходит в известное выражение теоремы отсчетов

, (1.3)

Для сигналов со строго ограниченным спектром это выражение является тождеством. Однако спектры реальных сигналов стремятся к нулю лишь асимптотически. Применение равномерной дискретизации к таким сигналам приводит к возникновению в системах обработки информации специфических высокочастотных искажений, обусловленных выборкой. Для уменьшения этих искажений необходимо либо увеличивать частоту дискретизации, либо использовать перед АЦП дополнительный фильтр нижних частот, ограничивающий спектр исходного сигнала перед его аналого-цифровым преобразованием.

В общем случае выбор частоты дискретизации будет зависеть также от используемого в (1.1) вида функции f_j (t) и допустимого уровня погрешностей, возникающих при восстановлении исходного сигнала по его отсчетам. Все это следует принимать во внимание при выборе частоты дискретизации, которая определяет требуемое быстродействие АЦП. Часто этот параметр задают разработчику АЦП.

Рассмотрим более подробно место АЦП при выполнении операции дискретизации.

Для достаточно узкополосных сигналов операцию дискретизации можно выполнять с помощью самих АЦП и совмещать таким образом с операцией квантования. Основной закономерностью такой дискретизации является то, что за счет конечного времени одного преобразования и неопределенности момента его окончания, зависящего в общем случае от параметров входного сигнала, не удается получить однозначного соответствия между значениями отсчетов и моментами времени, к которым их следует отнести. В результате при работе с изменяющимися во времени сигналами возникают специфические погрешности, динамические по своей природе, для оценки которых вводят понятие апертурной неопределенности, характеризующейся обычно апертурным временем [1].

Апертурным временем t_a называют время, в течение которого сохраняется неопределенность между значением выборки и временем, к которому она относится. Эффект апертурной неопределенности проявляется либо как погрешность мгновенного значения сигнала при заданных моментах измерения, либо как погрешность момента времени, в который производится измерение при заданном мгновенном значении сигнала. При равномерной дискретизации следствием апертурной неопределенности является возникновение амплитудных погрешностей, которые называются апертурными и численно равны приращению сигнала в течение апертурного времени.

Если использовать другую интерпретацию эффекта апертурной неопределенности, то ее наличие приводит к "дрожанию" истинных моментов времени, в которые берутся отсчеты сигнала, по отношению к равноотстоящим на оси времени моментам. В результате вместо равномерной дискретизации со строго постоянным периодом осуществляется дискретизация с флюктуирующим периодом повторения, что приводит к нарушению условий теоремы отсчетов и появлению уже рассмотренных апертурных погрешностей в системах цифровой обработки информации.

Такое значение апертурной погрешности можно определить, разложив выражение для исходного сигнала в ряд Тейлора [11] в окрестностях точек отсчета, которое для j-й точки имеет вид

и дает в первом приближении апертурную погрешность

, (1.4)

ДU_a (t_j) - изменение величины в момент t_j

где t_a - апертурное время, которое для рассматриваемого случая является в первом приближении временем преобразования АЦП.

Обычно для оценки апертурных погрешностей используют синусоидальный испытательный сигнал U (t) =U_msinДt [11], для которого максимальное относительное значение апертурной погрешности

1.1.3.1 АЦП последовательного счета

Этот преобразователь является типичным примером последовательных АЦП с единичными приближениями и состоит из компаратора, счетчика и ЦАП (рис.1.4). На один вход компаратора поступает входной сигнал, а на другой - сигнал обратной связи с ЦАП.

Рис. 1.4 Структурная схема АЦП последовательного счета.

Работа преобразователя начинается с прихода импульса запуска, который включает счетчик, суммирующий число импульсов, поступающих от генератора тактовых импульсов ГТИ. Выходной код счетчика подается на ЦАП, осуществляющий его преобразование в напряжение обратной связи U_ос. Процесс преобразования продолжается до тех пор, пока напряжение обратной связи сравняется со входным напряжением и переключится компаратор, который своим выходным сигналом прекратит поступление тактовых импульсов на счетчик через ключ &. U_оп - значение опорного напряжение с которым идет сравнение. Переход выхода компаратора из 1 в 0 означает завершение процесса преобразования. Выходной код, пропорциональный входному напряжению в момент окончания преобразования, считывается с выхода счетчика.

