Проект базового блока радиотелефона

Размещено на http://www.allbest.ru/

ВВЕДЕНИЕ

В настоящее время широкое распространение получили различные виды беспроводной связи: сотовая, транковая, связь посредством радиостанций и т.п. В их ряду важное место занимает радиотелефонная связь. Существуют различные модели радиотелефонов, выпускаемые фирмами SANYO, SENAO, PANASONIC и др., которые различаются по частотному диапазону, мощности излучения, чувствительности приемника и т.п. Радиус действия радиотелефона зависит от многих факторов: мощности излучения, чувствительности, типа применяемой антенны и высоты ее установки. Также сильно влияет зашумленность эфира, рельеф местности и характер застройки при работе радиотелефона в городе.

Практика показывает, что при применении соответствующих мер, реально получить дальность действия порядка 10-20 км в городе, а при использовании направленной антенны существенно повысить ее.

Так как условия распространения радиоволн сильно зависят от частоты излучаемого сигнала, то из радиотелефонов диапазонов 30, 300 и 900 МГц для достижения большого радиуса действия следует использовать вторые. Возможно также использование СВ - диапазона 27 МГц, но здесь придется смириться с большим уровнем помех, так как это диапазон общего пользования.

Нельзя не отметить довольно актуальную в настоящее время тему, посвященную связи с различного рода подвижными объектами, например, с автомобилем. На сегодняшний день для этого во многих случаях используют радиостанции. Однако это средство связи не лишено недостатков: при использовании радиостанции осуществляется симплексная связь, что само по себе несколько неудобно, так как невозможно одновременно передавать и получать необходимую информацию. Этого недостатка лишена телефонная связь, при которой осуществляется дуплексный режим передачи и получения сообщения.

Появление на рынке радиотелефонов позволяет разрешить это противоречие.

Стоимость радиостанции несколько превышает стоимость бытового радиотелефона, что наводит на мысль о попытке создания если не более дешевой связи, то о возможности создания более выгодной по соотношению возможности/цена связи. Такую связь можно построить на основе бытового радиотелефона путем добавления к нему двух блоков. Построенная таким образом система связи позволит существенно улучшить показатель возможности/цена, а также удобство пользования.

1. АНАЛИЗ ТЕХНИЧЕСКОГО ЗАДАНИЯ

Итак, перед нами поставлена задача разработать приемное устройство системы связи с подвижными объектами. Это устройство представляет собой по сути дела составную часть связного комплекса, предназначенного для увеличения радиуса действия обычного радиотелефона. Другое название проектируемого устройства - базовый блок. В состав комплекса входит также и блок подвижного объекта, устанавливаемый на самом каком-либо подвижном объекте, например в автомобиле. Базовый блок устанавливается непосредственно в близости от телефонного аппарата. Именно эти два блока и обеспечивают увеличение дальности действия бытового радиотелефона.

Отметим, что бытовой радиотелефон состоит из двух основных частей: трубки телефонного аппарата (или просто трубки) и самого телефонного аппарата, называемого также базой. Эти две части «связаны» между собой по радиоканалу с помощью двух частот. Посредством этого и осуществляется дуплексная связь. Такие радиотелефоны в настоящее время получили весьма широкое распространение и все чаще и чаще пользуются спросом у покупателей. В связи с чем российский рынок буквально заполнен различными моделями радиотелефонов, подавляющее большинство из которых изготовлено за рубежом. Эксплуатация таких радиотелефонов в России зачастую оказывается неблагоприятной, так как иногда возникают помехи приему телевизионных и (или) радиовещательных передач. Это происходит вследствие исторически сложившихся отличий в распределении занятости частотных диапазонов по стандартам разных стран. Например, диапазон 46-50 МГц в одной из азиатских стран используется для радиотелефонной связи, а в России этот диапазон частично пересекается с диапазоном работы первого телевизионного канала, который располагается в пределах 48,5 - 56,5 МГц.

Вниманию владельцев такого рода радиотелефонов предлагается следующая его модернизация: частоты несущих, мешающих приему полезных передач, переносятся в СВ-диапазон (Си - Би - диапазон), специально выделенный для работы гражданских связных средств (преимущественно радиостанций). В этом диапазоне разрешается излучать сигнал мощностью до 10 Вт, что позволит увеличить дальность действия радиотелефона в черте города до 10 - 15 км, а также исключить помехи при приеме полезных сигналов.

Схема работы комплекса представлена на рисунке 1.1.

Система работает следующим образом. Сигнал с базы по кабелю на частоте 46,730 МГц поступает в базовый блок, где после его усиления он излучается антенной в пространство и принимается непосредственно трубкой. Ответный сигнал с трубки на частоте 49,120 МГц подается на блок подвижного объекта, который не только осуществляет перенос спектра полезного сигнала с этой частоты на частоту 27,015 МГц, но и после усиления излучает антенной обратно. Этот излученный сигнал принимается базовым блоком, который осуществляет обратный перенос спектра полезного сигнала с частоты 27,015 МГц на частоту 49,120 МГц, а затем по кабелю подает его на вход базы. Видно, что частично «избавляясь» от сигнала на частоте 49,120 МГц мы исключаем помехи приему первого телевизионного канала. Разберем вопрос относительно сигнала с трубки на той же частоте. Во-первых, он маломощный. Во-вторых, при нахождении трубки и блока подвижного объекта в салоне автомобиля, осуществляется своего рода «экранировка» излучаемого трубкой сигнала, что уменьшает его мощность за габаритами автомобиля (вне салона транспорта). А в-третьих, при движении транспорта, создаваемая помеха будет столь незначительной по отношению к полезному сигналу, что на качество приема полезного сигнала она практически не повлияет.

Из описания работы системы стало ясно, что базовый блок состоит как бы из двух независимых частей: приемной и передающей, поэтому можно все расчеты производить отдельно для каждой из частей.



Рисунок 1.1 - Схема работы связного комплекса

Отметим также тот факт, что в исходную задачу работы входила разработка именно приемного устройства системы связи с подвижными объектами, так что производить полный расчет принципиальной схемы передающей части мы не будем, тем более, что расчет передающей части будет состоять из однотипных вычислений (расчет усилительных каскадов). Поэтому при выполнении проекта для передатчика произведем расчет только выходного каскада и выходной колебательной системы.

