Рис. 54. Возможные графы переходов трехразрядного регистра

В кружках графа указаны состояния выходов регистра, строками обозначены возможные переходы состояний регистра при изменении младшего разряда. Если очередной переход не изменяет состояния регистра, то стрелка замыкается на исходном состоянии.

Синтез структуры генераторов последовательностей на сдвиговых регистрах, в первую очередь, состоит в нахождении вида функции z₀.

Рассмотрим это на примере синтеза генератора последовательности

0 - 1 - 3 - 7 - 6 - 5 - 2 - 4.

1. Составляется таблица переходов состояний разрядов регистра (табл. 15).

Таблица 15

Номер состояния	Q2n	Q1n	Q0n	Q2n+1	Q1n+1	Q0n+1
0	0	0	0	0	0	1
1	0	0	1	0	1	1
3	0	1	1	1	1	1
7	1	1	1	1	1	0
6	1	1	0	1	0	1
5	1	0	1	0	1	0
2	0	1	0	1	0	0
4	1	0	0	0	0	0

2. Составляются карты Карно для переходов триггера первого разряда и его функции входов z₀. Обычно, в сдвиговых регистрах используются D-триггеры, поэтому z₀ = D₀ (рис. 55)

Рис. 55. Карты Карно для триггера первого разряда

3. Находится значение функции D₀:

.

4. Составление логической схемы генератора выполняется построением управляющей комбинационной схемы, реализующей функцию входов D₀ , и ее подключением ко входу первого разряда сдвигового регистра (рис. 56)

Рис. 56. Логическая схема генератора последовательности на основе регистра

Синтезировав комбинационную схему с перестраиваемой структурой, можно получить ряд различных последовательностей от одного устройства.

Генераторы на основе регистров образуют только циклические последовательности чисел. Для реализации любых нециклических последовательностей требуется использование дополнительных комбинационных преобразователей кодов, включаемых на выходе генератора.

Порядок появления чисел в последовательности можно считать случайным, а повторение чисел происходит через 2^m - 1 тактов, поэтому такие схемы называются генераторами псевдослучайных последовательностей. При увеличении m длина псевдослучайных последовательностей быстро возрастает, поэтому генераторы, имеющие m > 10, широко используются в цифровой аппаратуре для формирования множества тестовых сигналов, необходимых для контроля и диагностики неисправностей.



7. ПОЛУПРОВОДНИКОВЫЕ ЗАПОМИНАЮЩИЕ УСТРОЙСТВА

В цифровых системах используются внешние и внутренние запоминающие устройства (ЗУ). Внешние ЗУ до сих пор реализуют на магнитных лентах, магнитных и оптических дисках. Внутренние ЗУ в основном - полупроводниковые - предназначены для хранения промежуточных данных и программ обработки данных. Внутренние ЗУ делятся на оперативные ЗУ и постоянные ЗУ.

Оперативные запоминающие устройства (ОЗУ) характеризуются возможностью быстрого ввода/вывода (записи/считывания) информации в виде двоичных чисел в свою любую отдельную ячейку. Поэтому синонимом ОЗУ является память с произвольной выборкой (RAM-Random Access Memory).

Постоянные запоминающие устройства (ПЗУ) в отличие от ОЗУ используются в основном для считывания записанной в них информации. Запись же осуществляется либо «раз и навсегда», либо относительно редко. Этот класс ЗУ в зарубежной литературе называют ROM (Read-Only Memory - память только для считывания).

Существует также значительное количество ПЗУ с возможностью многократной записи в них информации - репрограммируемые ПЗУ.

7.1 Структура микросхем памяти

Полупроводниковые ОЗУ, ПЗУ состоят из двух основных частей: накопителя и схемы управления, или периферии. Накопитель - это основная часть ПЗУ, где хранятся данные (двоичные коды). Периферия предназначена для ввода и вывода этих данных. В нее входят дешифраторы, усилители, регистры, разного рода ключевые схемы, коммутаторы и другое.

Накопитель состоит из элементов памяти (ЭП), каждая из них хранит один бит информации. Основу ЭП составляют бистабильные ячейки, основным свойством которых является наличие двух устойчивых состояний - 0, 1.

На рис. 57 представлена типичная структура запоминающего устройства с матричной организацией.

Рис. 57. Структура микросхемы ОЗУ

На приведенной схеме используются следующие сокращения:

ДШ_х, ДШ_у - адресные дешифраторы строк и столбцов;

ФЗС - формирователь сигналов записи/считывания;

СУ - схема управления;

АШ_х, РШ - адресные и разрядные шины;

DI, DO - шины записи и считывания соответственно;

БК - буферный каскад.

Накопитель представляет собой прямоугольную матрицу ЭП, содержащую n_x строк и n_y столбцов. Емкость накопителя N = n_x · n_y. Каждый ЭП подключен к адресным (АШ) и разрядным (РШ) шинам. Выбор необходимого ЭП осуществляется путем подачи определенной комбинации адресных переменных (A_m … A₁ , A₀). Адресные дешифраторы строк (ДШ_x) и столбцов (ДШ_y) формируют сигналы выборки на соответствующих АШ, которые определяют строку и столбец накопителя, в котором расположен выбираемый ЭП. Таким образом, m адресных входов позволяют выбирать один из N = 2^m элементов памяти.

Режим работы микросхемы определяется сигналами выбора микросхемы (CHIP SELECT) и записи-считывания (WRITE/READ). При подаче низкого потенциала на вход выбора схема управления (СУ) разрешает формирование сигналов выборки на АШ_x . Если при этом сигнал на входе , то СУ формирует управляющий сигнал, при котором ФЗС обеспечивает запись в выбранном ЭП информации, поступающей на вход DI. Выход DO в этом случае находится в отключенном состоянии. Если сигнал , то СУ переключает ФЗС в режим считывания, при котором информация из выбранного ЭП передается на выход DO, при этом состояние входа DI не влияет на работу микросхемы.

