Точность такого преобразователя определяется разбросом и стабильностью параметров резисторов матрицы, аналоговых ключей, ОУ. При большой разрядности ЦАП технологически очень трудно выполнить резисторы с перепадом сопротивлений в 2^{N -1} раза. Технологически удобно изготовлять резисторы по возможности с одинаковыми сопротивлениями. В этом случае необходимый коэффициент передачи эталонного напряжения формируется с помощью многозвеньевого делителя напряжения на основе матрицы сопротивлений типа R - 2R рис. 84.

Рис. 84. ЦАП с резистивной матрицей типа R - 2R

Такая схема имеет коэффициент использования эталонного напряжения равный 2/3 в то время как в предыдущей этот коэффициент равен 1.

Однако, несмотря на этот недостаток и на большее число элементов схемы, резистивная матрица типа R - 2R имеет преимущество как более технологичная.

В рассмотренных схемах ЦАП время выполнения операции преобразования определяется быстродействием ключевых схем и переходными процессами в резистивных цепях, обусловленными наличием паразитных емкостей. Второй фактор для этих схем является основным, так как значения сопротивлений обычно выбирают довольно большими, что бы пренебречь погрешностями, вносимыми конечным сопротивлением электронных ключей. С этой точки зрения схема (рис. 84) обладает более низким быстродействием, так как содержит больше паразитных емкостей и в ней используется многозвенный принцип передачи напряжения.

В рассмотренных схемах ЦАП в качестве ключей используются аналоговые коммутаторы, как на биполярных, так и на полевых транзисторах. Главным требованием, предъявляемым к таким ключам является их низкое, стабильное во времени сопротивление в открытом состоянии.

Параметры ЦАП

Характеристика преобразования (ХП). При подаче на вход ЦАП цифровых двоичных комбинаций, управляющих состояниями ключей и меняющихся от 0 до, 2^N - 1 , на его выходе появится ступенчато нарастающее напряжение. Высота каждой ступени соответствует шагу квантования U_кв. Так как U_кв определяет минимальное значение выходное напряжения аналогового сигнала

U_{вых min} = U_кв,

при выборе его значения необходимо учитывать также шумовые факторы, погрешности усиления масштабирующих усилителей.

Относительная разрешающая способность определяется как величина обратная числу уровней квантования

.

Абсолютная разрешающая способность - численно равна шагу квантования

,

где Uпш - напряжение полной шкалы, соответствующее максимальному выходному напряжению, 2^N - 1 - количество ступеней квантования.

Абсолютная погрешность преобразования d_пш показывает максимальное отклонение выходного напряжения в конечной точке реальной характеристики преобразования от выходного напряжения в конечной точке идеальной характеристики преобразования (рис. 86).

Время установления t_уст выходного напряжения или тока - интервал времени от начала изменения выходного двоичного кода от минимального до максимального значения до момента когда выходной аналоговый сигнал достигнет заданной величины.

Максимальная частота преобразования f_пр - наибольшая частота смены входных кодовых наборов.

В табл. 17 приведены типичные параметры некоторых современных микросхем ЦАП компании Dallas Semiconductor (фирма Maxim).

10.2 Аналоговые компараторы напряжения

Компараторы являются одним из основных узлов любого аналого-цифрового преобразователя и во многом определяют его параметры. Компаратор осуществляет сравнение входного напряжения U_вх с пороговым значением U_пор и формирует выходной логический сигнал 1 или 0 зависимости от знака разности сравниваемых сигналов.

Основными параметрами компараторов являются чувствительность и быстродействие.

Под чувствительностью, или разрешающей способностью, понимают минимальную разность входных аналоговых сигналов, при которой компаратор изменяет свое состояние по выходу. Разрешающая способность реального компаратора (рис. 87) является функцией

коэффициента усиления и величины логического перепада выходного напряжения.

а б

Рис. 87. Схема простейшего компаратора - а; временная диаграмма компаратора - б

Основой компаратора обычно являются операционные усилители. Компаратор, представленный на рис. 87, позволяет сравнивать сигналы одинаковой полярности. Для приведения уровней выходных напряжений к стандартам цифровых схем используются специальные формирующие цепи. Для уменьшения времени переключения в компараторах применяют положительные обратные связи.

