Формирование линейного сигнала в дискретном канале радиосвязи

Ширина спектра ОФМ-радиосигнала зависит от скорости манипуляции .

Коэффициент частотной эффективности

.

Частотная манипуляция (ЧМ-2, ЧМ-3, ЧМ-4 и ЧМ-8) достаточно широко применяется в современных системах цифровой радиосвязи.

Полоса частот, необходимая для передачи ЧМ-радиосигнала зависит от максимального значения девиации частоты и позиционности модуляции

.

Коэффициент частотной эффективности

Этими характеристиками обладает канал радиосвязи с ЧМ, использующий некогерентный метод приема (некогерентную демодуляцию).

Большой интерес представляет применение частотной манипуляции с минимальным сдвигом (ЧММС), являющейся частным случаем манипуляции с непрерывной фазой.

При этом виде модуляции фаза манипулированного радиосигнала, изменяясь непрерывно, не имеет скачков на границах радиоимпульсов. При ЧММС для передачи "1" и "-1", как при обычной ЧМ-2, используются две частоты, однако, их разность выбирается так, чтобы взаимный коэффициент корреляции был равен первому нулю функции (см. рисунок 23). Это значение коэффициента корреляции соответствует аргументу

и, следовательно, .

При такой разностной частоте фаза манипулированного радиосигнала за длительность изменяется ровно на . При этом, если передается "1", то частота радиосигнала

,

так что в момент окончания радиоимпульса его фаза получает сдвиг на 2. При передаче "-1" частота радиоимпульса

.

В результате этого фаза импульса в момент его окончания приобретает сдвиг на минус 2. Таким образом, ЧММС весьма похожа на ОФМ-2 при которой фаза манипулированного сигнала также изменяется на 2 в течение каждого интервала . Отличие состоит в том, что при ЧММС фаза изменяется не скачкообразно, а непрерывно.

При демодуляции ЧММС используется когерентное детектирование. Это усложняет построение демодулятора.

Полоса частот, необходимая для передачи ЧММС - сигнала

.

Коэффициент частотной эффективности

.

2.1 Амплитудно - фазовая модуляция

Кроме рассмотренных видов манипуляции параметров радиочастотного гармонического колебания в последнее время получают распространение комбинированные виды модуляции.

В частности, применяется амплитудно-фазовая манипуляция (АФМ), которую чаще называют квадратурной амплитудной модуляцией (КАМ), по квадратурному способу получения радиосигнала с АФМ.

Формирование -позиционного АФМ-сигнала (КАМ-) может быть реализована путем многоуровневой балансной амплитудной манипуляции синфазной и квадратурной составляющих одной частоты и сложения полученных АМ-радиосигналов.

Минимально необходимая полоса частот такого радиосигнала



Коэффициент частотной эффективности

Сравнительная оценка показателей качества различных видов манипуляций параметров гармонического радиочастотного колебания приведена в таблице 3

Таблица 3.

Вид манипуляции		Способ детектирования принимаемых сигналов.	Пороговые отношение сигнал/шум q, Б, при
АМ	2	Некогерентный	17.2
ОФМ	2	Дифференциально - когерентный	11.2
	4	Дифференциально - когерентный	12.8
	2	Когерентный	10.8
	4	Когерентный	10.8
	8	Когерентный	14.6
ЧМ	3	Некогерентный	15.9
	4	Некогерентный	20.1
	8	Некогерентный	15.5
ЧММС	2	Когерентный	10.8
АФМ (КАМ)	16	Когерентный	17.0

АФМ - сигналы описываются как

на интервале , где или как

.

В комплексной форме ,

где

Используя функции и в качестве базисных, функцию можно рассматривать как вектор с амплитудой и фазой соответственно в декартовой и полярной системах координат. Рассматривая как вектор, в декартовой системе координат и формируя - позиционный сигнал с использованием базисных функций и путем их амплитудной манипуляции значениями и , получаем сигнал, который называют, как указывалось выше, КАМ - сигналом.