При микросхема находится в режиме хранения, т. е. состояние ЭП не меняется при любых сигналах на входах (A_m … A₀), DI, . Выход DO находится в отключенном состоянии.

Типовые временные диаграммы, иллюстрирующие работу микросхем памяти, приведены на рис. 58.

Рис. 58. Временные диаграммы работы микросхем памяти с произвольной выборкой

Адресные сигналы A и сигнал обычно устанавливаются на входах микросхемы до поступления сигнала .

Микросхемы, предназначенные только для считывания информации, не содержат узлов, отвечающих за ее запись.

Запоминающие устройства с произвольной выборкой служат для оперативного запоминания информации и способны хранить ее только при включенном питании. По принципу действия различают статические и динамические ОЗУ. Элементом памяти статических ОЗУ (SRAM) служат триггеры, которые могут быть реализованы по любой технологии. В динамических ОЗУ (DRAM) носителем информации является емкость между затвором МОП-транзистора и корпусом, которая может быть заряжена или разряжена.

7.2 Элементы памяти БИС ОЗУ, ПЗУ

Элементы памяти статистического ОЗУ. ЭП биполярного ОЗУ представляет собой асинхронный RS-триггер, построенный из двух логических элементов И-НЕ, выполненных на двух двухэмиттерных транзисторах.

ЭП подключен к двум разрядным линиям РЛ “0” и РЛ “1” и адресной линии АЛ. В зависимости от комбинации напряжений на этих линиях ЭП может работать в режимах хранения, записи и считывания информации.

Если, например, транзистор Т1 открыт, то низкий потенциал его коллектора подается на базу транзистора Т2 и поддерживает его закрытое состояние. Высокий потенциал коллектора закрытого Т2, в свою очередь, поддерживает открытое состояние транзистора Т1. В состоянии хранения по линии адреса АЛ поддерживается низкий потенциал.

Пусть ЭП хранит нуль 0, если Т2 закрыт, а Т1 - открыт. Тогда для записи единицы 1 необходимо одновременно подать высокие уровни в линии АЛ и РЛ “0” и низкий уровень в линию РЛ “1”. Тогда транзистор Т1 закрывается, а Т2 - открывается. Для считывания информации в адресную линию АЛ подается высокий уровень. При этом в транзисторе, находящемся в открытом состоянии, происходит перераспределение токов эмиттеров, и большая часть тока будет течь в разрядной линии РЛ “1”, если считывается 1, или в РЛ “0” - если считывается 0.

Биполярные SRAM обладают наивысшим быстродействием, однако по сравнению с SRAM, выполненными по МОП-технологиям, имеют значительно меньшую емкость и большее энергопотребление. Это объясняется тем, что МОП-транзистор занимает в несколько раз меньшую площадь на кристалле, чем биполярный, и потребляет меньший ток. Последние достижения МОП-технологий обеспечивают приближение МОП ЗУ по быстродействию к биполярным.

Наименьшим энергопотреблением отличаются ЗУ, выполненные на комплементарных МОП-транзисторах (КМОП-технология). В ЭП КМОП-типа транзисторы Т1 и Т2 имеют каналы p-типа, а транзисторы Т3 - Т6- каналы n-типа.

В результате потребляемая мощность в режиме хранения определяется токами утечки каналы n- и p-переходов. В режиме переключения требуется значительно бульшая мощность, так как при этом ток протекает через оба приоткрытых транзистора Т1, Т4 и Т2, Т5. Однако, расходуемая мощность КМОП ЗУ на порядок меньше, чем у биполярных.

Элемент памяти динамического ОЗУ. Накопитель занимает большую часть площади кристалла микросхем памяти, поэтому для увеличения их информационной емкости необходимо уменьшать размеры ЭП. Это достигается при использовании динамического способа хранения информации в виде заряда, накопленного на паразитной емкости. Обычно динамические ЭП реализуются на МДП-транзисторах, так как при этом обеспечивается достаточно длительное время хранения информации (приблизительно 10 миллисекунд) без ее регенерации.

Один из вариантов трех-транзисторного динамического ЭП с раздельными шинами для записи и считывания показан на рис. 61. Информация хранится в виде заряда емкости C_З ? 0,1 пф. В процессе записи от РЛ_З при разрешающем высоком потенциале на АЛ_З через открытый транзистор Т2 заряжается емкость C_З до потенциала РЛ_З, соответствующего U⁰ или U¹. По окончании сигнала адреса на АЛ_З транзистор Т2 запирается и ЭП переходит в режим хранения информации.

Считывание информации производится на разрядной линии РЛ_сч, находящейся под высоким потенциалом U¹, при подаче на адресную линию считывания АЛ_сч высокого потенциала, которым открывается транзистор Т3. Если ЭП находится в единичном состоянии (C_З заряжена до потенциала до U¹), то транзистор Т1 также будет открыт и потенциал разрядной линии снизится до потенциала U⁰. Если емкость C_З была заряжена до потенциала U⁰, то транзистор Т1 будет находиться в закрытом состоянии и потенциал РЛ_сч останется неизменным, т. е. равным U¹.

Чтобы избежать потери информации из-за уменьшения с течением времени заряда емкости C_З, производится его периодическая регенерация (восстановление).

В режиме регенерации сигналы выборки подаются на обе адресные линии АЛ_сч и АЛ_З. Сигналы, считанные с выхода каждого ЭП выборкой строки, через усилители-регенераторы подаются на их входы, и восстанавливают потенциал емкости до первоначальной величины. Так одновременно производится регенерация информации в одной из строк накопителя.

Для выполнения полной регенерации необходимо на адресные входы последовательно подать адреса всех строк. Для большинства микросхем регенерацию необходимо производить с частотой порядка десятков-сотен герц.

Еще меньшую площадь на кристалле занимает однотранзисторный ЭП (рис. 62).