Введем и обоснуем некоторые недостающие параметры для проектирования устройства.

Так как устройство будет работать в СВ-диапазоне, то избирательность по зеркальному каналу желательно иметь довольно большой. Выберем ее равной

.

В нашем случае отсутствуют жесткие требования к сигналу, по сравнению с радиовещательными приемниками, поэтому неравномерность амплитудно-частотной характеристики примем равной

.

Так как в качестве информационного сигнала выступает телефонный, то, согласно ГОСТ, модулирующие частоты занимают полосу от до .

Если отношение сигнал/помеха на входе приемника , то применение ЧМ дает выигрыш в отношении сигнал/помеха на входе приемника в раз при синусоидальной, в раз при флуктуационной и в раз при импульсной помехе, где - индекс модуляции. Чтобы оценить этот выигрыш вычислим индекс модуляции по формуле

,

где - максимальная частотная девиация;

- максимальная частота спектра принимаемого сообщения.

Так как , а согласно техническому заданию (ТЗ) , то получим, что

.

Указанный в ТЗ динамический диапазон входных сигналов говорит о том, что приемное устройство должно обеспечить нормальную работу при изменениях входного сигнала в 1000 раз по напряжению и более.

Избирательность по соседнему каналу при расстройке должна быть согласно ТЗ не менее минус 35 дБ, но совершенно очевидно, что чем выше, тем лучше, поэтому по возможности постараемся улучшить избирательность по соседнему каналу.

Избирательность по каналу прямого прохождения также должна быть сравнительно высокой величиной, поэтому зададимся величиной равной .

Указанные в ТЗ используемые рабочие частоты, а также требование обеспечения заданной мощности передающей части, позволяют использовать в качестве активных элементов передатчика транзисторы, так как максимальная выходная мощность получаемая с одного транзистора в настоящее время может достигать 250 Вт.

Уровень внеполосного излучения, указанный в ТЗ, составляет минус . Для его достижения в качестве выходной колебательной системы необходимо применить двойной П-контур.

Проектируемое устройство будем разрабатывать на базе наиболее многофункциональных интегральных микросхем (ИМС) для обеспечения наименьших размеров, что в настоящее время является весьма актуальным вопросом.

Таким образом, мы обладаем всеми необходимыми данными на первоначальном этапе для проектирования заданного устройства, а, следовательно, можно начинать непосредственно само проектирование.



2. ВЫБОР И ОБОСНОВАНИЕ СТРУКТУРНОЙ СХЕМЫ ПРИЕМНИКА И ПЕРЕДАТЧИКА

2.1 Выбор структурной схемы передающего узла

Из ТЗ и его анализа видно, что на вход передающего узла базового блока поступает частотно-модулированный сигнал с несущей частотой и уровнем входного возбуждения при , т.е. мощность входного сигнала равна

На антенном же эквиваленте требуется получить мощность излучения Очевидно, что в этом случае наш передающий узел представляет собой простой высокочастотный линейный усилитель, состоящий для обеспечения заданной выходной мощности из необходимого числа усилительных каскадов. Тогда структурная схема передающего узла базового блока выглядит предельно просто. Она представлена на рисунке 2.1.

Рисунок 2.1 - Структурная схема передающего узла базового блока

2.2 Выбор структурной схемы приемного узла

Для обеспечения заданных в ТЗ параметров относительно входной и выходной частот приемника-преобразователя (центральная частота на входе , а центральная частота на выходе ) возможны два варианта построения схемы проектируемого устройства:

непосредственный перенос сигнала с одной несущей частоты на другую с помощью преобразователя частоты (см. рисунок 2.2);

прием высокочастотного сигнала и выделение из него информационного низкочастотного сигнала с помощью приемного устройства, а затем его перенос на новую несущую при помощи частотно-модулированного автогенератора ЧМАГ (см. рисунок 2.3).

Рисунок 2.2 - Структурная схема приемника-преобразователя. Непосредственный перенос спектра

Рисунок 2.3 - Структурная схема приемника-преобразователя с выделением спектра информационного сигнала

Рассмотрим достоинства и недостатки перечисленных методов. При непосредственном переносе сравнительно легко осуществляется требуемая операция посредством преобразователя: в качестве промежуточной частоты можно выбрать требуемую выходную несущую частоту.

Известно, что операция переноса спектра частот основана на применении элементов с нелинейными характеристиками, а этими элементами в преобразователях служат преимущественно транзисторы и диоды /1/. Более того, при выборе режима электронных приборов стремятся реализовать максимальный коэффициент передачи; линейность преобразования в отношении преобразуемого сигнала; минимальный уровень побочных продуктов преобразования, которые могут быть помехами радиоприему и т.д. /1/.

Однако опыт в создании такого устройства предшественниками показывает, что при таком построении приемного узла не удается достичь нормальной работы всего устройства.

В пользу же второго варианта построения схемы можно отметить тот факт, что современные достижения микроэлектронной промышленности позволят существенно упростить задачу, так как возможно применение микросхем, в которых требуемые блоки приемного устройства будут уже интегрированы.

Тогда структурная схема всей приемо-передающей части базового блока будет иметь вид, как показано в приложении А.



3. РАСЧЕТ ФУНКЦИОНАЛЬНОЙ СХЕМЫ ПРИЕМНИКА И ПЕРЕДАТЧИКА

3.1 Расчет функциональной схемы передающего узла

Итак, общий принцип построения передающего узла уже был изложен ранее. Теперь можно рассчитать функциональную схему: определить общее число усилителей и других каскадов, типы транзисторов в них, определить принцип построения выходного каскада и т.д.

Рассматриваемый здесь расчет необходим на начальном этапе проектирования для того, чтобы достаточно простым путем получить первое цельное представление о проектируемом передатчике и при дальнейшем проектировании согласовать отдельные частные решения с общей схемой в целом.