В принципе, для каждого значения можно построить бесконечно большое число ансамблей АФМ - сигналов. Поэтому важной является задача нахождения оптимальных ансамблей.

Пользуясь геометрической трактовкой, каждому сигналу можно поставить в соответствие некоторую область пространства сигналов, которую называют областью правильного приема.

Рисунок 24

На рисунке 24а, б и в изображены векторные диаграммы ФМ--сигналов

при i=0, 1, 2, 3,…, когда , 4 и 8 (ФМ-2, ФМ-4 и ФМ-8 соответственно). При этом у ФМ-2 областями правильного приема является левая и правая полуплоскости, у ФМ-4 - квадранты, а у ФМ-8 - секторы с углом при вершине равном .

При приеме сигналов с аддитивным шумом суммарный вектор (сигнал плюс шумовая составляющая) меняет свое положение. Если при этом вектор остается в своей области, принимается верное решение, в противном случае ошибочное. Рисунок 24 наглядно показывает сокращение области верного решения при увеличении , что свидетельствует о снижении помехоустойчивости сигнала при увеличении .

Для упрощения и наглядности изображения сигнального пространства принято вместо векторов изображать сигналы ансамбля точками, совпадающими с концами сигнальных векторов. Такое изображение сигнального пространства часто образно называют созвездием сигналов.

При равновероятной передаче дискретных сигналов оптимизация созвездия -позиционных радиосигналов заключается в таком размещении сигнальных точек, при котором области правильного приема были бы примерно одинаковы и максимальны по площади.

Эта задача сводится в общем случае к плотнейшей упаковке окружностей на плоскости. При этом центры окружностей соответствуют положению сигнальных точек. Большинство ансамблей АФМ-сигналов найдены эвристически.



Рисунок 25

На рисунке 25 изображены некоторые созвездия на основе треугольной сети (а), на основе квадратной сети (б) и на основе кругового расположения сигнальных точек(в).

Каждой точке созвездия АФМ-сигнала ставится в соответствие группа двоичных символов, которые передаются элементарным дискретным радиосигналом с амплитудным и фазовым признаком этой точки. Очевидно, что число этих двоичных символов равно . Множество групп двоичных символов, принадлежащих данному сигнальному созвездию, называют модуляционным кодом. Оптимизация модуляционного кода сводится к такому расположению двоичных символов в каждой группе, при котором более близким точкам сигнального пространства соответствовали группы двоичных символов минимально отличающиеся друг от друга. Для малопозиционных систем сигналов () оптимальным модуляционным кодом является рефлексный код (например, Грея).

При этом группы двоичных символов любых наиболее близких точек сигнального пространства отличаются друг от друга всего одним разрядом (см. рис. 24 б и в), а также рисунок 26, где изображены два возможных варианта созвездия радиосигнала с 16-позиционной квадратурной амплитудной модуляцией (КАМ-16).

Рисунок 26

Для одного из них составлена таблица соответствия парабитов модуляционного кода и квадратурных координат точек сигнального пространства. Для другого формата также может быть составлена подобная таблица.

2.2 Квадратурные модуляторы и демодуляторы

Наиболее простым квадратурным модулятором является модулятор, формирующий радиосигнал КАМ-4 (аналог ФМ-4). Его функциональная схема изображена на рисунке 27.

Рисунок 27

Она состоит из генератора несущего (или поднесущего) гармонического колебания Г, фазовращателя на , двух балансных модуляторов (БМ), роль которых выполняют умножители, и линейного сумматора . В балансных модуляторах производится умножение соответствующих гармонических колебаний с парабитами x и y модулирующей последовательности, представляемых плюс или минус единицами. Получение парабитов из непрерывной двоичной последовательности описано в предшествующем разделе. Они могут быть также элементами двух синхронизованных двоичных последовательностей от источников независимых сигналов. При этом КАМ-4 позволит одновременно осуществлять двухканальную передачу дискретных сигналов. На выходе сумматора при этом образуются дискретные радиосигналы с фазами, соответствующими значениям парабитов x и y:

X Y

+1+1

-1+1

-1-1

+1-1.