Хранение информации осуществляется на емкости C_З, а транзистор Т1 выполняет роль ключа выборки, который открывается высоким потенциалом адресной линии АЛ. При записи в РЛ подается потенциал U⁰ или U¹, в зависимости от поступающего на микросхему сигнала: DI = 1 или 0. Такой же потенциал устанавливается на емкости C_З и сохраняется на ней после окончания выборки, когда транзистор Т1 закрыт. Сохранность информации при считывании обеспечивается усилителем-регенератором, который устанавливает в РЛ промежуточный опорный потенциал U_оп, значение которого U¹ > U_оп > U⁰. Когда транзистор Т1 открывается сигналом АЛ, опорное напряжение увеличивается до U_сч⁰ (если C_З заряжена до U⁰). Обычно , поэтому усилитель-регенератор усиливает считываемые сигналы U_сч⁰ и U_сч¹ до заданного уровня и восстанавливает первоначальный заряд на C_З.

Динамические микросхемы памяти обеспечивают наиболее высокую информационную емкость при достаточно хороших значениях других параметров. Однако, необходимость регенерации информации усложняет структуру ЗУ на их основе и требует дополнительных временных затрат. Современные динамические микросхемы памяти имеют внутреннюю регенерацию, которая реализуется в промежутках времени между выборками.

Элементы памяти ПЗУ (РПЗУ). Основное требование к такой ячейке - сохранение информации при отключенном питании. Рассмотрим схему однотранзисторной ЗЯ для биполярного ПЗУ.

В эмиттерной цепи транзистора предусмотрена плавкая перемычка (П), которая в необходимых случаях может разрушаться при первоначальном программировании.

При обращении к ЗЯ по адресной линии в случае неразрушенной перемычки в РЛ будет протекать эмитерный ток транзистора. В случае разрушенной перемычки ток протекать не будет.

Элемент памяти ПЗУ может быть выполнен и на МОП-транзисторах. Однако биполярные ПЗУ имеют более высокое быстродействие (время обращения 20…60 нс), но и большую рассеиваемую мощность, чем ПЗУ на МОП-транзисторах (время обращения 200…600 нс).

Репрограммируемые ПЗУ в настоящее время выполняются двух типов. В РПЗУ первого типа матрица элементов памяти изготавливается аналогично матрице ПЗУ на основе МОП-транзисторов, но у которых между металлическим затвором и слоем изолирующего окисла осаждается тонкий слой нитрида кремния (МНОП-транзисторы). Нитрид кремния способен захватывать и сохранять длительное время (до 10 лет и более) электрический заряд. В исходном состоянии транзистор имеет высокое напряжение открывания (10…15)В, которое понижается до рабочих уровней после зарядки слоя нитрида кремния. Чтобы зарядить слой нитрида кремния, на затвор МНОП-транзистора подается высоковольтный программирующий импульс, по амплитуде в несколько раз превышающий рабочие уровни напряжений (15…20)В. При подаче сигнала на адресную линию, подключенную к затворам транзисторов, происходит открывание только заряженных транзисторов. Таким образом, наличие заряда приводит к тому, что ЭП хранит 0, а его отсутствие - 1.

Для стирания записанной информации, т.е. удаления заряда захваченного слоем нитрида кремния, на затвор МНОП-транзистора необходимо подать импульс напряжения противоположный, чем при записи полярности.

Другие варианты ЭП РПЗУ выполняются на МНОП-транзисторах плавающим (изолированным) затвором. Подача высокого напряжения между истоком и стоком вызывает накопление в плавающем затворе заряда, создающего проводящий канал между стоком и истоком. Стирание информации осуществляется облучением транзисторов через кварцевое окно ультрафиолетовым излучением, которое разряжает затворы транзисторов и переводит их в непроводящее состояние.

Стирание информации таким способом имеет ряд очевидных недостатков, которые отсутствуют при электрическом стирании. Для этого в транзисторе выполняется второй управляющий затвор. Однако, ввиду большой площади ЭП, микросхемы РПЗУ с электрическим стиранием имеют в 2…4 раза меньшую информационную емкость, чем микросхемы со стиранием ультрафиолетовым светом.

Параметры интегральных ЗУ.

В номенклатуру параметров ЗУ входят следующие основные величины:

Информационная емкость в битах - параметр, характеризующий степень интеграции.

Удельная мощность - общая мощность, потребляемая в режиме хранения, отнесенная к 1 биту.

Максимальная частота обращения при считывании.

Удельная стоимость одного бита информации. Этот параметр - один из определяющих при сравнительных оценках.

МОП - транзисторные ОЗУ в целом превышают биполярные по информационной емкости, удельной мощности и удельной стоимости, но уступают им по быстродействию. Минимальная удельная мощность свойственна КМОП-схемам, а минимальная стоимость - динамическим типам ОЗУ. Среди биполярных разновидностей максимальное быстродействие характерно ОЗУ в базисе ЭСЛ.



8. ПРИНЦИПЫ СОЗДАНИЯ БОЛЬШИХ ИНТЕГРАЛЬНЫХ ЦИФРОВЫХ СХЕМ

В настоящее время цифровая электроника в подавляющем большинстве базируется на больших и сверхбольших интегральных схемах. В то же время можно сказать, что в основе БИС и СБИС лежит интеграция простых ИС.

Общая характеристика БИС. Примером простых ИС являются логические вентили типа ТТЛ, КМОП, ЭСЛ и др., а также простые триггеры. Следующее место по сложности занимают СИС, которые включают сумматоры, счетчики ОЗУ и ПЗУ небольшой емкости. На основе БИС реализуются, например, арифметико-логические и управляющие устройства ЭВМ, цифровые фильтры и т. д. Современные процессоры вычислительных устройств, сложные многофункциональные устройства реализуются в СБИС. Наибольшая степень интеграции свойственна однородным структурам - ЗУ и составляет в настоящее время десятки миллионов элементов на кристалле. Использование БИС приводит к резкому улучшению всех основных показателей по сравнению с аналогичным функциональным комплексом, выполненным на отдельных ИС: уменьшается количество корпусов, число сборочных и монтажных операций, количество внешних, наиболее ненадежных соединений. Все это способствует уменьшению размеров, массы, стоимости и повышению надежности. Уменьшение длины межсоединений внутри кристалла позволяет повысить быстродействие и помехоустойчивость устройства.