Расчет схемы проводится без детального расчета режима каждого каскада на основе справочных и экспериментальных данных о транзисторах. Эти данные позволяют подобрать несколько типов транзисторов, мощности и рабочие частоты, которые близки к требуемым для рассматриваемого каскада. Выбор наиболее подходящего типа удобно вести с помощью таблиц, приведенных в /2,3/. Одновременно производится уточнение схемы каскада: резонансная или широкополосная, однотактная или двухтактная, с общим эмиттером или с общей базой, режим работы с отсечкой или без отсечки коллекторного тока и т.д.

Экспериментальные данные содержат сведения о полученных на частоте определенной мощности при КПД коллекторной цепи , коэффициенте усиления по мощности и питающем напряжении . В передатчиках «мощные» транзисторы чаще всего приходится использовать почти на пределе их возможностей по частоте, т.е. в области «высших» частот

,

где - статический коэффициент усиления тока в схеме с общим

эмиттером (ОЭ);

- граничная частота, на которой .

Поэтому их коэффициент усиления по мощности мал и зависит от частоты следующим образом:

, (3.1)

где - условия работы транзистора в рассматриваемом каскаде проектируемого передатчика. Вычисленный таким образом ориентировочный коэффициент усиления транзистора по мощности используют для определения мощности предшествующего каскада

. (3.2)

Аналогичную процедуру выбора транзисторов и оценки проводят для всех предшествующих каскадов /2/.

Очень важным фактором при проектировании является правильно подобрать напряжение питания для выходного каскада, определяющего КПД всего передатчика. Если выбрать равным наибольшему предельно допустимому для данного типа транзистора, то следует ожидать существенного снижения его надежности из-за опасности пробоя. Если же значительно недоиспользовать транзистор по , то снизится КПД коллекторной цепи (что само по себе уже плохо), потребуется более интенсивное охлаждение и, опять-таки, можно ожидать снижения надежности из-за опасности перегрева транзистора /2/.

Промежуточные каскады проектируются либо с расчетом на такое же напряжение питания, как и в выходном каскаде (или незначительно меньшее за счет падения напряжения на развязывающих цепях), либо на меньшее, которое придется получать от другого источника (выпрямителя).

Цепи питания передатчика упрощаются, если в нем применить транзисторы одного типа проводимости (p-n-p или n-p-n).

Известно /2/, что для генерации значительной мощности при высоком КПД транзистор должен работать с достаточно большими переменными токами и напряжениями, значения которых соизмеримы со значениями постоянных токов и напряжений. Совокупность мгновенных значений токов и напряжений на транзисторе в течение периода радиочастоты колебаний определяет режим автогенератора.

Выделяют прежде всего режим работы транзистора без отсечки тока, когда транзистор не выходит из активного состояния (иногда его называют режимом класса А). При этом транзистор обеспечивает наибольшее усиление по мощности. При усилении гармонических колебаний форма коллекторного тока также близка к гармонической, что позволяет исключить фильтры в межкаскадных цепях и строить генераторы широкодиапазонными. Эти важные преимущества обуславливают широкое использование такого режима работы транзистора в предварительных, сравнительно маломощных каскадах передатчика, а в ряде случаев - в предоконечных и даже оконечных каскадах. Основные недостатки такого режима - очень низкий КПД генератора и большая рассеиваемая мощность , которая в режиме молчания достигает максимального значения, равного потребляемой мощности .

Для уменьшения и повышения КПД коллекторной цепи и колебательной мощности режим транзистора выбирают таким, чтобы коллекторный ток проходил импульсами (работа с отсечкой тока). При этом в течение части периода радиочастотных колебаний эмиттерный переход закрыт, транзистор находится в состоянии отсечки; в течение другой части периода при открытом эмиттерном переходе транзистор может находиться в активном состоянии или в состоянии насыщения. По этому признаку различают два режима работы транзистора: недонапряженный - транзистор попеременно находится в состоянии отсечки и в активном состоянии; ключевой - транзистор попеременно находится в состояниях отсечки и насыщения. Промежуточное положение занимает перенапряженный режим, при котором транзистор находится попеременно в состояниях отсечки, активном и насыщения. Граничным между недонапряженным и перенапряженным режимами является критический режим, когда в некоторый момент времени транзистор находится на границе между активным состоянием и состоянием насыщения /2/.

Различия в способе управления током коллектора определяют и ограничивают области применения режимов. Ключевой режим можно применять только при работе с постоянной амплитудой радиочастотных колебаний, например при усилении ЧМ и ФМ колебаний.

Поскольку в ключевом режиме для обеспечения состояния насыщения требуется большая амплитуда возбуждения, то для него характерны меньшие значения коэффициента усиления по мощности. При этом частотные ограничения обусловлены не только меньшим значением коэффициента усиления по мощности, но и влиянием выходной емкости, а также влиянием индуктивностей выводов транзистора, приводящим к дополнительным коммутативным потерям и в следствие этого - к снижению КПД. Эти обстоятельства ограничивают возможность реализации ключевого режима областью сравнительно низких частот, верхняя граница которых составляет . Для современных генераторных транзисторов ограничение на ключевой режим наступает на частотах 30…100 МГц. Поэтому на более высоких частотах возможно применение перенапряженного и критического режимов. Первый по стабильности выходной мощности близок к ключевому режиму, но отличается меньшим значением КПД. Второй обеспечивает наибольший коэффициент усиления по мощности при достаточно высоком КПД. Поэтому на частотах, близких к максимальной, даже при усилении колебаний с постоянной амплитудой целесообразно использовать критический режим с целью достижения наибольшего усиления /2/.

Существует два вида схемного построения генератора с внешним возбуждением (ГВВ): резонансный и широкополосный. Наиболее универсальный - резонансный ГВВ. Наличие выходного колебательного контура позволяет с помощью контурной катушки скомпенсировать вредное влияние паразитных выходных и входных емкостей ГВВ и обеспечить одинаково хорошую работу в широком интервале несущих частот /2/.

При выполнении ГВВ на биполярных транзисторах (БТ) их включают по схеме с общим эмиттером (ОЭ), где одновременно обеспечивается усиление, как по току, так и по напряжению и тем самым достигается наибольший коэффициент усиления по мощности /3/.