Время преобразования АЦП этого типа является переменным и определяется входным напряжением. Его максимальное значение соответствует максимальному входному напряжению и при разрядности двоичного счетчика N и частоте тактовых импульсов f_такт равно

t_{пр. макс}= (2^N-1) / f_{такт. (}1.5)

Например, при N=10 и f_такт=1 МГц t_{пр. макс}=1024 мкс, что обеспечивает максимальную частоту выборок порядка 1 кГц.

Статическая погрешность преобразования определяется суммарной статической погрешностью используемых ЦАП и компаратора. Частоту счетных импульсов необходимо выбирать с учетом завершения переходных процессов в них.

При работе без устройства выборки-хранения апертурное время совпадает с временем преобразования. Как следствие, результат преобразования черезвычайно сильно зависит от пульсаций входного напряжения. При наличии высокочастотных пульсаций среднее значение выходного кода нелинейно зависит от среднего значения входного напряжения. Это означает, что АЦП данного типа без устройства выборки-хранения пригодны для работы с постоянными или медленно изменяющимися напряжениями, которые за время преобразования изменяются не более, чем на значение кванта преобразования.

Таким образом, особенностью АЦП последовательного счета является небольшая частота дискретизации, достигающая нескольких килогерц. Достоинством АЦП данного класса является сравнительная простота построения, определяемая последовательным характером выполнения процесса преобразования.

Достоинством АЦП данного типа является - простота реализации и надежность, а недостатком является длительное и при том не постоянное время преобразования. Поэтому необходимо искать альтернативные методы преобразования один из таких методов рассмотрим далее.

1.1.3.2 АЦП последовательного приближения

Преобразователь этого типа, называемый в литературе также АЦП с поразрядным уравновешиванием, является наиболее распространенным вариантом последовательных АЦП. В основе работы этого класса преобразователей лежит принцип дихотомии, т. е последовательного сравнения измеряемой величины с ¹/₂, ¹/₄, ¹/₈ и т.д. от возможного максимального значения ее. Это позволяет для N-разрядного АЦП последовательного приближения выполнить весь процесс преобразования за N последовательных шагов (итераций) вместо 2^N-1 при использовании последовательного счета и получить существенный выигрыш в быстродействии. Так, уже при N=10 этот выигрыш достигает 100 раз и позволяет получить с помощью таких АЦП до 10⁵.10⁶ преобразований в секунду. В то же время статическая погрешность этого типа преобразователей, определяемая в основном используемым в нем ЦАП, может быть очень малой, что позволяет реализовать разрешающую способность до 18 двоичных разрядов при частоте выборок до 200 кГц (например, DSP101 фирмы Burr-Brown) [9].

Рис. 1.5 Структурная схема и диаграммы работы АЦП последовательного приближения

Рассмотрим принципы построения и работы АЦП последовательного приближения на примере классической структуры (рис.1.5а) 4-разрядного преобразователя, состоящего из трех основных узлов: компаратора, регистра последовательного приближения (РПП) и ЦАП.

После подачи команды "Пуск" с приходом первого тактового импульса РПП принудительно задает на вход ЦАП код, равный половине его шкалы (для 4-разрядного ЦАП это 1000₂=8₁₀). Благодаря этому напряжение U_ос на выходе ЦАП (рис.1.5б)

U_ос=2³h.

где h - квант выходного напряжения ЦАП, соответствующий единице младшего разряда (ЕМР). Эта величина составляет половину возможного диапазона преобразуемых сигналов. Если входное напряжение больше, чем эта величина, то на выходе компаратора устанавливается 1, если меньше, то 0. В этом последнем случае схема управления должна переключить старший разряд d₃ обратно в состояние нуля. Непосредственно вслед за этим остаток U_вх = d₃ 2³ h таким же образом сравнивается с ближайшим младшим разрядом и т.д. После четырех подобных выравнивающих шагов в регистре последовательного приближения оказывается двоичное число, из которого после цифро-аналогового преобразования получается напряжение, соответствующее Uвх с точностью до 1 ЕМР. Выходное число может быть считано с РПП в виде параллельного двоичного кода по N линиям. Кроме того, в процессе преобразования на выходе компаратора, как это видно из рис.1.5 б, формируется выходное число в виде последовательного кода старшими разрядами вперед.