Базовые матричные кристаллы. Главнейший вопрос, возникающий при проектировании БИС, СБИС, - это вопрос об их технически и экономически целесообразной сложности. Необходимо сочетание достаточной сложности (чтобы реализовать преимущества высокой степени интеграции) с достаточной универсальностью (чтобы обеспечить экономически оправданный объем выпуска). Этого компромисса можно достигнуть, обеспечивая элементарную избыточность и многофункциональность. Данный принцип положен в основу БИС на базовых матричных кристаллах (БМК). Базовый матричный кристалл - это набор топологических ячеек или простых ИС, расположенных в виде матрицы, между элементами которой отсутствуют соединения. Для получения БИС с заданными функциями отдельные элементы внутри ячеек и сами ячейки соединяются токоведущими дорожками.

В конкретной БИС, исполненной на БМК, обычно используются не все топологические ячейки, что определяется функциональными особенностями микросхемы.

Другой принцип формирования заданной структуры БИС на БМК состоит в первоначальном создании кристалла, в котором выполнены все возможные межсоединения элементов. Затем в нужных местах межсоединений делаются разрывы путем локального удаления материала межсоединения методом разрушения.

Программируемые логические матрицы. Существенным недостатком описанных выше БИС на БМК является то, что формирование структуры БИС может быть выполнено только в рамках логической структуры, определенной их разработчиками.

Значительно большую гибкость обеспечивают программируемые пользователем логические матрицы ПЛМ. Это специализированные БИС, внутренняя структура которых, подобно БМК, состоит из матрицы базовых логических ячеек и межсоединений, но конфигурация отдельных ячеек и связей между ними осуществляется с помощью специальной схемы, расположенной на этом же кристалле. Базовые ячейки могут реализовать логические операции И (рис. 64) или операции ИЛИ (рис. 65) над входными переменными.

ПЛМ обычно содержит матрицы обоих типов, причем если выходы P_i матрицы М1, например, соединяются с одноименными входами P_i матрицы М2, то реализуемая такой ПЛМ логическая функция будет иметь вид:



Для разных типов ПЛМ установленная конфигурация может либо сохраняться при отключении питания, подобно постоянным запоминающим устройствам, либо требуется перезагрузка при каждом новом включении. Управление перезагрузкой может выполнять сама схема ПЛМ, считывая информацию о конфигурации из внешнего ПЗУ.

Известны три способа соединения элементов ПЛМ, обеспечивающих получение на выходах заданного набора функций.

По первому способу соединения создаются в процессе изготовления микросхемы с помощью разрабатываемого шаблона. Такой способ широко используется при создании ПЛМ, входящих в состав серийно выпускаемых БИС, например микропроцессоров, контроллеров периферийных устройств (дисплеев, принтеров и др.).

Второй способ программирования ПЛМ состоит в использовании плавких перемычек для получения необходимой конфигурации соединений элементов (рис. 64, 65). Такой способ программирования потребителем широко используется для создания специализированных комбинационных схем, которые выполняют набор функций для решения определенных задач.

Оба этих способа создания ПЛМ позволяют сохранять ее конфигурацию после отключения питания.

Третий способ программирования также осуществляется потребителем, но вместо плавких перемычек в соединении включены МДП-транзисторы. В закрытом состоянии они разрывают соответствующие соединения, в открытом - замыкают. При этом используются специальные МНОП-структуры, в которых проводящий канал индуцируется под действием заряда, накапливаемого на границе раздела двух диэлектриков под затвором транзистора или МОП-транзисторы с изолированным («плавающим») затвором.

Рис.66. Условное обозначение двухуровневой ПЛМ (S, t, g),

Комбинация матриц М1 и М2 образует двухуровневую ПЛМ (рис. 66).

где S - число входов,

t - число выходов,

g - число промежуточных шин

Сложность ПЛМ оценивается информационной емкостью (общим числом пересечений горизонтальных и вертикальных шин обеих матриц), равной (2S + t)g, где коэффициент 2 перед S учитывает наличие прямых и инверсных значений входных переменных в матрице М1.



9. АНАЛОГОВЫЕ ИНТЕГРАЛЬНЫЕ МИКРОСХЕМЫ

9.1 Общие сведения

Аналоговые микросхемы можно разделить на две группы. Первую составляют микросхемы универсального назначения: матрицы согласованных резисторов, диодов, транзисторов и т. д. Сюда также относятся интегральные операционные усилители (ОУ), появление которых является важнейшим достижением аналоговой микроэлектроники. Во вторую группу входят специализированные аналоговые микросхемы, выполняющие некоторые определенные функции, например, фильтрации, компрессию, перемножение аналоговых сигналов.

Работа любого аналогового устройства сопряжена с ошибками, источниками которых может быть технологический разброс параметров элементов, их температурный и временной дрейфы, шумы, наводки. Уменьшение погрешности работы аналоговых устройств - одна из главных задач их разработчиков. Высокая сложность решения этой проблемы вызвала отставание технологии аналоговых микросхем как самостоятельного направления микроэлектроники по сравнению технологиями цифровых микросхем. Серьезным препятствием явился ограниченный набор элементов полупроводниковых микросхем, в частности отсутствие индуктивных элементов и конденсаторов. Трудной оказалась задача разработки небольшого числа типовых структур, которые подобно ЛЭ в цифровых микросхемах могли бы стать основной для аналоговой микросхемотехники.