Генераторы ГВВ с коэффициентом перекрытия по частоте , т.е. с резонансной нагрузкой, выполняют главным образом однотактными. При этом транзисторы могут работать с отсечкой тока, поскольку фильтрация высших гармоник осуществляется в межкаскадных и выходных цепях связи /3/.

Итак, теперь можно приступить к самому расчету. Как известно /3/, для обеспечения высокой стабильности частоты передатчика его обычно строят по многокаскадной схеме. Колебания маломощного возбудителя (источника сигналов) последовательно усиливаются несколькими каскадами усиления и доводятся до заданной мощности.

Согласно ТЗ нам требуется получить мощность излучения , но, учитывая из /3/ потери в выходной фильтрующей (колебательной) системе (ВКС) передающего узла и приняв КПД ВКС , последний (N - й) каскад усиления должен обеспечить колебательную мощность /2,3/ равную

, (3.3)

или

.

Тогда из /2/ для оконечного каскада выбираем транзистор 2Т920А, энергетические характеристики которого таковы: , , , , . Подставляя в выражение (3.1) необходимые из перечисленных энергетических характеристик, а также учитывая условия работы транзистора в нашем передатчике, мы можем определить коэффициент усиления по мощности оконечного каскада:

,

здесь принято .

Для того, чтобы оконечный каскад развивал колебательную мощность при коэффициенте усиления по мощности , предоконечный каскад должен обеспечить мощность на своем выходе, определяемую выражением

, (3.4)

где - потери в межкаскадных цепях согласования.

Подставляя в выражение (3.4) известные величины, а также получим, что колебательная мощность предоконечного каскада равна

.

По известным соображениям выбора транзистора для усилительного каскада в предоконечном каскаде будем использовать транзистор 2Т610Б со следующими энергетическими характеристиками: , , , , . На нашей рабочей частоте и напряжении питания этот транзистор обеспечит коэффициент усиления по мощности равный

,

что для схемы транзисторного каскада с общим эмиттером является вполне приемлемой величиной (согласно /7/ транзисторный усилительный каскад включенный по схеме с ОЭ обеспечивает коэффициент усиления по мощности порядка 300…1000 и больше).

Мощность на входе предоконечного усилительного каскада согласно выражению (3.4) оценивается величиной равной

,

а это соответствует входной мощности по отношению к нашему передающему узлу. Следовательно, для обеспечения усиления мощности с до на антенном эквиваленте нам потребуется два усилительных каскада, построенных на транзисторах 2Т920А и 2Т610Б.

Также следует отметить тот факт, что этот расчет носит ориентировочный характер, т.е. при расчете принципиальной схемы, где производится полный расчет, количество каскадов усиления может как увеличиться, так и уменьшится (что бывает крайне редко, чаще количество каскадов увеличивается). Поэтому при расчете принципиальной схемы передатчика может оказаться, что для получения требуемой мощности нам потребуется три, а то и четыре каскада усиления.

Таким образом, расчет функциональной схемы передающего узла можно считать законченным. Схема представлена на рисунке 3.1.

Рисунок 3.1 - Функциональная схема передающего узла базового блока

3.2 Расчет функциональной схемы приемного узла

3.2.1 Выбор и обоснование функциональной схемы приемного узла

Итак, как мы выяснили, проектируемый приемный узел должен состоять из двух основных блоков: непосредственно приемника сигналов (приемного устройства) и ЧМАГа, который и осуществляет перенос спектра модулирующих частот на новую несущую.

Сам приемник будем строить по супергетеродинной схеме. Супергетеродинные приемники имеют свойственные им недостатки - появление побочных каналов приема, мешающих приему полезных сигналов /4/:

канал прямого прохождения;

зеркальный канал;

комбинационные частоты;

субгармоники частоты настройки радиоприемника.

Использование супергетеродинных приемников обеспечивает

выигрыш в усилении сигнала и в повышении чувствительности, что влечет за собой увеличение дальности уверенного приема.

По количеству преобразований частоты все супергетеродинные приемники делятся на несколько типов:

- приемники с одинарным преобразованием частоты;

- приемники с многократным преобразованием частоты (двойным и более).

Следует отметить, что многократное преобразование частоты используется в профессиональных приемниках (в системах связи), где необходимо обеспечить одновременно выполнение высоких требований к избирательности по зеркальному и соседнему каналам. А так как проектируемое устройство относится к средствам связи, то в приемном устройстве будем использовать двойное преобразование частоты.

В настоящее время используют три типа супергетеродинных приемников с двойным преобразованием частоты /4/:

- с фиксированной настройкой;

- с перестройкой частоты первого гетеродина (а при необходимости контуров входной цепи ВЦ и усилителя радиочастоты УРЧ) и фиксированными значениями первой и второй промежуточных частот и частоты второго гетеродина;

- с перестройкой частот второго гетеродина (а при необходимости контуров ВЦ и УРЧ).

Мы осуществляем прием на фиксированной частоте, что говорит о целесообразности использования первого типа супергетеродинного приемника.

На рисунке 3.2 приведена структурная схема линейного тракта любого приемника (ЛТП). На ней обозначено:

ВЦ - входная цепь;

УРЧ - усилитель радиочастоты;

ПЧ1 - первый преобразователь частоты;

Г1 - первый гетеродин;

УПЧ1 - первый усилитель промежуточной частоты;

ПЧ2 - второй преобразователь частоты;

Г2 - второй гетеродин;

УПЧ2 - второй усилитель промежуточной частоты.

Рисунок 3.2 - Структурная схема линейного тракта приемника

С выхода ЛТП (с УПЧ2) сигнал должен поступить на демодулятор, в нашем случае - частотный детектор (ЧД), но для устранения паразитной амплитудной модуляции сигнала, перед ЧД необходимо поставить ограничитель (О). На выходе ЧД мы получим спектр информационного сигнала, который затем должен подаваться на ЧМАГ. В ЧМАГе в качестве управителя частоты будем использовать варикап, на который скорей всего для обеспечения требуемой девиации частоты придется подавать сигнал большей амплитуды, чем сигнал с выхода приемного устройства. Тогда перед ЧМАГом необходимо включить усилитель низкой частоты (УНЧ), который усилит информационный сигнал до нужной величины.