На основе ранее рассмотренных типовых включений ОУ реализуется большое количество схем компараторов различного назначения.

10.3 Аналого-цифровые преобразователи

Аналого-цифровой преобразователь (АЦП) - устройство, преобразующее значение непрерывной аналоговой величины в эквивалентный ей цифровой код.

10.3.1 Временная дискретизация непрерывных сигналов

Процедура преобразования непрерывных сигналов в цифровую форму состоит из двух этапов: дискретизации сигналов по времени и квантования по амплитуде. Наиболее важным с точки зрения вносимых погрешностей преобразования является первый этап.

Временная дискретизация непрерывного сигнала заключается в накоплении его отсчетов, взятых через некоторый постоянный или изменяющийся интервал времени T , называемый периодом дискретизации (рис. 88).

Для того чтобы функция U^*(t) полностью отображала U(t), необходимо определенным обра-зом выбирать T и .

Согласно теореме Найквиста-Котельникова непрерывный сигнал U(t) с максимальной частотой в спектре f_В полностью описывается выборочными значениями U(nT), взятыми через интервал времени

, т. е.

.

Так как все реальные сообщения (сигналы) имеют практически безграничный спектр, то T выбрать можно лишь приблизительно. Поэтому дескретизированный сигнал отображает исходный непрерывный с некоторой точностью, зависящей от T.

На практике интервал дискретизации T, полученный исходя из выше приведенных соображений, уменьшают в 2…5 раз.

В процессе аналого-цифрового преобразования, который длится некоторое время Дt_a = t₂ - t₁ (рис. 89.), сигнал (переменный) изменяет свое значение на некоторую величину ДU_a .

Интервал времени Дt_a = ф называют аппертурным временем, а величину ДU_a - аппертурной ошибкой:

.

Кроме того, значение двоичного кода, полученное в момент времени t₂ не будет соответствовать значению сигнала в момент времени t₁, с которым этот код отождествляют.

Оценим величину аппертурной ошибки в зависимости от аппертурного времени на примере гармонического сигнала U₀ sin щ₀ t.

Максимальная производная синусоидального сигнала равна:

Откуда

ДU_{a max} = U₀ щ₀Дt_a .

Если потребовать, чтобы ДU_max не превышала единицы младшего разряда (в двоичном коде), то для N-разрядного АЦП должно выполняться условие:

,

где U₀ = 2^N , ДU_max = 1.

Полученное выражение позволяет оценить требуемое аппертурное время АЦП при преобразовании сигнала с щ_В = щ₀ при заданной ошибке преобразования как

.

Проведем сравнительный анализ величин Дt_a и T. Из теоремы Котельникова следует, что

, а ,

тогда

.

Полученные ограничения на Дt_a предъявляют очень жесткие требования к быстродействию АЦП. В быстродействующих АЦП данная проблема решается путем применения устройств выборки-хранения (УВХ). УВХ запоминают уровень преобразуемого сигнала в точке t₁ (рис. 89) и хранит этот уровень до момента t₂ . Это позволяет существенно уменьшить аппертурную ошибку, а аппертурное время АЦП увеличить до величины практически равной интервалу дискретизации.

10.3.2 Структура микроэлектронных АЦП

В полупроводниковых АЦП наибольшее распространение получили три известных принципа преобразования:

последовательного счета;

поразрядного кодирования (последовательного приближения);

параллельного преобразования.

АЦП последовательного счета

Простейший АЦП данного типа и его временная диаграмма представлены на рис. 90.

АЦП состоит из компаратора, ЦАП, двоичного счетчика, выходного буферного регистра. После команд СБРОС и ПУСК, подаваемых на АЦП, импульсы тактового генератора начинают увеличивать показания счетчика, а, следовательно, и выходной сигнал ЦАП Ч(t) ступеньками по Дx. Компаратор определяет разницу между Ч и Б. Если окажется, что Ч - Б > 0, компаратор вырабатывает сигнал СТОП, счетчик останавливается и индицирует двоичный код, эквивалентный входному сигналу U_вх = Б. Недостатком такой схемы АЦП является ее низкое быстродействие, зависящее от величины входного сигнала.