На рисунке 28 изображена функциональная схема демодулятора радиосигнала КАМ-4, состоящая их двух перемножителей, блока подсистемы синхронизации ПС, фильтров нижних частот и решающих устройств РУ в которых осуществляется регенерация цифрового сигнала, включающая в себя распознавание передаваемых двоичных символов (о процедуре регенерации цифрового сигнала речь пойдет ниже) и декодер ДК, объединяющий принятые парабиты.



Рисунок 28

Для синхронизации фазы опорного колебания, формируемого ПС на приемной стороне радиоканала, и устранения возможного режима обратной работы целесообразно передавать пилот-сигнал, размещаемый в середине полосы частот спектра КАМ-сигнала, либо использовать относительные методы фазовой модуляции.

При позиционности модуляции >4 формирование КАМ-сигнала усложняется тем, что квадратурные модулирующие уровни, соответствующие различным сочетаниям трибитов (при ), квадробитов (при ), соответствуют различные модулирующие уровни в синфазном и квадратурном каналах модулятора (смотри таблицу для КАМ-16 на рисунке 26).

В этом случае квадробиты, сформированные соответствующим канальным кодером, разделяются на парабиты синфазного и квадратурного каналов. Из этих парабитов цифро-аналоговые преобразователи каналов формируют модулирующие уровни и , на которые умножается синфазное и квадратурное гармоническое несущее колебание. Полученные таким образом квадратурные компоненты КАМ-16 - радиосигнала складываются в сумматоре. Функциональная схема такого модулятора приведена на рисунке 29.



Рисунок 29

На рисунке 30 изображен возможный вариант построения канальных ЦАП на основе аналогового мультиплексора и резистивного делителя напряжений.

Рисунок 30

Другим способом реализации модулятора КАМ-16 по той же сигнальной диаграмме является способ, называемый модуляцией наложением, в котором используются в качестве промежуточной операции квадратурные модуляторы КАМ-4. Функциональная схема такого модулятора и получение соответствующей ей сигнальной диаграммы изображено на рисунке 31. Недостатком этого модулятора является неоптимальный модуляционный код (сравните с рисунком 26, где модуляционный код оптимален).



Рисунок 31

Демодулятор радиосигнала с КАМ-16 может быть построен по схеме, изображенной на рисунке 32, где ФД1 и ФД2 - фазовые детекторы синфазного и квадратурного каналов, ФОН - формирователь опорного напряжения для когерентного детектирования, Выпр. - двухполупериодные выпрямители, формирующие абсолютное значение входного напряжения, ПУ1…ПУ4 - пороговые устройства (амплитудные компараторы), ФПН - формирователь порогового напряжения, ФТИ - формирователь тактовых импульсов, Т - D-триггеры.



Рисунок 32

ФОН формирует из принимаемого сигнала опорные гармонические колебания несущей частоты для синфазного и квадратурного каналов. При отсутствии шума в радиоканале уровни напряжений на выходе фазовых детекторов могут принимать 4 значения +, -/3 и -, где - максимальный уровень напряжения (смотри таблицу на рисунке 26). На выходах ПУ1 и ПУ2 вырабатывается нулевой уровень напряжения если входное напряжение отрицательно и уровень логической "1", если входное напряжение положительно. Таким образом, по выходным уровням ПУ1 и ПУ2 определяется квадрант, которому принадлежит принимаемый сигнал.

На входы ПУ3 и ПУ4 подаются абсолютные значения напряжений с выходов фазовых детекторов, они могут принимать два возможных значения /3 и +. Для различения этих уровней и формирования на выходах ПУ3 и ПУ4 соответствующих логических уровней напряжения, на ПУ3 и ПУ4 подается пороговое напряжение принятия решения - среднее значение между уровнями +/3 и +. Пороговое напряжение формируется на основе оценки в ФПН.