Быстродействие АЦП данного типа определяется суммой времени установления t_уст ЦАП до установившегося значения с погрешностью, не превышающей 0,5 ЕМР, времени переключения компаратора t_к и задержки распространения сигнала в регистре последовательного приближения t_з. Сумма t_к + t_з является величиной постоянной, а t_уст уменьшается с уменьшением веса разряда. Следовательно для определения младших разрядов может быть использована более высокая тактовая частота. При поразрядной вариации f_такт возможно уменьшение времени преобразования t_пр на 40%. Для этого в состав АЦП может быть включен контроллер.

При работе без устройства выборки-хранения апертурное время равно времени между началом и фактическим окончанием преобразования, которое так же, как и у АЦП последовательного счета, по сути зависит от входного сигнала, т.е. является переменным. Возникающие при этом апертурные погрешности носят также нелинейный характер. Поэтому для эффективного использования АЦП последовательного приближения, между его входом и источником преобразуемого сигнала следует включать УВХ. Большинство выпускаемых в настоящее время ИМС АЦП последовательного приближения (например, 12-разрядный МАХ191, 16-разрядный AD7882 и др.), имеет встроенные устройства выборки-хранения или, чаще, устройства слежения-хранения (track-hold), управляемые сигналом запуска АЦП. Устройство слежения-хранения отличается тем, что постоянно находится в режиме выборки, переходя в режим хранения только на время преобразования сигнала.

Данный класс АЦП занимает промежуточное положение по быстродействию, стоимости и разрешающей способности между последовательно-параллельными и интегрирующими АЦП и находит широкое применение в системах управления, контроля и цифровой обработки сигналов.

Удобство данного вида АЦП это в его простоте реализации, но при достаточно большой точности, значительно увеличивается структурная сложность преобразователя и снижается время обработки сигнала. Таким образом, если учесть плюсы и минусы рассмотренных видов преобразователей можно сделать предположение, что наиболее лучшими свойствами и характеристиками будет обладать альтернативный преобразователь, сочетающий в себе свойства обоих типов, то есть параллельно-последовательный преобразователь.

1.1.4 Последовательно-параллельные АЦП

Последовательно-параллельные АЦП являются компромиссом между стремлением получить высокое быстродействие и желанием сделать это по возможности меньшей ценой. Последовательно-параллельные АЦП занимают промежуточное положение по разрешающей способности и быстродействию между параллельными АЦП и АЦП последовательного приближения. Последовательно-параллельные АЦП подразделяют на многоступенчатые, многотактные и конвеерные

1.1.4.1 Многоступенчатые АЦП

В многоступенчатом АЦП процесс преобразования входного сигнала разделен в пространстве (то есть решается за счет наличия дополнительной аппаратной части). В качестве примера на рис.1.6 представлена схема двухступенчатого 8-разрядного АЦП.

Рис 1.6 Структурная схема двухступенчатого АЦП

Верхний по схеме АЦП осуществляет грубое преобразование сигнала в четыре старших разряда выходного кода. Цифровые сигналы с выхода АЦП поступают на выходной регистр и одновременно на вход 4-разрядного быстродействующего ЦАП. Во многих ИМС многоступенчатых АЦП (AD9042, AD9070 и др.) этот ЦАП выполнен по схеме суммирования токов на дифференциальных переключателях, но некоторые (AD775, AD9040A и др.) содержат ЦАП с суммированием напряжений. Остаток от вычитания выходного напряжения ЦАП из входного напряжения схемы поступает на вход АЦП2, опорное напряжение которого в 16 раз меньше, чем у АЦП1. Как следствие, квант АЦП2 в 16 раз меньше кванта АЦП1. Этот остаток, преобразованный АЦП2 в цифровую форму представляет собой четыре младших разряда выходного кода. Различие между АЦП1 и АЦП2 заключается прежде всего в требовании к точности: у АЦП1 точность должна быть такой же как у 8-разрядного преобразователя, в то время как АЦП2 может иметь точность 4-разрядного.

Грубо приближенная и точная величины должны, естественно, соответствовать одному и тому же входному напряжению U_вх (t_j). Из-за наличия задержки сигнала в первой ступени возникает, однако, временнoе запаздывание. Поэтому при использовании этого способа входное напряжение необходимо поддерживать постоянным с помощью устройства выборки-хранения до тех пор, пока не будет получено все число.