В настоящее время многие из указанных трудностей преодолены. Разработаны специальные схемотехнические приемы взаимной компенсации нестабильности параметров элементов электрических цепей, при которых точность работы аналогового устройства гарантируется идентичностью характеристик элементов. Особенностью схемотехники аналоговых микросхем является реализация принципа схемотехнической избыточности который несмотря на усложнение изделий, благодаря интегральной технологии, позволяет улучшить их качество.

9.2 Особенности микросхемотехники дифференциальных усилителей

Дифференциальный усилитель (ДУ) является основным узлом важнейшего элемента аналоговой интегральной электроники - операционного усилителя (ОУ). Он состоит из двух одинаковых (симметричных) плеч, каждое из которых содержит транзистор и резистор. Выходным напряжением является разность коллекторных потенциалов, а входным - разность базовых потенциалов.

В общую эмиттерную цепь включен источник тока I₀ (генератор тока). Он обеспечивает постоянство суммы I_э1 + I_э2 = I₀ = const и стабильность рабочей точки токов I_э0 и напряжений U_к0.

Принцип действия

В основу ДУ положена идеальная симметрия его плеч, т. е. идентичность параметров транзисторов Т1, Т2 и равенство сопротивлений R_к1, R_к2. При этом в отсутствии сигнала токи через транзисторы и коллекторные потенциалы будут одинаковы, а выходное напряжение будет равно нулю. Нулевое значение U_вых так же сохраняется при одновременном и одинаковом изменении токов в обоих плечах. Таким образом в идеальном ДУ дрейф выходного напряжения отсутствует, хотя в каждом из плеч он может быть сравнительно большим.

Подадим на базы транзисторов одинаковые по величине и совпадающие по фазе напряжения U_б1 = U_б2 (синфазные сигналы). Если источник тока I₀ идеальный (т. е. R_i = ), то токи в обоих ветвях и коллекторные потенциалы останутся неизменными и выходное напряжение U_вых останется равным нулю. Если R_i , то появится приращение тока I₀, но оно распределится поровну между обеими ветвями ДУ и коллекторные потенциалы изменятся одинаково и сохранится U_вых = 0.

Если подать на базы напряжения равной величины, но противоположных знаков (U_б1 и U_б2 = - U_б1), т. е. дифференциальные сигналы, то их разность по определению будет входным сигналом ДУ:

U_вх = U_б1 - U_б2.

Вследствие этого приращения токов и коллекторных потенциалов в плечах ДУ будут одинаковыми по величине, но разного знака. В результате появится выходное напряжение

U_вых = U_к1 - U_к2.

Следовательно идеальный ДУ реагирует только на дифференциальный или разностный сигнал, отсюда вытекает название этого типа усилителей.

Коэффициент усиления синфазного сигнала

В реальном ДУ, в котором оба плеча неидентичны, а источник тока имеет конечное сопротивление, наблюдается влияние синфазной составляющей входного сигнала на дифференциальную составляющую выходного сигнала. Следовательно при

U_{вх с} = U_вх1 = U_вх2

U_{вых с} = U_вых1 - U_вых2 0.

Отношение называется коэффициентом усиления синфазного сигнала. Так как этот параметр характеризует степень неидеальности ДУ он должен быть минимизирован. Для случая синфазного сигнала схему ДУ можно представить как показано на рис. 68.



Рис. 68. Схема ДУ для случая синфазного входного сигнала

Коэффициент усиления такой схемы ориентировочно равен:

.

Из приведенного выражения видно, что уменьшения А_с можно добиться увеличением R_i. Значительной величины R_i в случае пассивного резистора без существенного ухудшения других параметров схемы достичь невозможно.

Один из возможных вариантов источников тока.

На схеме U_A - падение напряжения на части схемы находящейся выше точки А (рис. 69). У такой схемы большое лишь дифференциальное сопротивление , тогда как статическое внутреннее сопротивление мало. Этой особенностью обладает выходная характеристика транзистора. Например, если составляет (1…5) 10³ Ом, то составит (1…5) 10⁵ Ом. За счет последовательной обратной связи (R_э) это сопротивление может быть увеличено на несколько порядков.

Коэффициент усиления дифференциального сигнала

Если U_вх1 - U_вх2 = U_{вх д} 0, то происходит перераспределение токов между плечами ДУ, но сумма токов остается постоянной. Усиление ДУ пропорционально крутизне его вольт-амперной характеристики и сопротивлению нагрузки (R_к) т. е. А_д = SR_к. максимальное значение крутизны равно , где _т - температурный потенциал ( 0,026 В при комнатной температуре). В ДУ значение S близко к максимальному при U_{вх д} 2_т, а уже при U_{вх д} > 4_т усиление практически отсутствует, так как в этом случае перераспределения токов в плечах практически не происходит (рис.70).

Как видно из выражения для А_д его можно увеличить увеличив ток I₀ и сопротивление нагрузки. Однако в первом случае увеличивается входной ток ДУ , где h_21э - коэффициент передачи базового тока транзистора (коэффициент усиления по току транзистора), что нежелательно, так как уменьшается входное сопротивление ДУ. Во втором случае увеличивается площадь резисторов на подложке микросхемы и возрастает требуемое напряжение питания +E_n для сохранения активного режима работы транзисторов Т1, Т2, что также недопустимо. Эта проблема решается заменой резисторной нагрузки транзисторной.

Широко распространенная в схема ДУ структура транзисторной нагрузки показана на рис. 71.

Эта схема называется отражателем тока или токовым зеркалом. Если транзисторы идентичны то



U_бэ4 = U_бэ5 при I_к1= I_к2.

Отражатель тока обладает всеми достоинствами источника тока (рис. 69). Выходной ток ДУ

I_вых = I_к1 - I_к2.

Кроме высокого дифференциального сопротивления Т4 и Т5, благодаря тому, что выходным сигналом является разностный ток, синфазные изменения коллекторных токов Т1 и Т2 взаимно компенсируются, что значительно ослабляет синфазные входные сигналы.

Выходное напряжение сдвига

В реальном ДУ при

U_вх1 = U_вх2 = 0

оказывается U_вых 0. Это обусловлено неодинаковым падением напряжения на переходах эмиттер-база транзисторов Т1, Т2 вследствие неидентичности их параметров. Эта разность определяется как входное напряжение сдвига

U_{вх сдв.} = U_бэ1 - U_бэ2 .

Входное напряжение сдвига действует точно также как дифференциальный сигнал, прикладываемый к усилителю, вызывая выходной сигнал, равный А_д U_{вх сдв.}.

Для обеспечения нормального функционирования ДУ это выходное напряжение сдвига должно быть скомпенсировано.

9.3 Структура операционных усилителей и их параметров

Название операционный усилитель (ОУ) получил от способности выполнять различные операции над сигналами с помощью пассивных цепей отрицательной обратной связи.

Схемотехнически ОУ в основном выполняется по схеме усилителя постоянного тока с дифференциальным каскадом на входе и двухтактным - на выходе, обеспечивающим малое выходное сопротивление.

Для современных интегральных ОУ характерны две структурные схемы: трехкаскадная и двухкаскадная. Трехкаскадная модель, разработанная в 60-х гг. прошлого столетия состояла из входного дифференциального усилителя работающего в режиме микротоков (десятки микроампер), промежуточного усилителя напряжения и компенсации напряжения сдвига и выходного усилителя, определяющего нагрузочную способность ОУ и не участвующего в формировании его коэффициента усиления.

Двухкаскадный ОУ разработан несколько позже после реализации на одной подложке высококачественных интегральных транзисторов разной проводимости. В таком ОУ первый каскад выполняет функции входного ДУ и малосигнального усилителя напряжения. Каскад сдвига уровняв такой схеме ОУ не нужен, так как выходные сигналы первого каскада, построенного по специальной схеме, находятся практически под нулевыми потенциалами. Второй каскад выполняет функции усилителя напряжения работающего в режиме больших сигналов (близких по амплитуде к величине напряжения питания) и эмиттерного повторителя.

Таким образом ОУ - это модульный многокаскадный усилитель с дифференциальным входом, по своим характеристикам приближающийся к «идеальному усилителю» для которого характерно:

бесконечно большой коэффициент усиления по напряжению (А),

бесконечно большое полное входное сопротивление (Z_вх),

нулевое полное выходное сопротивление (Z_вх0),

равенство нулю выходного напряжения (U_вых = 0) при равных напряжениях на входах (U_вх1 = U_вх2),

бесконечно широкая полоса пропускания (отсутствие задержки при прохождении сигнала через усилитель).

На практике ни одно из этих свойств не может быть осуществлено в полной мере, однако к ним можно приблизиться с достаточной для многих приложений точностью. Условное изображение усилителя приведено на рис. 72.

Если в ОУ неинвертирующий вход заземлен и сигнал подан на инвертирующий вход, то сигнал на выходе будет сдвинутым по фазе относительно него на 180.

Если же инвертирующий вход заземлен, а сигнал подан на неинвертирующий вход, то выходной сигнал будет совпадать по фазе с входным.

Основные параметры операционного усилителя

Коэффициент усиления без обратной связи (А). Коэффициент усиления усилителя в отсутствие обратной связи обычно равен 10³ - 10⁷.

Входное напряжение сдвига (U_сдв.). Нежелательные напряжения, возникающие внутри усилителя, служащие причиной появления на его входе некоторого ненулевого напряжения при нулевом напряжении на обоих входах является следствием неточного согласования напряжений эмиттер-база входных транзисторов. U_сдв. называют входным, так как определяют его через то напряжение, которое надо приложить ко входам, чтобы на выходе установился 0 В. Обычно U_сдв. равно сотые доли - единицы милливольт.

Входное сопротивление R_вх. Сопротивление усилителя по отношению к входному сигналу. В зависимости от типа используемых транзисторов во входном ДУ R_вх лежит в диапазоне десятых долей - десятков МегаОм.

Выходное сопротивление R_вых. Обычно R_вых не превышает нескольких сотен Ом.

Максимальное выходное напряжение U_{вых max}. Его значение обычно на 1…5 В ниже напряжения питания.

Коэффициент ослабления синфазных входных напряжений К_о.сн.. Этот коэффициент определяется как отношение коэффициента усиления для дифференциального сигнала А_д к коэффициенту усиления синфазного сигнала А_с и равен обычно 60…120 дБ (К_о.сн..= 20 lg А_д/ А_c).

Примечание:

Указанные выше параметры заданы для случая входных сигналов нулевой частоты и называются статическими параметрами.

Максимальная скорость нарастания выходного напряжения V_max. Максимальная скорость изменения выходного напряжения достигает единиц - сотен В/мкс.

Время установления выходного напряжения t_уст. Характеризуется временем в течение которого выходное напряжение ОУ при воздействии входного напряжения ступенчатой формы изменяется от уровня 0,1 до уровня 0,9 установившегося значения.

Параметры V_max, t_уст относятся к динамическим параметрам, так как они характеризуют ОУ при изменяющихся входных сигналах.

9.4 Типовые включения ОУ

Неинвертирующий усилитель

Схема усилителя приведенная на рис. 73. позволяет использовать ОУ в качестве неинвертирующего усилителя коэффициент усиления которого определяется внешними сопротивлениями R₁, R_ос.

Рис. 73. Неинвертирующий усилитель

Чтобы получить выражение для коэффициента усиления данной схемы примем, что входное сопротивление ОУ , а его коэффициент усиления А_д также бесконечно большое т. е. А_д. Следовательно можно считать, что I_см 0 и поэтому и U_д 0 так как U_д= U_вых /А_д.

Имеем и . Напряжение на инвертирующем входе усилителя равно U_вх + U_д, поэтому

.

Откуда



.

С учетом малости U_д можно записать

U_вх / R₁ = (U_вых - U_вх) R_ос

Решая полученное уравнение относительно

,

получим

.