Учитывая опыт в разработках различного рода приемных устройств на базе ИМС, можно сказать, что уровень внешних помех в антенне значительно больше приведенного ко входу уровня собственных шумов приемника. А это говорит прежде всего о том, что нет необходимости проектировать устройство с малым коэффициентом шума, применяя малошумящий УРЧ и тем самым усложняя разработку устройства и повышая его стоимость.

Таким образом, можно составить функциональную схему приемного узла. Она представлена на рисунке 3.3.

3.2.2 Расчет допустимого коэффициента шума

При известной полосе пропускания ЛТП можно перейти к выбору первых каскадов приемника, обеспечивающих требуемую чувствительность. Этот параметр можно характеризовать реальной чувствительностью приемника. Если реальная чувствительность задана в виде величины э.д.с. сигнала в антенне, при которой отношение эффективных значений напряжений сигнал/помеха на выходе приемника больше минимально допустимого отношения или равно ему, то следует вычислить допустимый коэффициент шума из условия /4/:

(3.5)

где - чувствительность приемника;

- минимально допустимое отношение эффективных напряжений сигнал/помеха на входе приемника;

- напряженность поля внешних помех;

- действующая высота приемной антенны;

- шумовая полоса ЛТП;

- постоянная Больцмана;

- стандартная температура приемника;

- внутреннее сопротивление приемной антенны.

Из /4/ находим, что напряженность поля внешних помех . Действующую высоту приемной стационарной антенны можно принять равной . Согласно /6/,

Тогда, подставляя в (3.5) значения

, , , ,

, и , а

получим, что А как говорилось ранее, это обстоятельство свидетельствует о том, что уровень внешних помех в антенне больше приведенного к антенне уровня собственных шумов приемника. В данном случае чувствительность приемника будет ограничена внешними помехами. Тогда с точки зрения обеспечения заданной чувствительности первым каскадом приемника после ВЦ может быть смеситель преобразователя частоты, что и было выбрано при разработке функциональной схемы приемного устройства.



3.2.3 Выбор средств обеспечения избирательности по зеркальному каналу и каналу прямого прохождения

В приемниках с двойным преобразованием частоты избирательность по зеркальному каналу первой промежуточной частоты осуществляется в преселекторе, а в нашем случае во входной цепи, так как УРЧ исключен из схемы, а по соседнему каналу - в тракте второй промежуточной частоты. Следовательно, следующим этапом проектирования является выбор промежуточных частот.

В приемниках применяется как суммарное

,

так и разностное

преобразование сигнала /5/.

В случае суммарного преобразования частота гетеродина может быть выбрана небольшой, что повышает частотную точность приемника, но при этом увеличивается число комбинационных каналов приема.

В случае же разностного преобразования применяется как верхняя, так и нижняя настройка гетеродина (частота гетеродина больше или меньше частоты сигнала соответственно).

Если учесть, что при верхней настройке гетеродина происходит инверсия боковых полос спектра сигнала при его преобразовании, а при нижней настройке стабильность частоты повышается, то в проектируемом приемном узле целесообразно применить разностное преобразование с нижней настройкой гетеродинов.

Согласно рекомендациям по выбору промежуточной частоты, приведенным в /5/, а также учитывая /6/ выберем , а .

Тогда можно найти минимальную эквивалентную добротность контура ВЦ, при которой будет обеспечена заданная избирательность по зеркальному каналу:

(3.6)

где - частота сигнала на входе ВЦ;

- параметр рассогласования между входом приемника и

антенно-фидерной системы.

При использовании настроенной антенны в режиме согласования согласно (3.6) получим, что

.

Теперь осуществим проверку подавления помехи по каналу прямого прохождения на первой промежуточной частоте:

(3.7)

Где

относительная расстройка;

n - число контуров в тракте сигнальной частоты.

При , а получим, что . Тогда используя (3.7), при , получим, что равна

Для связного приемника этой избирательности недостаточно. Но при числе контуров в тракте сигнальной частоты избирательность будет равна

что является уже приемлемым результатом.

Максимально допустимая добротность контуров любой избирательной системы определяется с одной стороны требованиями к ослаблению сигнала в полосе П данного тракта, а с другой стороны - конструктивно достижимой добротностью контуров в заданном диапазоне частот. Таким образом, добротность избирательных систем в общем случае должна выбираться из условия:

, . (3.8)

Оценим величины в преселекторе и в трактах промежуточных частот следующим образом. Распределим выбранную при анализе ТЗ неравномерность АЧХ приемника по трактам:

тракт преселектора: ;

тракт первой промежуточной частоты: ;

тракт второй промежуточной частоты: ;

тракт низкой частоты: .

При пересчете получим, что ;

;

;

.

Максимально допустимая добротность контуров рассчитывается согласно формуле:

. (3.9)

При формула (3.9) примет вид:

, (3.10)

Тогда

,



.

Таким образом, при эквивалентной добротности мы обеспечим избирательность по зеркальному каналу а также допустимое ослабление сигнала.

3.2.4 Выбор средств обеспечения избирательности по соседнему каналу

Ослабление по соседнему каналу осуществляется главным образом в тракте второй промежуточной частоты . Проверим возможность обеспечения избирательности на по методике, описанной в /4/.

Если отношение и эквивалентное затухание , то для обеспечения избирательности правильным будет вариант применения ФСС на второй промежуточной частоте .

Вычислим: . Тогда выберем однокаскадный УПЧ с ФСС.

Рассчитаем обобщенные расстройки для соседнего канала из условия:

, (3.11)

Где

- обобщенная расстройка на краях полосы

пропускания приемника.

Вычисляем:

Из графиков /4/ находим допустимое ослабление, которое будет давать УПЧ1: . Тогда ослабление , которое можно допустить в ФСС, найдем как

,(3.12)

где - ослабление в тракте первой промежуточной частоты.