Так по сочетанию логических уровней на выходах ПУ3 и ПУ4 определяется сигнальная точка внутри квадранта. Напряжения на выходах ПУ1…ПУ4 при наличии шума в канале имеют краевые искажения. Для их устранения эти напряжения стробируются тактовыми импульсами, вырабатываемыми ФТИ на основе статистической оценки значащих моментов в чередовании логических уровней на выходах пороговых устройств. С помощью D-триггеров запоминают на тактовый интервал результаты стробирования. В итоге на выходах формируются в параллельном формате оценки квадробитов, которые далее с помощью мультиплексора могут быть преобразованы в последовательный формат.

Вероятность ошибки на бит можно оценивать при многопозиционной фазовой модуляции выражением

При относительной многопозиционной модуляции в силу удвоения ошибок при относительном декодировании возрастает примерно вдвое.

Заключение

Рассмотренные операции преобразования первичного сигнала в линейный на примере некоторого обобщенного канала дискретной передачи аналоговых сообщений по сути решают общую задачу согласования источника первичного сигнала с линией связи. При этом в конкретных ситуациях проектирования не все операции формирования линейного сигнала обязательны. Необходимый набор преобразований диктуется конкретными требованиями технического задания на проектирование и свойствами среды передачи. Операции обработки сигнала на приемной стороне радиолинии являются обратными тем, которые использовались для формирования линейного сигнала. Кроме них обязательной операцией обработки принятого радиосигнала является его регенерация - восстановление и выделение синхроинформации из принимаемого сигнала (поэлементной и групповой), без которой невозможна успешная обработка сигнала. Вопросам синхронизации в цифровых телекоммуникационных системах следует уделить особое внимание при их проектировании.

кодирование синхронизация модуляция радиотракт

Литература

1. Основы построения телекоммуникационных систем и сетей: Учебник для вузов / В.В.Крухмалев, В.Н.Гордиенко, А.Д.Моченов и др.; Под ред. В.Н.Гордиенко и В.В.Крухмалева. - М.: Горячая линия, - Телеком, 2004. - 510с.

2. Передача дискретных сообщений: Учебник для вузов / В.П.Шувалов, Н.В.Захарченко, В.О.Щварцман и др.; Под ред. В.П.Шувалова. - М.: "Радио и связь", - 1990. - 464с.

3. С.М.Сухман, А.В.Бернов, Б.В. Шевкопляс, Синхронизация в телекоммуникационных системах. Анализ инженерных решений. - М.: Эко-Трендз, - 2003. - 202с.

4. Теория передачи сигналов: Учебник для вузов / А.Г.Зюко, Д.Д.Кловский, М.В.Назаров, Л.М.Финк. - 2-е изд., переработанное и дополненное. - М.: Радио и связь, - 1986. - 304с.

5. Финк Л.М. Теория передачи дискретных сообщений. - 2-е изд., переработанное и дополненное. - М.: Издат-во Советское радио, - 1970. - 728с.

6. Скляр, Бернард. Цифровая связь. Теоретические основы и практическое применение. Издание 2-е, исправленное: Перевод с англ. - М.: Издательский дом "Вильямс", - 2003. - 1104с.

7. Системы радиосвязи / Под ред. Н.И.Калашникова. - М.: "Радио и связь", - 1988. - 352с.

8. Волков Л.Н, Немировский М.С., Шинаков Ю.С., Системы цифровой радиосвязи: базовые методы и характеристики: Учебное пособие. - М.: Эко-Трендз, - 2005. - 392с.

9. Цифровые и аналоговые системы передачи: Учебник для вузов / В.Н. Иванов, В.Н.Гордиенко, Г.Н.Попов и др.; Под ред. В.И. Иванова. - 2-е изд., М.: Горячая линия, - Телеком, 2003. - 232с.

Размещено на Allbest.ru