а б

Рис. 90. Структура АЦП последовательного счета - а, временная диаграмма - б

Например, пусть f_T = 10 мГц и число разрядов счетчика N = 12. Максимальное число импульсов заполнения счетчика , тогда максимальная частота отсчетов входного сигнала составит F_отсч ? f_T/K ? 10⁷/(4 · 10³) = 2,5 · 10³ Гц, а высшая частота в спектре входного сигнала не может превысить F_в ? 1,25 · 10³ Гц.

АЦП последовательного приближения

Упрощенная схема АЦП последовательного приближения приведена на рис.91.

После пуска схемы первым тактовым импульсом регистр памяти (РП) устанавливает старший разряд ЦАП в единицу. При этом, если U_вх > U_ЦАП, то компаратор подтверждает состояние РП и ЦАП. Следующим тактовым импульсом единица устанавливается в следующим за старшим разряде. Если окажется, что U_вх < U_ЦАП , последняя установленная в ЦАП единица заменяется компаратором на ноль, и очередная единица записывается в последующий разряд. Описанные выше действия повторяются до N-го младшего разряда. Таким образом, после N тактов сравнения U_вх и U_ЦАП, в регистре памяти сформируется N-разрядный двоичный код, который является цифровым эквивалентом входного аналогового сигнала.

Рис. 91. Схема АЦП последовательного приближения

В такой структуре АЦП полное время преобразования составит N · ДT, где ДT длительность одного такта.

При той же частоте тактового генератора f_T = 10 мГц и разрядности ЦАП N = 12 преобразование будет выполнено за 12 периодов f_T, т. е. частота отсчетов входного сигнала достигнет F_отсч = f_T/12 = 10⁷/12 = 830 кГц, а высшая частота преобразуемых сигналов F_В ? 400 кГц.

АЦП параллельного преобразования

Повысить скорость преобразования в АЦП можно используя параллельный набор возможных значений эталонного напряжения вместо их последовательного чередования, характерного для обоих рассмотренных выше принципов преобразования.

Упрощенная структура АЦП параллельного преобразования приведена на рис. 92.

Основным элементом N-разрядного АЦП являются 2^N - 1 компараторов напряжения. На один из двух входов каждого компаратора подается свое опорное напряжение, формируемое резистивной матрицей. Разность между опорными напряжениями двух соседних компараторов равна U_m / 2^N-1. Другие входы объединены, и на них подается входной сигнал. На выходах компараторов устанавливаются напряжения нуля или единицы, соответствующие сигналам на входах компараторов в момент прихода фронта тактового импульса.

После окончания импульса опроса в компараторах хранится информация о мгновенном значении входного сигнала, представленная в виде (2^N - 1) -разрядного слова. Дешифратор представляет это слово в виде N-разрядного кода, который хранится в буферном регистре.

Поскольку каждая из 2^N - 1 градаций входного сигнала оцифровывается отдельным компаратором, то время преобразования в таком АЦП определяется временем переключения компаратора и является минимально возможным.

Рис. 92. Структура АЦП параллельного преобразования

Параметры ЦАП

Статические параметры АЦП во многом по смыслу аналогичны статическим параметрам ЦАП и рассмотрены в предыдущих параграфах.

Среди динамических параметров АЦП основными являются:

максимальная частота преобразования - частота дискретизации входного сигнала;

аппертурное время - время, в течение которого сохраняется неопределенность между значением выборки и временем, к которому оно относится;

аппертурная неопределенность - случайное изменение аппертурного времени в конкретной точке характеристики преобразования;

время кодирования - время, в течение которого осуществляется непосредственное преобразование установившегося значения входного сигнала (время от начала импульса запуска до появления выходного кода).

Параметры некоторых наиболее типичных микроэлектронных АЦП компании Dallas Semicondfctor (фирмы Maxim )приведены в табл. 18.

ЗАКЛЮЧЕНИЕ

Перспективы развития и применения цифровой интегральной электроники

Основное направление, в котором работают разработчики интегральных микросхем, - повышение степени интеграции. Это можно обеспечить двумя путями: увеличивая плотность упаковки элементов (уменьшая их площадь, включая площадь металлической разводки) и увеличивая размеры кристалла. Оба пути связаны с решением сложных технологических задач. Не менее сложны и возникающие при создании БИС схемотехнические проблемы, поэтому решение и технологических, и схемотехнических проблем должно осуществляться одновременно и комплексно.

Опыт разработки БИС выявил ряд общих проблем, которые ограничивают повышение степени интеграции и которые нужно решать в процессе дальнейшего развития микроэлектроники.

Проблемы теплоотвода. При увеличении плотности компоновки происходит сближение элементов на кристалле. Это неизбежно ведет к возрастанию удельной мощности, рассеиваемой на единице площади. В современных кремниевых ИС допустимая удельная мощность на кристалле без дополнительного теплоотвода не превышает 5 Вт/см². Следовательно, допустимая мощность для кристалла площадью 20 мм² составляет не более 1 Вт. При средней мощности 0,5 мВт, потребляемой одним ИЛЭ, на указанном кристалле удается разместить не более 2000 логических элементов.

Для преодоления этого ограничения используется микрорежим транзисторов и таких схем, которым микрорежим свойствен. Например, для того чтобы на той же площади 20 мм² разместить 10 000 вентилей, нужно использовать ИЛЭ с потребляемой мощностью не более 0,1 мВт, т.е. ИЛЭ типа КМОП.

Попытки увеличения степени интеграции за счет увеличения площади кристалла также наталкиваются на существенные трудности. Ограничения накладываются неизбежными дислокациями (дефектами структуры) поверхности полупроводника. Любая дислокация в пределах БИС означает негодность транзистора или отдельной ИС, соответственно негодной может оказаться и БИС в целом. Следовательно, увеличение площади кристалла сопровождается увеличением процента брака.

Проблема межсоединений. Высокая сложность современных БИС может быть реализована только при использовании систем автоматизированного проектирования. Несмотря на это, в большинстве БИС не удается сделать разводку межсоединений в одной плоскости без пересечений. Поэтому для БИС характерна многослойная разводка, расположенная обычно в 2-х или 3-х плоскостях. Изоляция слоев друг от друга и соединения между слоями представляют собой особую технологическую проблему.

Контроль параметров. Электрический контроль параметров БИС до ее помещения в корпус осуществляется с помощью контактных измерительных зондов, подключаемых к контактным площадкам выводов БИС.

Если предположить, что БИС имеет 50 выводов, и учесть, что на каждом выводе может быть два значения «0» или «1», то для полноценной проверки функционирования БИС (только в статике) потребуется 2⁵⁰ 10¹⁵ измерений. При длительности каждого измерения 1 мкс контроль одной БИС займет около 25 лет.

Следовательно, контроль должен быть выборочным, а количество измерений не должно превышать 200 - 300. Причем судить о работоспособности БИС можно будет с определенной вероятностью.

Физические ограничения на размеры элементов. Размеры элементов современных БИС лежат в пределах единиц и менее микрометров. Уменьшение размеров элементов БИС приводит к появлению дополнительных ограничений.

Во-первых, начинает сказываться неравномерное (статистическое) распределение примеси в полупроводниках, т. е. количество атомов примеси на участках одинаковой площади будет различным, а, следовательно, будут различаться по параметрам элементы, сформированные на этих участках.

Во-вторых, возрастет роль технологических допусков.

В-третьих, возрастают напряженности электрических полей, и полупроводниковый слой приобретает нелинейные свойства.

Установлено также, что при линейных размерах менее 1 - 2 мкм определенную роль начинают играть шумовые флюктуации, влияние космического излучения и естественный радиационный фон Земли.

Все это свидетельствует о том, что при размерах менее 1 мкм микроэлектроника становится самостоятельным научно-техническим и технологическим направлением.