Данный вид преобразователя является гибридным и достаточно хорошо сочетает все свойство параллельности, но в то же время и большую аппаратную часть, данный тип можно еще упростить, если не существует ограничения по времени, поэтому рассмотрим и другой тип преобразователей.

1.1.4.2 Многотактные последовательно-параллельные АЦП

Рассмотрим пример 8-разрядного последовательно-параллельного АЦП, относящегося к типу многотактных (рис.1.7). Здесь процесс преобразования разделен во времени.

Рис. 1.7 Структурная схема двухтактного АЦП

Преобразователь состоит из 4-разрядного параллельного АЦП, квант h которого определяется величиной опорного напряжения, 4-разрядного ЦАП и устройства управления. Если максимальный входной сигнал равен 2,56 В, то в первом такте преобразователь работает с шагом квантования h₁=0,16 В. В это время входной код ЦАП равен нулю. Устройство управления пересылает полученное от АЦП в первом такте слово в четыре старших разряда выходного регистра, подает это слово на вход ЦАП и уменьшает в 16 раз опорное напряжение АЦП. Таким образом, во втором такте шаг квантования h₂=0,01 В и остаток, образовавшийся при вычитании из входного напряжения схемы выходного напряжения ЦАП, будет преобразован в младший полубайт выходного слова.

Очевидно, что используемые в этой схеме 4-разрядные АЦП и ЦАП должны обладать 8-разрядной точностью, в противном случае возможен пропуск кодов, т.е. при монотонном нарастании входного напряжения выходной код АЦП не будет принимать некоторые значения из своей шкалы. Так же, как и в предыдущем преобразователе, входное напряжение многотактного АЦП во время преобразования должно быть неизменным, для чего между его входом и источником входного сигнала следует включить устройство выборки-хранения.

Быстродействие рассмотренного многотактного АЦП определяется полным временем преобразования 4-разрядного АЦП, временем срабатывания цифровых схем управления, временем установления ЦАП с погрешностью, не превышающей 0,2.0,3 кванта 8-разрядного АЦП, причем время преобразования АЦП входит в общее время преобразования дважды. В результате при прочих равных условиях преобразователь такого типа оказывается медленнее двухступенчатого преобразователя, рассмотренного выше. Однако он проще и дешевле. По быстродействию многотактные АЦП занимают промежуточное положение между многоступенчатыми АЦП и АЦП последовательного приближения. Примерами многотактных АЦП являются трехтактный 12-разрядный AD7886 со временем преобразования 1 мкс, или трехтактный 16-разрядный AD1382 со временем преобразования 2 мкс.

Исходя из проделанной оценки данного преобразователя, при его достаточной эффективности по аппаратным и временным затратам у него есть существенный недостаток - это определенный вид сигнала и характер поведения сигнала, что не всегда можно обеспечить и определить. Поэтому рассмотрим более универсальный преобразователь.

1.1.5 Интегрирующие АЦП

Недостатком рассмотренных выше последовательных АЦП является низкая помехоустойчивость результатов преобразования. Действительно, выборка мгновенного значения входного напряжения, обычно включает слагаемое в виде мгновенного значения помехи. Впоследствии при цифровой обработке последовательности выборок эта составляющая может быть подавлена, однако на это требуется время и вычислительные ресурсы. В АЦП, рассмотренных ниже, входной сигнал интегрируется либо непрерывно, либо на определенном временнoм интервале, длительность которого обычно выбирается кратной периоду помехи. Это позволяет во многих случаях подавить помеху еще на этапе преобразования. Платой за это является пониженное быстродействие интегрирующих АЦП.

1.1.5.1 АЦП многотактного интегрирования

Упрощенная схема АЦП, работающего в два основных такта (АЦП двухтактного интегрирования), приведена на рис.1.8 Преобразование проходит две стадии: стадию интегрирования и стадию счета. В начале первой стадии ключ S₁ замкнут, а ключ S₂ разомкнут. Интегратор И интегрирует входное напряжение U_вх. Время интегрирования входного напряжения t₁ постоянно; в качестве таймера используется счетчик с коэффициентом пересчета K_сч, так что к моменту окончания интегрирования выходное напряжение интегратора составляет см.1.7

Рис. 1.8 Упрощенная схема АЦП двухтактного интегрирования

(1.6)

(1.7)

где U_{вх. ср. -} среднее за время t₁ входное напряжение. После окончания стадии интегрирования ключ S₁ размыкается, а ключ S₂ замыкается и опорное напряжение U_оп поступает на вход интегратора. При этом выбирается опорное напряжение, противоположное по знаку входному напряжению. На стадии счета выходное напряжение интегратора линейно уменьшается по абсолютной величине, как показано на рис. 1.9.