Следовательно, , а тогда по (3.11) получим, что

.

Тогда из тех же графиков найдем ослабление соседнего канала первым промежуточным трактом:

.

Теперь можно найти ослабление соседнего канала , обеспечиваемое ФСС:

. (3.13)

Или

.

На этом расчет функциональной схемы приемного узла базового блока можно считать завершенным.

Объединяя функциональные схемы двух составных частей устройства мы можем составить окончательную функциональную схему приемо-передающей части базового блока. Она представлена в приложении Б.



4. РАСЧЕТ ПРИНЦИПИАЛЬНОЙ СХЕМЫ ПРИЕМНИКА И ПЕРЕДАТЧИКА

4.1 Расчет передающего узла

4.1.1 Выбор схемы оконечного каскада и схемы ВКС

При расчете функциональной схемы передающей части мы уже определили, что выходной каскад будет построен по схеме с ОЭ, а также, что наш ГВВ по виду схемного построения будет резонансным и однотактным.

Теперь разберем вопрос о цепях согласования (ЦС) на входе и выходе транзисторного оконечного каскада. Напомним назначение ЦС /2,3/:

- трансформация сопротивления нагрузки в сопротивление, требуемое для реализации оптимального режима работы активного элемента;

- обеспечение требуемых амплитудно-фазо-частотных характеристик ГВВ и фильтрации нерабочих гармоник до заданного значения.

В узкодиапазонных генераторах в качестве ЦС применяют Г-, Т- и П-цепочки, обеспечивающие трансформацию сопротивлений. Они представлены на рисунке 4.1.

Рисунок 4.1 - Г-, Т - и П-цепи согласования

Согласующие Г-, Т- и П-цепочки обеспечивают трансформацию резистивных сопротивлений на фиксированной частоте . Практически коэффициент перекрытия по частоте генераторов с такими цепями может составлять 1,1…1,2 (а в нашем случае мы работаем на фиксированной частоте).

Для транзисторных усилителей мощности (УМ) получили распространение П- и Т-образные ЦС.

Наибольшее распространение получила схема , так как она, во-первых, обладает наилучшей фильтрацией высших гармоник из-за большого сопротивления индуктивности на рабочей частоте, которая включается последовательно с нагрузкой, а, во-вторых, используется только одна катушка индуктивности, что приводит к высокому значению КПД этой схемы. Эта схема представлена на рисунке 4.2.

Рисунок 4.2 - Схема П-образной цепи согласования

На практике также применяют и Т-цепочку, показанную на рисунке 4.3, состоящую из емкостей и индуктивности , в качестве которой может использоваться индуктивность монтажа и вывода транзистора. Такая цепь обеспечивает несколько худшую фильтрацию высших гармоник, однако подстройкой конденсаторов легко осуществляется трансформация сопротивлений в широких пределах. Используем в качестве входной ЦС такую Т-образную схему.

Рисунок 4.3 - Схема Т-образной цепи согласования



Высшие гармоники тока или напряжения, образованные в результате работы транзистора в нелинейном режиме, должны быть ослаблены до уровня, определяемого международными и общесоюзными нормами. Как правило, это обеспечивается выходной колебательной системой, устанавливаемой после оконечного каскада передатчика.

Заданную фильтрацию гармоник, в первую очередь наиболее интенсивных - второй и третьей, ВКС должна обеспечить в рабочем диапазоне частот передатчика при заданном уровне колебательной мощности и высоком КПД. В этом основное отличие ВКС от резонансных контуров, межкаскадных цепей связи и т.д. Кроме того, построение ВКС существенно зависит от рабочего диапазона передатчика.

В узкодиапазонных передатчиках, в том числе работающих на одной или нескольких фиксированных частотах, ВКС рекомендуют строить на основе однозвенных или многозвенных Г-, П- и Т-цепочек, которые одновременно будут обеспечивать как фильтрацию высших гармоник, так и трансформацию нагрузочного сопротивления (входного сопротивления антенны, фидера) в оптимальное нагрузочное сопротивление генератора на основной частоте.

В /2/ даются некоторые рекомендации по проектированию узкодиапазонных ВКС, где указывается, что так как требуется отфильтровывать только высшие гармоники, то следует применять ФНЧ. Г-, Т- и П-цепи согласования содержат параллельные емкости и продольные индуктивности, т.е. по структуре они совпадают с ФНЧ и поэтому обеспечивают высокую фильтрацию высших гармоник /2/.

При требовании в ТЗ на фильтрацию в 40…60 дБ достаточно двух последовательно включенных П-цепочек /2/. В связи с чем в качестве ВКС применим такую схему.

Из /2/ известно, что при работе транзистора в режиме класса В важно, чтобы в импульсах коллекторного тока не было перекосов, так как в этом случае в них отсутствуют нечетные гармоники. Устранение перекосов в импульсах коллекторного тока достигается включением шунтирующего добавочного сопротивления между выводами базы и эмиттера транзистора.

В мощных оконечных каскадах, где транзисторы обычно работают с отсечкой тока, на эмиттерный переход подают запирающее смещение, которое обеспечивается на сопротивлении автосмещения в цепи базы в схеме с ОЭ /2/. Роль этого сопротивления может выполнять добавочное сопротивление , которое определяется при расчете режима работы транзистора.

Тогда схема выходного каскада нашего передающего узла совместно с ВКС примет вид, как показано на рисунке 4.4.

Рисунок 4.4 - Схема выходного каскада и ВКС передающей части

Электрический расчет режима работы транзистора состоит из двух этапов: расчет коллекторной цепи и расчет входной цепи. Входная цепь (цепь возбуждения) строится таким образом, чтобы импульсы коллекторного тока были близки к отрезкам симметричной косинусоиды с углом отсечки , близким или равным 90⁰. Расчет электронного режима коллекторной цепи будем производить в соответствии с методикой, описанной в /2,3/.

4.1.2 Расчет коллекторной цепи

Методика расчета коллекторной цепи состоит из следующих пунктов:

Амплитуда первой гармоники напряжения на коллекторе

, (4.1)

где - сопротивление насыщения транзистора;

- коэффициент разложения косинусоидального импульса;

- номинальная колебательная мощность на выходе транзистора;

- напряжение коллекторного питания.