Коэффициент K_oc называют коэффициентом усиления замкнутого усилителя. Полученное выражение верно когда А_д >>K_oc.

В первом приближении входное сопротивление неинвертирующего усилителя со стороны источника сигнала весьма велико

,

а выходное - мало

, где -

коэффициент обратной связи, А_до - коэффициент передачи ОУ на низких частотах.



Частным случаем неинвертирующего включения ОУ является схема повторителя напряжения (рис. 74), обладающего единичным усилением. Так как входное сопротивление усилителя велико, а выходное стремится к нулю, такой усилитель, являясь по существу высокоточным преобразователем импеданса, находит широкое применение в измерительных устройствах.

Инвертирующий усилитель

Схема инвертирующего усилителя приведена на рис. 75.

Рис. 75. Инвертирующий усилитель

Точку А на схеме называют потенциально заземленной, потому что ее потенциал почти равен потенциалу земли, так как U_д 0.

Для этой схемы можно записать

и ,

откуда



.

Знак минус в правой части означает, что выход инвертирован. Полагая U_д 0, получим

.

Коэффициент усиления замкнутого инвертирующего усилителя равен

.

В первом приближении входное сопротивление инвертирующего усилителя на ОУ для входного сигнала

R_вх = R₁, а выходное .

Наличие в реальном усилителе токов смещения необходимых для нормальной работы транзисторов входного ДУ вызывает появление статической ошибки

U_{сдв вых} = I_см1(R₁ // R_oc)А_д.

Поскольку токи смещения обоих входов ОУ приблизительно равны данную ошибку можно уменьшить подключением к неинвертирующему входу ОУ компенсирующего резистора

R_к =R₁ // R_oc (рис. 76).

Рис. 76. Сбалансированный по входам инвертирующий усилитель

Дифференциальное включение ОУ

Дифференциальный усилитель (рис. 77) представляет собой комбинацию инвертирующей и неинвертирующей схем.

Рис. 77. Дифференциальный усилитель

С учетом I_см 0 и U_д 0 составим систему уравнений

,

,

и, решая ее относительно выходного напряжения, получим:



.

Обычно в такой схеме

, ,

поэтому можно записать

.

На основе рассмотренных типовых включение ОУ реализуется большое количество схем различного назначения.

9.5 Частотные свойства операционного усилителя

Амплитудно-частотная (АЧХ) и фазо-частотная (ФЧХ) характеристики одного каскада ОУ

В ОУ отдельные его каскады соединяются между собой непосредственно, и поэтому его АЧХ не имеет спада на нижних частотах. С увеличением же частоты усиливаемого сигнала наблюдается падение коэффициента усиления ОУ. Это объясняется наличием в интегральном ОУ распределенных паразитных емкостей, которые закорачивают высокочастотные сигналы на землю все более и более по мере роста их частоты.

При рассмотрении этого вопроса, распределенные паразитные емкости удобно сводить к одной, емкость которой является суммой всех паразитных емкостей в схеме.

Любой многокаскадный усилитель на высоких частотах можно представить в виде ряда генераторов сигнала KU_вх, нагруженных на соответствующие эквивалентные интегрирующие RC-цепи. Количество таких цепей равно числу отдельных каскадов усиления.

Амплитудно-частотная и фазо-частотная характеристики одного такого каскада описываются следующими выражениями:

,

.

Если выполняется обычное для ОУ неравенство R_н >>R_вых, то

.

Графическая зависимость от частоты модуля коэффициента передачи напряжения ОУ и сдвига фазы выходного сигнала относительно входного приведена на рис. 78.

Рис. 78. АЧХ и ФЧХ одного каскада ОУ



АЧХ и ФЧХ усилителя обычно стоят в логарифмическом масштабе. На частоте f_гр, где резистивное и емкостное сопротивления равны аппроксимированная АЧХ претерпевает излом. На частоте излома усиление усилителя падает на 3 дБ. Начиная с f_гр при увеличении частоты в 10 раз (на декаду) во сколько же раз (т. е. на 20 дБ) уменьшается коэффициент усиления по напряжения каскада. Таким образом скорость спада АЧХ за частотой излома составляет -20 дБ/дек или -6 дБ/октаву (октаве соответствует изменение частоты в два раза).

Фазо-частотная характеристика аппроксимируется тремя отрезками прямых, причем наклон прямой составляет - 45/дек, а сопряжение асимптот происходит на частотах 0,1 f_гр и 10 f_гр при максимальной погрешности аппроксимации 5,7. На частоте f_гр ,отставание фазы выходного сигнала по отношению ко входному составляет 45. На частоте f_т усиление усилителя уменьшается до 0 дБ или единицы, а фазовый сдвиг достигает -90.

АЧХ и ФЧХ многокаскадного усилителя

Формирование АЧХ и ФЧХ многокаскадного усилителя удобно проанализировать с помощью эквивалентной схемы (рис. 79).

Рис. 79. Эквивалентная схема трехкаскадного ОУ

Каждый каскад усилителя имеет собственную постоянную времени. Каждый из каскадов данной схемы имеет также собственный коэффициент передачи напряжения на постоянном токе K₁, K₂, K₃ и соответствующие частоты среза f_{гр 1}, f_{гр 2} , f_{гр 3}.

Скорость спада результирующей АЧХ (рис 80) увеличивается после каждой частоты среза на -20 дБ/дек, при этом сдвиг фазы сигнала соответственно возрастает на -90.

Рис. 80. АЧХ и ФЧХ трехкаскадного ОУ

Скорость спада АЧХ сохраняется также и за пределами частоты единичного усиления. На рис. 80 ошибка идеализированной ФЧХ имеет максимальную величину равную 45 на частоте f_гр. Для удобства анализа схемы на графиках частоту указывают в логарифмическом масштабе.

Амплитудно-частотная характеристика ОУ с цепью отрицательной обратной связи

Обычно ОУ используется с цепями обратной связи. Введение, например, отрицательной обратной связи (ООС) позволяет увеличить R_вх, уменьшить R_вых, расширить полосу пропускания, уменьшить искажения. Однако, вследствие сдвига фазы между входным и выходным сигналами ОУ, на некоторых частотах обратная связь может стать положительной. Если на этих частотах коэффициент усиления усилителя больше единицы, то на выходе схемы возникают автоколебания.

Рассмотрим трехкаскадный усилитель, охваченный ООС по напряжению (рис. 81).



Рис. 81. Схема усилителя с ООС - а, его логарифмические АЧХ -б и ФЧХ - в

Если считать АЧХ усилителя линейной, то U_вых = K₀U_вх. Из рис. 81, а следует

,

где

= R₁ / (R₁ + R_ос) - коэффициент обратной связи.

Полагая, что отношение

U_вых/ U_вх = K_ос, находим

K_ос = А₀/ (1 + А₀).

Так как А₀ велико можно считать .

Таким образом введение ООС уменьшает значение коэффициента усиления и как видно из рис. 81, б расширяет полосу пропускания усилителя. Однако если линия 1/ пересекает АЧХ усилителя в точке, которой соответствует частота большая f_кр, усилитель самовозбудится. На частотах выше f_кр фазовый сдвиг выходного сигнала достигает -180 или превышает эту величину. Вместе с начальным схемотехническим сдвигом 180 (обратная связь-отрицательная) суммарный фазовый сдвиг по цепи ООС на частоте f_кр составит = 360, что и вызовет самовозбуждение схемы в случае K_oc = 1/ > 1. Следовательно, глубина отрицательной обратной связи ограничивается условиями устойчивости усилителя. На рис. 81, б возможные значения K_oc при которых, усилитель устойчиво работает, лежат в зоне 1.

Отсюда вытекает основное требование обеспечения устойчивости: прямая, соответствующая коэффициенту передачи ОУ с ООС K_oc = 1/ должна пересекать участок АЧХ с наклоном -20 дБ/дек. Это обеспечивает максимальный запас фазы по цепи ООС до самовозбуждения, равный 90 (при принятой аппроксимации ФЧХ) на второй частоте среза f_{гр 2}. Реально же этот запас на частоте f_{гр 2} составляет 45. На частоте f_кр этого запаса нет.

В ряде случаев может оказаться достаточным и меньший запас по фазе. Поэтому в ОУ с ООС может быть использована и часть участка АЧХ с наклоном -40 дБ/дек.

Если возникает необходимость построить усилитель, с ООС для которого не удается выполнить условия устойчивости, то в него необходимо внести цепи частотной коррекции. Частотная коррекция сводится в простейшем случае к срезанию лишней полосы частот. Если цепи коррекции выбраны так, что наклон результирующей АЧХ ОУ составляет -20 дБ/дек и она проходит через точку частоты единичного усиления f_т, то усилитель имеет полностью скорректированную частотную характеристику (рис. 82). Фазовый сдвиг на высокочастотном участке АЧХ составляет -90, что соответствует максимальному запасу до самовозбуждения 90.

Частотная коррекция осуществляется с помощью внешних или внутренних RC цепей.

Усилители с внутренней коррекцией сохраняют устойчивость независимо от величины обратной связи. Однако такие усилители имеют ограниченную полосу пропускания и не позволяют в полной мере использовать динамические свойства усилителя для K_ос>> 1, так как коррекция обычно выполняется для наихудшего случая т. е. K_ос = 1.

Скорость нарастания выходного сигнала

Скорость нарастания определяется как максимальная скорость изменения выходного напряжения во времени:

, В/мкс.

Ответить мгновенно на изменение входного напряжения усилитель не может из-за своих внутренних емкостей. Эти емкости в процессе усиления сигнала перезаряжаются, но скорость их заряда ограничена, а следовательно ограничена и скорость изменения выходного напряжения. Скорость нарастания - это мера способности усилителя обрабатывать без искажений большие сигналы и эта способность зависит и от частоты и от выходного напряжения. Эффекты, связанные со скоростью нарастания могут вызвать значительные, не поддающиеся коррекции, искажения сигнала.

Если требуется использовать полную полосу пропускания усилителя, то приходится не допускать большого напряжения на выходе.

Для синусоидального сигнала U = U_а sin 2ft скорость нарастания dU/dt = 2f U_а cos 2ft, а ее максимальное значение составит

V = (dU/ft) max = 2fU_а.

В таблице 16 приведены малосигнальные характеристики некоторых типов ОУ компании Dallas Semiconductor (фирма Maxim).



10. ИНСТРУМЕНТАЛЬНЫЕ АНАЛОГОВЫЕИ ЦИФРОВЫЕ МИКРОСХЕМЫ

Рассматриваемые в данной главе функциональные микроэлектронные устройства нельзя однозначно отнести только к аналоговым или только к цифровым. У таких изделий или их выходные сигналы являются цифровыми и наоборот, или они управляются цифровыми сигналами. В зависимости от выполняемых функций этот тип функциональных узлов относится к аналого-цифровым (АЦП) либо к цифро-аналоговым (ЦАП) преобразователям.

10.1 Цифро-аналоговые интегральные преобразователи

Цифро-аналоговые преобразователи предназначены для создания выходной аналоговой величины, соответствующей цифровому коду, поступившему на вход преобразователя.

Простейший ЦАП можно построить на основе ОУ с весовыми резисторами на входе (рис. 83). Каждый из аналоговых ключей K₀ … K_{N -1} может находиться в одном из двух состояний: закрытом или открытом.

Рис. 83. Простейший ЦАП с весовыми резисторами на входе

Сопротивление резисторов соседних разрядов отличаются в 2 раза. Выходное напряжение ЦАП является функцией полного сопротивления резистивной матрицы которое в свою очередь определяется состояниями ключей, т. е.:

, где

, a K = [1, 0].

Выбрав E_on, R, R_oc таким, чтобы было справедливо равенство

получим ЦАП имеющий 2^N состояний.