Рис. 1.9 Временные диаграммы АЦП двухтактного интегрирования.

Стадия счета заканчивается, когда выходное напряжение интегратора переходит через нуль. При этом компаратор К переключается и счет останавливается. Интервал времени, в котором проходит стадия счета, определяется уравнением

(1.8)

Подставив значение U_и (t₁) из (7) в (8) с учетом того, что

(1.9)

где n₂ - содержимое счетчика после окончания стадии счета, получим результат

(1.10)

Из этой формулы следует, что отличительной особенностью метода многотактного интегрирования является то, что ни тактовая частота, ни постоянная интегрирования RC не влияют на результат. Необходимо только потребовать, чтобы тактовая частота в течение времени t₁+t₂ оставалась постоянной. Это можно обеспечить при использовании простого тактового генератора, поскольку существенные временные или температурные дрейфы частоты происходят за время несопоставимо большее, чем время преобразования.

При выводе выражений (1.6). (1.10) мы видели, что в окончательный результат входят не мгновенные значения преобразуемого напряжения, а только значения, усредненные за время t₁. Поэтому переменное напряжение ослабляется тем сильнее, чем выше его частота.

Определим коэффициент передачи помехи Кп для АЦП двухтактного интегрирования. Пусть на вход интегратора поступает гармонический сигнал единичной амплитуды частотой f с произвольной начальной фазой j. Среднее значение этого сигнала за время интегрирования t₁ равно

(1.11)

Эта величина достигает максимума по модулю при ? = +/ - ?k, k=0, 1, 2,. В этом случае

(1.12)

Рис. 1.10 Частотная характеристика коэффициента подавления помех АЦП двутактного интегрирования

Из (1.12) следует, что переменное напряжение, период которого в целое число раз меньше t₁, подавляется совершенно (рис.1.10). Поэтому целесообразно выбрать тактовую частоту такой, чтобы произведение K_сч f_такт было бы равным, или кратным периоду напряжения промышленной сети.

1.1.5.1.1 Автоматическая коррекция нуля. Преобразование биполярных входных сигналов

Как следует из (1.10), статическая точность АЦП многотактного интегрирования определяется только точностью источника опорного напряжения и смещением нуля интегратора и компаратора, которые суммируются с опорным напряжением. Смещение нуля можно устранить автоматической компенсацией. Для этого в цикл преобразования вводят дополнительную стадию установки нуля (см. рис.1.8), во время которой интегратор отключается от источников сигналов и совместно с компаратором охватывается глубокой отрицательной обратной связью, как это показано на рис 1.11 Здесь в качестве компаратора используется ОУ. Между интегратором и входом АЦП включен неинвертирующий повторитель в качестве буферного усилителя Б.

В фазе автоматической компенсации нуля ключи S₁, S₃, S₅ разомкнуты, а ключи S₂, S₄, S₆, S₇ - замкнуты. Поэтому интегратор, компаратор и буферный усилитель образуют повторитель напряжения, выходное напряжение которого U_к подается на конденсатор автоматической компенсации С_ак Входное напряжение буферного усилителя равно нулю, а выходное - его смещению нуля U_0б После окончания переходных процессов на конденсаторе С_ак установится напряжение, равное U_0б+U_0и, где U_0и - смещение нуля интегратора. Одновременно конденсатор С_оп заряжается от источника опорного напряжения.

Рис. 1.11 АЦП двухтактного интегрирования с автоматической компенсацией смещения нуля

На стадии интегрирования входного напряжения ключи S₄ и S₇ размыкаются, а S₁ - замыкается. Так как на это время напряжение на конденсаторе Сак запоминается, смещение нуля в течение фазы интегрирования компенсируется. При этом дрейф нуля определяется только кратковременной нестабильностью, которая очень мала. То же самое сохраняется на стадии счета.

Поскольку в контуре компенсации смещения нуля последовательно включены два усилителя, то легко могут возникнуть автоколебания. Для стабилизации последовательно с ключем S₇ следует включить резистор.

После окончания фазы интегрирования схема управления анализирует выходное напряжение компаратора. Если среднее значение входного напряжения положительно, то на выходе компаратора устанавливается напряжение высокого уровня. В этом случае одновременно с размыканием ключа S₁ замыкаются ключи S₄ и S₅, подключая ко входу буферного усилителя конденсатор С_оп с сохраненным на нем опорным напряжением, причем так, что это напряжение имеет полярность, противоположную полярности источника опорного напряжения. Если среднее значение входного напряжения отрицательно, то на выходе компаратора устанавливается напряжение низкого уровня. Тогда замыкаются ключи S₃ и S₆, подключая ко входу буферного усилителя опорный конденсатор другими полюсами. В обоих случаях в стадии счета происходит изменение напряжения интегратора U_и (t) в направлении, противоположном тому, которое имело место в стадии интегрирования. Одновременно схема управления формирует код знака. Таким образом, в простейшем случае выходной код АЦП представляет собой прямой код со знаком.

Интегральные АЦП многотактного интегрирования изготавливаются в виде полупроводниковых ИМС. Можно различить две главные группы:

схемы с параллельным или последовательным выходом для сопряжения с микропроцессорами (например, ICL7109, выходное слово которого включает 12 бит плюс знак в параллельном 14-ти или 8-ми разрядном коде, или 18-разрядный плюс знак МАХ132 с последовательным интерфейсом) [5];

схемы с двоично-десятичными счетчиками с дешифраторами для управления семисегментными индикаторами, в том числе мультиплексированными. Такие АЦП применяются в качестве основы для цифровых вольтметров. Примерами могут служить ICL7106 (отечественный аналог - 572ПВ5) с диапазоном +/-2000 отсчетов или ICL7135 (отечественный аналог - 572ПВ6) с диапазоном +/-40000 отсчетов [5].

1.1.5.2 Преобразователи напряжение-частота

На базе преобразователей напряжение-частота (ПНЧ) могут быть построены интегрирующие АЦП, обеспечивающие относительно высокую точность преобразования при низкой стоимости. Существует несколько видов ПНЧ. Наибольшее применение нашли ПНЧ с заданной длительностью выходного импульса. Структурная схема такого ПНЧ приведена на рис.1.12 По этой схеме построена ИМС VFC-32 (отечественный аналог - 1108ПП1) [5].

Работает ПНЧ следующим образом. Под действием положительного входного сигнала U_вх напряжение U_и на выходе интегратора И уменьшается. При этом ключ S разомкнут. Когда напряжение U_и уменьшится до нуля, компаратор К переключается, запуская тем самым одновибратор. Одновибратор формирует импульс стабильной длительности Т_и, который управляет ключем. Последовательность этих импульсов является выходным сигналом ПНЧ. Ключ замыкается и ток I_оп в течение Т_и поступает на вход интегратора, вызывая увеличение выходного напряжения интегратора. Далее описанный процесс снова повторяется.

Рис. 1.12 Структурная схема ПНЧ

Импульсы тока I_оп уравновешивают ток, вызываемый входным напряжением U_вх. В установившемся режиме

Отсюда следует

(1.14)

где U_{вх. ср} - среднее значение входного напряжения за период Т. Выражение (1.14) показывает, что точность преобразования определяется точностью установки опорного тока I_оп, точностью выдержки длительности импульса одновибратора Ти, а также точностью резистора R. Емкость конденсатора интегратора не оказывает влияния на частоту ПНЧ.

Рис 1.13 Блок-схема АЦП на основе ПНЧ

Таким образом, по существу ПНЧ преобразует входное напряжение в унитарный код. Для его преобразования в двоичный позиционный можно использовать счетчик. Схема интегрирующего АЦП на базе ПНЧ приведена на рис.1.13. Двоичный счетчик подсчитывает число импульсов, поступивших от ПНЧ за период Т_отсч=1/f_отсч, задаваемый отсчетными импульсами, которыми содержимое счетчика заносится в выходной регистр-защелку. Вслед за этим происходит обнуление счетчика. Число импульсов n, подсчитанных счетчиком за время Т_отсч,

Здесь U_{вх. ср} - среднее значение входного напряжения за весь период Т_отсч.

В данном разделе были рассмотрены классические структуры преобразователей, тенденция их развития, достоинства и недостатки. В настоящий момент все они каким-либо образом используются в современных АЦП, которые мы рассмотрим в следующем разделе.