Параметр выбирается из /2/, где приведен ряд параметров для выбранного нами транзистора в выходном каскаде 2Т920А, и он равен . Коэффициент разложения находим из приложения /4/ для . Напряжение выберем исходя из условия

,

где - напряжение коллекторного питания;

- допустимое напряжение коллекторного питания.

Из /2/ находим, что . Тогда . Величина равна . При подстановке этих значений в (4.1) получим, что амплитуда первой гармоники напряжения на коллекторе оценивается величиной в

.



Максимальное напряжение на коллекторе

,

где коэффициент 1,2…1,3 учитывает увеличение при переходе в перенапряженный режим (ПР).

Вычисления показывают, что

.

Амплитуда первой гармоники коллекторного тока

,

и равна

.

Постоянная составляющая коллекторного тока

,

где - коэффициент разложения косинусоидального импульса ;

- допустимое значение постоянной составляющей коллекторного тока.

Последнее находится из /2/ и равно .

Вычисления дают

.

Видно, что .

Максимальный коллекторный ток

,

Максимальная мощность, потребляемая от источника

коллекторного питания

. (4.2)

Подставляя в (4.2) результаты

и получим, что

.

КПД коллекторной цепи при номинальной нагрузке

,

и равно

.

Номинальное сопротивление коллекторной нагрузки

.

Находим

.

4.1.3 Расчет входной цепи

Расчет входной цепи также будем производить по методике, описанной в /2/. Для начала определим сопротивление , стоящее между выводами базы и эмиттера транзистора (см. рисунок 4.4). Согласно /2/, можно найти по формуле

,

Где - статический коэффициент усиления тока в схеме с ОЭ;

- граничная частота коэффициента усиления по току в схеме с ОЭ;

- барьерная емкость эмиттерного перехода.

Выбирая эти параметры из /2/, находим :

.

Расчет ведется в такой последовательности:

Амплитуда тока базы

,

где - рабочая частота;

- коэффициент разложения косинусоидального импульса;

- некий коэффициент, который рассчитывается по формуле:

, (4.3)

Где - барьерная емкость коллекторного перехода;

- заданное нагрузочное сопротивление.

Подставляя из /2/ данные о и в формулу (4.3) получим, что

.



Тогда

.

Максимальное обратное напряжение на эмиттерном переходе

,

Где - напряжение отсечки.

Для кремниевых транзисторов , а для германиевых . Тогда

Из /2/ находим, что . Однако исследования показывают, что современные генераторные транзисторы не боятся кратковременного пробоя эмиттерного перехода и поэтому можно допускать превышения в 1,2…1,5 раза:



.

Уменьшим до и получим, что

,

а вот теперь уже

.

3. Постоянные составляющие базового и эмиттерного переходов находят по формулам:

,

.

Вычисления показывают, что

, а

.

4. Напряжение смещения на эмиттерном переходе определим по формуле:



,

где - коэффициент разложения косинусоидального импульса;

- допустимое напряжение смещения на эмиттерном переходе.

Из /2/ получаем, что , . Тогда получим, что

5. Значения ,, и в эквивалентной схеме входного сопротивления транзистора (см. рисунок 4.5) определяются как:

, (4.4)

где - индуктивность вывода базы;

- индуктивность вывода эмиттера;

- барьерная емкость активной части коллекторного перехода;

- сопротивление материала базы транзистора;

- стабилизирующее сопротивление в цепи эмиттера.

Рисунок 4.5 - Эквивалентная схема входного сопротивления транзистора

Из /3/ определяем, что , . Величины и имеют значения порядка . Тогда примем их для определенности и простоты расчета равными по . Барьерная емкость обычно равна . Примем ее равной или . Тогда подставляя эти известные величины в (4.4) получим, что

,

,

.

Резистивная и реактивная составляющие входного сопротивления транзистора

:

или

7. Входная мощность

,

и равна

.

8. Коэффициент усиления по мощности

,

и в нашем случае имеет величину

.

4.1.4 Расчет цепей согласования и ВКС

Рассчитаем величины емкостей и индуктивностей в схемах выбранной цепи согласования и ВКС по формулам, приведенным в /2,3/.

Мы говорили, что в качестве цепи согласования и ВКС будем использовать П - и Т - цепочки. Такие цепи позволяют согласовывать два сопротивления с произвольным соотношением между ними и обеспечивают лучшую фильтрацию высших гармоник. Согласующие Г - и Т - цепочки строят путем последовательного соединения двух Г - цепочек. Тогда правая цепочка трансформирует в некоторое сопротивление , а левая трансформирует в , причем должно быть больше , в Т - цепочке и меньше , в П - цепочке (см. рисунок 4.6). Практически задают в раз больше , в Т - цепочке и в раз меньше , в П - цепочке.

Рисунок 4.6 - Согласование сопротивлений с помощью цепей согласования

В /2,3/ приведены расчетные соотношения для LC - элементов таких цепочек. Эти соотношения даны исходя из предположения, что реактивные элементы не имеют потерь. Практически это допустимо при добротности LC - элементов выше 30…50. Произведем расчет элементов цепей согласования.

Если согласующие сопротивления очень сильно различаются, то две цепочки должны последовательно трансформировать нагрузочные сопротивления. При этом величину промежуточного сопротивления выбирают равной . Для двух каскадно соединенных П - цепочек, стоящих на выходе оконечного транзисторного каскада, имеем: , . Следовательно величину промежуточного сопротивления примем равной . Для первой П-цепи в качестве сопротивления выступает сопротивление , тогда выберем равным . Воспользуемся расчетными соотношениями, приведенными в /2,3/. Формулы имеют следующий общий вид:

,

,

.

Вычисляя эти переменные получим следующие результаты:

,

,

.

Тогда емкости и индуктивность цепи будут такими:

,

,

.

Ближайшие по номиналам значения емкостей будут равны , а . Индуктивности наматываются и номинальных значений для них не существует.

Для второй П-цепочки в качестве сопротивления выступает сопротивление , а уже сопротивление равно . Выберем сопротивление для этой цепи равным . Тогда по тем же формулам окончательно получим, что для второй П-цепи значения емкостей и индуктивности равны , , а

Для Г - цепочки, стоящей на входе усилительного оконечного каскада, примем сопротивление равным номинальному сопротивлению коллекторной нагрузки предоконечного усилительного каскада, которое можно принять равным для определенности (по аналогии с рассчитанным номинальным сопротивлением коллекторной нагрузки оконечного каскада), а сопротивление . Тогда для этой схемы примем равным . Расчетные соотношения имеют следующий вид:

,

,

.

При вычислении этих реактивных величин получим результаты:

,

,

.

Тогда получим, что

,

,

.

Ближайшие по номиналам значения емкостей будут равны , а .

4.2 Расчет приемной части

4.2.1 Расчет приемного устройства

После детального рассмотрения входной цепи можно приступить к разработке следующих каскадов приемного устройства, осуществляющих двойное преобразование частоты, амплитудное ограничение, детектирование, усиление информационного сигнала и его перенос на новую несущую. Как говорилось ранее, будем базироваться на микросхемотехнике, в связи с чем воспользуемся микросхемой MOTOROLA MC3362P. Эта микросхема представляет собой низко-вольтовый частотно-модулированный приемник, содержащий два балансных преобразователя частоты, усилитель-ограничитель, квадратичный дискриминатор, детектор несущей, пороговое устройство «бесшумной настройки».

В руководстве к применению интегральной микросхемы приведена типовая схема включения, которую мы и возьмем за основу. Так что нам только потребуется рассчитать входную цепь а также подобрать пьезоэлектрические фильтры, чтобы они не шунтировали выводы микросхемы , давали требуемые полосы пропускания, а также заданные коэффициенты ослабления побочных каналов.

Следует отметить, что в эскизном расчете мы использовали ФСС для обеспечения заданных параметров. Но вместо многозвенных LC-фильтров в схеме УПЧ с сосредоточенной избирательностью с успехом можно применять пьезоэлектрические фильтры, так как, имея малые габариты и массу, они обладают близкой к идеальной кривой избирательности. Более того, добротность таких фильтров выше чем LC-фильтров, поэтому правильно выбрав элементы можно повысить избирательности по побочным каналам.

Типовая схема включения микросхемы MOTOROLA MC3362P приведена на рисунке 4.7. Микросхема имеет следующие выводы:

1 - вход смесителя 1;

2 - выход генератора;

3 - конденсатор генератора;

4 - кварцевый резонатор генератора;

5 - выход смесителя 2;

6 - напряжение питания;

7 - вход ограничителя;

8 - развязывающий конденсатор;

9 - развязывающий конденсатор;

10 - вход детектора несущей;

11 - выход детектора несущей;

12 - вход детектора сигнала;

13 - выход детектора сигнала;

14 - вход компаратора;

15 - выход компаратора;

16 - заземление;

17 - вход смесителя 2;

18 - вход смесителя 2;

19 - выход смесителя 2;

20 - выход генератора 2;

21 - опорный контур генератора 2;

22 - опорный контур генератора 2;

23 - вход управления варикапом;

24 - вход смесителя 1



Рисунок 4.7 - Типовая схема включения микросхемы МС3362Р

В соответствии с рекомендациями к применению микросхемы в качестве ФСС используются пьезоэлектрические фильтры SFA10,7 MF5 и CFU465X, рассчитанные на частоты 10,7 МГц и 465 кГц соответственно .

С выхода антенны через входную цепь, обеспечивающую ослабление зеркального канала по первой промежуточной частоте, на вход первого преобразователя частоты поступает радиочастотный сигнал, а на второй вход заводится напряжение с гетеродина, настроенного на нижнюю разностную частоту

.

Для получения первой промежуточной частоты , необходимо, чтобы частота гетеродина была равна , или

.

После первого преобразования усиленный сигнал поступает на фильтр типа SFA10,7 MF5, который обеспечивает ослабление зеркального канала по второй промежуточной частоте. Затем сигнал подается на первый вход преобразователя частоты, на второй вход которого поступает сигнал с кварцевого резонатора (КР). Частота КР равна , что обеспечивает на выходе преобразователя появление сигнала на второй промежуточной частоте . После чего этот сигнал подается на фильтр CFU465X, обеспечивающий требуемое ослабление по соседнему каналу. Таким образом, после двойного преобразования сигнал поступает на второй промежуточной частоте на вход усилителя-ограничителя, который ограничивает импульсные помехи и паразитную амплитудную модуляцию. После ограничителя сигнал поступает на детектор, представляющий фазовый детектор совпадений, работающий в режиме малого сигнала.

С выхода микросхемы может быть снят низко-частотный сигнал амплитудой до 350 мВ, что для работы варикапов с получением девиации частоты 3 кГц может быть недостаточно. Точно это сказать на данном этапе пока нельзя. Поэтому, следующим этапом расчета устройства осуществим расчет частотно-модулированного автогенератора, а затем уже, если придется, то и усилителя низкой частоты.

4.2.2 Расчет входной цепи

Входная цепь должна обеспечивать согласование входа приемника с антенной и не пропускать на вход линейного тракта мощные помехи. В случае работы приемника на фиксированной частоте целесообразно применить неперестраиваемую входную цепь. Входную цепь построим по схеме ФВЧ, так как при этом будет более эффективное подавление помехи на зеркальной частоте. На рисунке 4.8 представлена схема входной цепи. Примем ее за основу и рассчитаем.



Рисунок 4.8 - Схема входной цепи приемника

Данную входную цепь можно представить в виде последовательно соединенных Г- и Т-цепочек. Г-цепочка трансформирует сопротивление антенны в сопротивление , причем . А Т-цепочка трансформирует сопротивление во входное сопротивление приемника. В нашем случае входное сопротивление приемника равно входному сопротивлению микросхемы. Согласно описанию микросхемы ее входное сопротивление равно .

Сопротивление определяется следующим образом: