Проектирование магистральной волоконно-оптической системы передачи с повышенной пропускной способностью

Паспортные характеристики серийных КЭМ для цифровых ВОСП приведены в табл.2.4. Основными параметрами являются скорость передачи, мощность излучения.

По полученной в результате расчета по формуле Pпер = Рпр - Э мощности передачи (Рпер) и скорости передачи (В), по табл.2.4 выбираем КЭМ передачи.

Таблица 2.4. КЭМ передачи.

2.3 Оценка параметров оптического волокна

2.3.1 Выбор рабочей длины волны

Форма и длительность оптических импульсов. Оптические импульсы характеризуются зависимостью: P(t)=P₀F(t). Длительность импульсов характеризуют полной длительностью TFWHM (TFWHM - это время, в течение которого мощность импульса постоянно превышает половину от максимального значения.) по уровню половины максимальной мощности (full width at half-maximum). Мера длительности импульса - корень из временной дисперсии импульса у_ф. Сама временная дисперсия у²_ф.:

,

где - энергия импульса и координата центра импульса, которую можно считать временем прибытия импульса, а угловые скобки означают операцию усреднения по времени.

Импульсы стандартной формы. При теоретическом анализе работы систем связи часто используются импульсы стандартной формы, перечисленные ниже. Гауссов импульс F(t)=exp(-t²/T²₀),

T_FWHM=2(ln2)^1/2T₀=1,665T₀=2,35у_ф. Импульс в форме гиперболического секанса

Супергауссов импульс . При m = 1 форма этого импульса представляет собой обычный гауссовский импульс. С увеличением m передний и задний фронты супергауссовского импульса становятся все более крутыми. Если определить длительность переднего фронта TN как время, в течение которого мощность импульса возрастает от 10 до 90% от пиковой мощности, то получим T_N=(ln9)To/2m=1,1To/m,

Это выражение позволяет оценить m из измерения T₀ и T_N. Как видно из формулы, увеличение m приводит к росту крутизны фронта. При неограниченном увеличении m супергауссовский импульс переходит в прямоугольный импульс.

Прямоугольный импульс

Электрическое поле оптических импульсов. Зависимость мощности от времени не полностью описывает оптический импульс, распространяющийся в одномодовом волокне. Оптический импульс представляет собой всплеск электромагнитного излучения конечной длительности, распространяющийся вдоль оси z. Для его полного описания надо задать изменение во времени электрического поля E(t,x,y) в некотором сечении волокна. Относительное распределение поля внутри одномодового ОВ в поперечном сечении часто можно считать постоянным и для многих типов ОВ известным. В этом случае импульс полностью описывается зависимостью напряженности электрического поля во времени E(t), поскольку E(t,x,y)=e(x,y)A(x,y)E(t), где e(x,y), A(x,y) характеризуют моду ОВ.

Электрическое поле E(t) короткого оптического импульса колеблется с угловой частотой щ₀, соответствующей центральной световой длине волны импульса л₀. Используется комплексное представление поля E(t), действительная часть равна электрическому полю: , отделим член, быстро осциллирующий на несущей частоте, от более медленно меняющейся компоненты, которая называется комплексной амплитудой поля: . Комплексная амплитуда представлена в виде произведения действительной амплитуды на фазовый множитель:

Интенсивность оптического импульса связана с мощностью выражением где- эффективная площадь сечения оптического волокна.

Спектр оптических импульсов Спектр оптических импульсов можно вычислить, используя преобразование Фурье. Введем комплексную функцию . Энергетический спектр сигнала определяется квадратом модуля функции

Критические длины волн и частоты. Световоды имеют частоту отсечки (критическую частоту f0), и по ним возможна передача лишь волн длиной меньше диаметра сердцевины световода (<d).

Суммируя значения поперечных состовляющих g сердцевины и оболочки, получаем: g1²+g2²=k1² - k2²=k0(n1² - n2²), (1.2.1), где k0=2 pi/=2 pi f/c; g1²=k1² -b² -поперечная составляющая волнового числа сердцевины; k1=2 pi/ - волновое число сердцевины; b - коэффициент распространения в световоде.

Для определения f0 надо принять g2=0, т.к. при значениях g2>0 поле концентрируется в сердцевине световода, а при g2=0 оно выходит из сердцевины и процесс распространения по световоду прекращается. Тогда: g1²=k0(n1² - n2²), (1.2.2) f0= pi(n1² - n2²)^1/2.

Умножив числитель и знаменатель на радиус сердцевины r1,получим: F₀=g1 c r1/pi d(n1² - n2²)^1/2 , (1.2.4), где d - диаметр сердцевины волокна ₀=v1/f₀=(n1² -n2²)^1/2, где g1=Pnm - параметр, характеризующий тип волны (моду). Значения Pnm для различных типов волн ₀ можно найти в специализированной литературе по ОК. Из формулы видно, что чем толще сердцевина световода и чем больше отличаются n1 и n2 , тем больше критическая длина волны и ниже f0.

f0 для различных типов волн Pnm и диаметра сердцевины d приведены в таблице 2.5 ( n1=1.51 и n2=1.50 ).

Таблица 2.5 Критические частоты

При определённой л наступает режим, когда q=0 градусов, волна падает на оболочку световода и отражается перпендикулярно. В световоде устанавливается режим стоячей волны, и энергия вдоль световода не распространяется. Это соответствует случаю критической длины волны ₀ =d. Поэтому по ОВ возможна передача лишь волн длиной меньше диаметра световода ( <d ).

Рисунок 2.13. - Распространение волны в волоконном световоде для частот: а - очень высоких; б - менее высоких; в - критических

Нормированная частота. Важнейшим обобщённым параметром ОВ, используемым для оценки его свойств, является нормированная частота V:

V=((g1 a)² - (g2 a)²)^1/2=((k1² - b²)+(b² - k2²))²=(k1²- k2²)^1/2=2 pi a(n1² - n2²)^1/2/, где a - радиус сердцевины оболочки; n1 - показатель преломления сердцевины; n2 - то же, оболочки

В таблице 2.6 приведены значения нормированной частоты V при различных радиусах сердцевины волокна a, длины волн (n1=1,51).

Таблица 2.6 Нормированная частота

Значение нормированной частоты отсечки соответствует точке пересечения каждой кривой с осью V. В этом случае b/k=n2 поле излучается из световода и процесс распространения прекращается. Нормированная частота находится в пределах 0 <V < 2,405 или V=2 pi a(n1² - n2²)^1/2<2,405. Из формулы видно, что чем меньше разность dn=n1 - n2, тем при большем радиусе световода обеспечивается одномодовый режим. Так если n1=1,46, то при dn=0,01 радиус a=2,24, а при dn=0.003 получим a<4,09. То есть в последнем случае одномодовая передача реализуется при диаметре сердцевины d=8,2, что соответствует для длины волны 1,3 нм диаметру 10,7 мкм.

Определение профиля показателя преломления. Определим профиль показателя преломления, в зависимости от вида сети (таблица 2.7), в нашем случае магистральная сеть.

Таблица 2.7

Далее произведем выбор типа ОВ в соответствии с таблицей 5.5.

Таблица 2.8

2.3.2 Расчет пропускной способности ОВ

Оценка оптических несущих. Целью данного пункта является определения промежуточных частот и расстояния между соседними каналами. Рассмотрим подробно 3-е окно прозрачности (рис. 2.14).

Рис. 2.14. 3-е окно прозрачности (включая соседние диапазоны)

Рассмотрим более подробно рабочие диапазоны С и L, см. рис. 2345.

Рис. 2.15. Диапазоны С - (1530 - 1560)нм и L - (1575 - 1615)нм

Для расчета центральных несущих нам понадобится границы 3- го окна прозрачности, а именно С и L диапазонов С - (1530 - 1560)нм, L - (1575 - 1615)нм. В С - диапазоне весь интервал занимает 30 нм, а в L - диапазоне - 40нм, в сумме это 70 нм. Предположим, что длина импульса света ф_и = 10^-9 с^-1мкм. ,скорость света (),

Рис 2.16.Оптические несущие (передаваемые каналы)определение расстояния между соседними каналами в 3-м окне прозрачности

Рис 2.17. Определение расстояния между соседними каналами

,,.

,

,

,

,

Все нужные расчеты произведены, остается найти расстояние между соседними каналами, а оно определяется по формуле:

Для защитного интервала целесообразно отвести еще 0,1нм. В итоге получаем расстояние между каналами 0,4нм. Именно такое расстояние между соседними каналами обеспечит нам размещение 160 каналов в 3 -ем окне прозрачности в диапазонах С - (1530 - 1560)нм и L - (1575 - 1615)нм.

На рисунке 2.18 представлено размещение 160 каналов.

Рис. 2.18. Размещение оптических несущих в полосе пропускания ОВ в 3-м окне прозрачности.

Бюджет мощности системы. Значение порога чувствительности для фотоприемника с p-i-n фотодетектором определяется следующим выражением: (1), где Aл = Qoш(hc/eл)--коэффициент, пропорциональный энергии падающего фотона.

Qoш-параметр, характеризующий вероятность ошибки (в нашем случае Qoш=6,36 что соответствует Pош = 10-10);

h,c,e -физические постоянные- h-постоянная Планка, с- скорость света, е-заряд электрона.

-квантовая эффективность- величина, показывающая эффективность преобразования фотон-электрон равная для современных фотоприемников =0,75-0,9, -среднеквадратичное значение шумового тока приемного модуля с pin фотодиодом.

При длине волны л= 1,3 мкм коэффициент Aл = 5,7 Вт/А и при длине л = 1,55 мкм коэффициент Aл = 4,8 Вт/А. Энергия падающего излучения, соответствующая одному и тому же фототоку, уменьшается с увеличением длины волны.

Мощность шума оптического приемного модуля с p-i-n фотодетектором и полевым транзистором на входе можно определить используя выражение (2), Где: к - постоянная Больцмана, T-температура, -суммарная емкость фотодиода, предварительного усилителя и монтажа, -шум-фактор полевого транзистора ,- интегралы Персоника, Sm-крутизна полевого транзистора, K-коэффициент, характеризующий глубину интегрирования во входной цепи фотоприемника. (обычно K=10ч100, так как в противном случае усложняется корректирующее устройство оптического приемника). Подставляя (2) в (1) получим зависимость чувствительности оптического приемника от скорости передачи.

(3)

На рис. 2.19 приведена кривая расчета чувствительности оптического приемника при следующих параметрах: =0,8; Aл=4,8 Вт/А; =0,5 пФ(кривая 1), =1 пФ(кривая 2); =0,55, =0,085; Sm=35*10-3 См; Fn=1.5.

Приведенные кривые показывают что чувствительность оптического приемника с увеличением скорости передачи информации быстро уменьшается, что приводит к уменьшению бюджета системы, который равен разности уровней передающего оптического модуля и чувствительности оптического премного устройства.

В системах с WDM в оптическом канале появляется дополнительные источники потерь - оптические мультиплексор и демультиплексор. Для современных оптических мультиплексоров интерференционного типа величина затухания составляет от 1,5 до 5,2 дБ на канал - в зависимости от количества мультиплексируемых каналов. Затухание мультиплексоров интерференционного типа может меняться также в зависимости от длины волны - точнее от m - от номера мультиплексируемого канала что связано с особенностью его устройства.

Рис.2.19. Зависимость чувствительности оптического приемника с p-i-n фотодиодом от скорости передачи.

Теоретически значение затухания для оптических мультиплексоров интерференционного типа в зависимости от числа каналов рассчитывается по следующей формуле: , где 0,99-коэффициент отражения от пленки, 0,98-коэффициент пропускания тонкопленочного фильтра.

На практике значение затухания мультиплексоров интерференционного типа выше. Так для мультиплексора на 4 канала оно может колебаться от 1,8 до 2,5 дБ, для мультиплексора на 32 канала - 4,2 дБ, для мультиплексора на 40 каналов - 5,3 дБ. Достоинство этих мультиплексоров - большое переходное затухание между каналами ?60 дБ, малая чувствительность к изменениям температуры, недостатки- сложность изготовления и как следствие - высокая стоимость. Мультиплексоры решетчатого типа отличаются простотой изготовления, вносимое затухание колеблется от 3 до 4,5 дБ для 16 каналов - 3дБ, для 32 - х- 4 дБ, для 40 - 4,5 дБ. Недостаток - требуется температурная стабилизация, что увеличивает затраты на эксплуатацию.

Рассмотрим возможности проектируемой магистральной линии. Для этого будем наращивать скорость передачи с В1=2,5 Гбит/с до Вn=40 Гбит/с c шагом 2,5 Гбит/с, и рассчитывать допустимую величину затухания в оптическом тракте (бюджет системы) для

а) для систем WDM c мультиплексорами интерференционного типа

б) для систем WDM c мультиплексорами решетчатого типа

в) для систем WDM c мультиплексорами интерференционного типа (при условии идеальности их конструкции - теоретический минимум затухания).

Результаты сведем в таблицы 2.9,2.10,2.11 соответственно.

Таблица 2.9 Затухание при уплотнении по длине волны (частотный план CWDM) с применением интерференционных мультиплексоров.

Скорость передачи, Bm, Гбит/с	2,5	5	7,5	10	12,5	15	17,5	20	22,5	25	27,5	30	32,5	35	37,5	40
Количество спектрально- уплотняемых каналов m	1	2	3	4	5	6	7	8	9	10	11	12	13	14	15	16
Длина волны на которой ведется передача (ITU-T G.694.2 -частотный план CWDM) лm, мкм	1,29	1,31	1,33	1,35	1,37	1,39	1,41	1,43	1,45	1,47	1,49	1,51	1,53	1,55	1,57	1,59
Затухание, вносимое мультиплексором и демультиплексором бm	2	2	2	2	2,5	2,5	2,5	2,5	3,5	3,5	3,5	3,5	3,5	3,5	3,5	3,5
бmЧ2	4	4	4	4	5	5	5	5	7	7	7	7	7	7	7	7
Чувствительность,дБ	-27,09	-27,15	-27,22	-27,29	-27,35	-27,41	-27,47	-27,54	-27,6	-27,66	-27,71	-27,77	-27,83	-27,89	-27,94	-28
Бюджет системы, дБ при Pпер=0Дб	23,09	23,15	23,22	23,29	22,35	22,41	22,47	22,54	20,6	20,66	20,71	20,77	20,83	20,89	20,94	21

Таблица 2.10 Затухание при уплотнении по длине волны (частотный план CWDM) с применением решетчатых мультиплексоров.

Скорость передачи, Bm, Гбит/с	2,5	5	7,5	10	12,5	15	17,5	20	22,5	25	27,5	30	32,5	35	37,5	40
Количество спектрально- уплотняемых каналов m	1	2	3	4	5	6	7	8	9	10	11	12	13	14	15	16
л на которой ведется передача (ITU-T G.694.2 -CWDM) лm,мкм	1,29	1,31	1,33	1,35	1,37	1,39	1,41	1,43	1,45	1,47	1,49	1,51	1,53	1,55	1,57	1,59
б, вносимое mux и dmux бm	3	3	3	3	3	3	3	3	3	3	3	3	3	3	3	3
бmЧ2	6	6	6	6	6	6	6	6	6	6	6	6	6	6	6	6
Чувствительность,дБ	-27,09	-27,15	-27,22	-27,29	-27,35	-27,41	-27,47	-27,54	-27,6	-27,66	-27,71	-27,77	-27,83	-27,89	-27,94	-28
Бюджет системы, дБ при Pпер=0Дб	21,09	21,15	21,22	21,29	21,35	21,41	21,47	21,54	21,6	21,66	21,71	21,77	21,83	21,89	21,94	22

Таблица 2.11 Затухание при уплотнении по длине волны (частотный план CWDM) с применением интерференционных мультиплексоров (теоретический предел).

Скорость передачи, Bm, Bm Гбит/с	2,5	5	7,5	10	12,5	15	17,5	20	22,5	25	27,5	30	32,5	35	37,5	40
Количество спектрально- уплотняемых каналов m	1	2	3	4	5	6	7	8	9	10	11	12	13	14	15	16
л на которой ведется передача (ITU-T G.694.2 -CWDM)лm, мкм	1,29	1,31	1,33	1,35	1,37	1,39	1,41	1,43	1,45	1,47	1,49	1,51	1,53	1,55	1,57	1,59
б, вносимое mux и dmux бm	0,0877	0,131	0,175	0,2186	0,2623	0,306	0,349	0,393	0,436	0,480	0,524	0,567	0,611	0,655	0,698	0,742
бmЧ2	0,175	0,262	0,35	0,437	0,524	0,611	0,699	0,786	0,873	0,961	1,048	1,135	1,223	1,310	1,397	1,484
Чувствитель- ность,дБ	-27,09	-27,15	-27,22	-27,29	-27,35	-27,41	-27,47	-27,54	-27,6	-27,66	-27,71	-27,77	-27,83	-27,89	-27,94	-28
Бюджет системы, дБ при Pпер=0Дб	26,92	26,89	26,87	26,85	26,83	26,8	26,77	26,75	26,73	26,7	26,66	26,63	26,60	26,58	26,54	26,52

Анализируя полученные данные можно сказать, что в высокоскоростных системах применение технологии WDM c точки зрения сохранения бюджета системы выглядит более перспективно. После скорости 7,5 Гбит/с при использовании любого из рассмотренных типов мультиплексоров виден выигрыш в скорости передачи.

Рис. 2.20. Зависимость бюджета мощности системы от скорости передачи для систем с WDM.

2.3.3 Выбор метода модуляции оптической несущей

Основы линейного кодирования. Полученный в результате квантования и двоичного кодирования цифровой поток оптимален с точки зрения ошибок квантования, но требует оптимизации для передачи по каналу связи. Это обусловлено в основном следующими причинами:

- широкий спектр цифрового потока затрудняет как передачу его по каналу связи с ограниченной полосой пропускания, так и обеспечение, и, особенно, восстановление синхронизации;

- спектр сигнала имеет значительную долю низкочастотных составляющих, которые могут интерферировать с составляющими передаваемого низкочастотного сигнала;

- спектр содержит большую постоянную составляющую, что осложняет фильтрацию напряжения сети питания.

Чтобы оптимизировать спектр сигнала для передачи в линии необходимо обеспечить:

- минимальную спектральную плотность на нулевой частоте и ее ограничение на нижних частотах;

- информацию о тактовой частоте передаваемого сигнала в виде дискретной составляющей, легко выделяемой на фоне непрерывной части спектра;

- достаточно узкополосный непрерывный спектр для передачи сигнала в линии без искажений;

- малую избыточность, для снижения относительной скорости передачи в линии;

- минимально возможные длины блоков повторяющихся символов - "1" или "0", - и неравенство числа единиц и нулей в кодовых комбинациях (диспаритетность).

Задачи оптимизации сигнала для прохождения через устройство сопряжения с линией (интерфейс) и по линии решают интерфейсное кодирование и линейное кодирование.

Для двоичного кодирования число уровней входного сигнала m=2, а число уровней выходного сигнала n может быть равно n=2 (двухуровневое кодирование) или n=3 (трехуровневое кодирование). При этом кодирование может быть как однополярным, так и двухполярным. В различных методах кодирования "1" может быть представлена как положительным прямоугольным импульсом на полную длину или половину длины двоичного интервала, так и переходом с "+1" на "0" или "-1" в центре интервала. При этом "0" может быть представлен отрицательным импульсом, соответствующей длины, отсутствием импульса, или обратным переходом с "-1" или "0" на "+1" в центре интервала.

Для ограничения длины блоков повторяющихся символов типа "11..11" или "00..00" используется инверсия полярности импульсов регулярной кодовой последовательности или вставки, позволяющие сохранить соотношение числа нулей и единиц (паритет) кодовой комбинации.

Наиболее распространенный интерфейсный код - HDB3 (High-Density Bipolar code of order 3). Это двухполярный код высокой плотности порядка 3. Код с инверсией на "1", в котором каждый блок "0000" заменяется на блок "B00V". Здесь "V" -инвертированный импульс, а "B" - вставка импульса, выполняемая так, чтобы число "B" импульсов между последовательными "V" импульсами было нечетным. Широко применяются следующие коды.

Код RZ (Return to Zero). Это основополагающий трехуровневый код с возвращением к нулю.

Код NRZ (Non Return to Zero). Это основополагающий двухуровневый код без возвращения к нулю. Он может быть как однополярным, так и двухполярным.

Блочные коды типа mBnB. Здесь m - длина (в битах) блоков, на которые разбивается исходная последовательность, а n - соответствующая им длина ( в битах) блоков, составленных из кодовых символов (n> m). При использовании блочных кодов скорость передачи в линии в n/m раз больше скорости передачи исходной кодовой последовательности.

Указанные коды могут быть использованы и как интерфейсные и как линейные. При этом, если в случае использования в качестве направляющей среды электрических цепей (симметричные или коаксиальные пары), радиоканалов интерфейсные и линейные коды могут совпадать, то в случае волоконно-оптических линий передачи - нет. В оптических направляющих системах невозможно непосредственно использовать биполярные коды. Поэтому, при передаче цифрового потока по оптическому волокну интерфейсный код должен быть конвертирован в линейный код, обеспечивающий оптимальную передачу сигналов в оптической линии.

Рис. 2.21. Двухполярные и однополярные линейные коды.

В оптических системах передачи используют, как правило, однополярные блочные коды. Это могут быть как варианты кода RZ, так и кода NRZ. Например, как показано на рис.2.21. Основное преимущество кодов NRZ по сравнению с кодами RZ - примерно вдвое меньшая полоса частот модулированного сигнала. Однако наличие в исходном коде длинных последовательностей нулей или единиц существенно ухудшаются условия приема постоянной составляющей. Ухудшаются условия восстановления синхронизации. При использовании кода RZ эти проблемы возникают только при длинных последовательностях нулей. Для решения указанных проблем применяют либо специальные коды, либо технику скремблирования.

Специальные коды - предмет оригинальных разработок. Они имеют различную ширину полосы частот и достаточно сложные схемы кодирования/декодирования.

Скремблирование - процесс относительно простого преобразования, как правило, не изменяющего ширину полосы частот. В основе - техника шифрования данных с взаимно однозначным соответствием исходной и скремблированной последовательностей. Здесь используются простые и однотипные побитовые операции между исходной и эталонной последовательностями.

Виды модуляции (форматы линейной кодовой последовательности). Как известно, электромагнитные колебания характеризуются амплитудой, фазой и частотой. В зависимости от того, какой из этих параметров несущей изменяют, различают амплитудную, фазовую и частотную модуляцию. При модуляции несущей цифровым потоком говорят об амплитудной (ASK - amplitude-shift keying), фазовой (PSK - phase- shift keying) и частотной (FSK - frequency- shift keying) манипуляции.

Наиболее просто реализуется ASK. Поскольку в оптических системах передачи манипулируют интенсивностью оптического несущего колебания, то вместо термина "амплитудная модуляция" используют термин "модуляция интенсивности". Если в качестве линейного кода ВОЛП используется однополярный вариант кода NRZ или RZ, то модуляция интенсивности (ASK) сводится к посылке короткого оптического импульса (включению источника оптического излучения) при передаче "1" и выключению при передаче нуля. В случае кода RZ длительность импульса меньше половины длительности двоичного интервала, а момент посылки соответствует середине этого интервала (срезу импульса RZ). Такой метод называется модуляцией/манипуляцией по типу "включено-выключено" (OOK - On-Off Keying). Как правило, модуляция интенсивности применяется совместно с методом прямого детектирования (IM/DD - intensity modulation with direct detection). Это наиболее распространенный на сегодняшний день способ модуляции/демодуляции для ВОЛП.

При фазовой модуляции линейным кодом (PSK) манипулируют фазой оптической несущей, не изменяя ее амплитуду и частоту, так, что модулированное оптическое излучение фактически является непрерывным. Для двоичной PSK фаза принимает значения 00 и 1800. Для многоуровневой PSK изменяется дискретно. Например, при восьми уровнях через 450. Фазовая модуляция требует применения когерентного приема.

При частотной модуляции линейным кодом (FSK) манипулируют частотой f оптической несущей. Частота изменяется на величину Дf, принимая значения (f+Дf) при передаче "1" и (f-Дf) при передаче "0". Как видим, работает по принципу модуляциии/манипуляции типа "включено-выключено". Типичное значение сдвига частот около 1 Гц. Общая полоса частот FSK-модулированного оптического сигнала составляет примерно 2(Дf+B), где B скорость передачи линейной кодовой последовательности, а Дf - сдвиг частоты.

Различают широкополосную и узкополосную FSK. В случае, когда девиация (сдвиг) частоты велика, так что Дf>>B и полоса частот модулированного оптического сигнала составляет около 2Дf, частотную манипуляцию называют широкополосной. В случае, когда девиация мала, так что Дf<<B и полоса частот модулированного оптического сигнала составляет около 2B, частотную манипуляцию называют узкополосной. В обоих случаях глубину модуляции характеризуют коэффициентом вFM=Дf/B.Очевидно, что коэффициент модуляции принимает значения вFM>>1 или вFM<<1.

Рис.2.22. Примеры реализации видов модуляции.

FSK имеет существенные преимущества по сравнению с ASK и PSK, в частности по отношению сигнал/помеха (SNR - signal noise ratio). Однако этот метод требует когерентного приема, что существенно осложняет его практическую реализацию на оптических линиях передачи.

Принципы реализации ASK, PSK и FSK на примере кода NRZ иллюстрирует рис.2.22.

Методы модуляции оптической несущей. Прежде всего, различают прямую модуляцию оптического излучения лазера током накачки и с помощью внешнего модулятора. Также различают непосредственную модуляцию оптической несущей и модуляцию с использованием промежуточной поднесущей. Кроме того, применяются комбинации перечисленных способов. Например, модуляция с использованием поднесущей и внешнего генератора.

Наиболее широко применяется метод прямой модуляции излучения лазера. Линейной кодовой последовательностью (ЛКП) модулируют ток накачки лазера, обеспечивая тем самым манипуляцию интенсивности его оптического излучения в соответствии с ЛКП по принципу включено-выключено (OOK). Достоинство метода простота и дешевизна реализации. Однако он имеет ряд существенных недостатков.

Нелинейная зависимость мощности оптического излучения лазерного диода от тока накачки (нелинейность ватт-амперной характеристики) ограничивает область применения метода или требует применения специальных методов ее линеаризации.

Невозможно в полной мере реализовать преимущества PSK и FSK. Метод не эффективен в системах спектрального уплотнения, где несколько источников модулирующих сигналов мультиплексируются для передачи по одной оптической несущей.

Имеет место динамическое влияние на спектр оптического излучения и амплитуды отдельных мод резонатора. Нелинейная зависимость показателя преломления материала заполнения резонатора лазера тока накачки приводит к линейной модуляции фазы оптических импульсов - чирпированию импульсов. Чирпэффект при соответствующих условиях вызывает дополнительное уширение оптических импульсов.

Указанных недостатков можно избежать при использовании стабилизированных источников оптического излучения и внешнего модулятора. Это улучшает функциональные характеристики систем передачи и гибкость системы в целом. Например, это позволяет при необходимости менять формат используемой ЛКП.

Вместо использования непосредственной модуляции оптической несущей, для которой трудно найти электронные компоненты, учитывая высокую частоту оптической несущей (порядка 100 ТГц), можно осуществить процесс модуляции на более низких частотах, используя промежуточную несущую или поднесущую на частоте в диапазоне 10 МГц - 10 ГГц. Этой модулированной поднесущей затем модулируют основную оптическую несущую. Главное преимущество этой схемы модуляции в возможности использования различных стандартных методов и устройств, разработанных для конкретного диапазона частот. Поднесущие также используются при реализации систем спектрального уплотнения. Отдельными входными потоками модулируют свои поднесущие, которые с помощью мультиплексора объединяют в общий сигнал, модулирующий оптическую несущую.

Методы приема. Выбор методов приема - детектирования (демодуляции) оптического сигнала зависит от того, какой из видов модуляции используется - модуляция интенсивности, фазовая или частотная модуляция (ASK, PSK или FSK). Как уже отмечалось выше, при модуляции интенсивности оптического излучения на приеме используется метод прямого детектирования, а при фазовой и частотной модуляции требуется когерентный прием.

Метод прямого детектирования основан на том, что ток на выходе фотодетектора пропорционален поступающей на его вход мощности оптического излучения. Соответственно приемник ВОСП, реализующий данный метод в общем случае включает фотодетектор, усилитель и фильтр нижних частот. В идеальной системе связи присутствует только дробовой шум оптического сигнала, который и определяет квантовый предел детектирования.

Фотодетекторы чувствительны к потоку фотонов и не воспринимают фазу воздействующего когерентного оптического излучения. Для определения фазы принимаемого оптического излучения его смешивают с когерентным и стабильным оптическим излучением эталонного источника. В результате смешения когерентных оптических сигналов возникают биения, которые регистрируются фотодетектором и содержат информацию как об интенсивности, так и о фазе принимаемого когерентного оптического сигнала. Этот метод приема и называют когерентным оптическим приемом или просто методом когерентного приема.В общем случае когерентный оптичекий приемник представляет собой оптический эквивалент супергетеродинного радиоприемника. Различают гетеродинный прием, когда длины волн оптического излучения гетеродина и принимаемого сигнала не одинаковы, и гомодинный прием, когда они равны.

2.3.4 Расчет параметров передачи оптических волокон

Расчет коэффициента затухания оптического волокна. Расчет коэффициента затухания выполняется на л центральной оптического канала, предварительно определив в каком диапазоне она лежит.

Результирующий коэффициент затухания волокна в дБм/км определяется как сумма б_макс=б_рр+б_икп+б_он.

Здесь, составляющая потерь релеевского рассеяния на длине волны л определяется соотношениями . Составляющая потерь инфракрасного поглощения на длине волны л определяется по формулам

.

Составляющая потерь, обусловленная примесями OH-, рассчитывается следующим образом:

Параметры Дб_OH, дб_РР, дб_ИКП уточняются для каждого конкретного типа ОВ в зависимости от его технических данных - значений максимальных потерь на опорных длинах волн в диапазонах C, L и на длине волны "водяного пика" диапазона E.

Расчеты выполняются в следующем порядке:

Во всем спектральном диапазоне должно выполняться неравенство где б_SX - коэффициент затухания ОВ на опорной длине волны, ближайшей к спектральному диапазону, в котором лежит л_C оптического канала, равный, соответственно, б_SO, б_SE или б_SC. Если условие неравенство не выполняется, следует полагать: .

Среднее значение коэффициента затухания оптического волокна можно приближенно оценить следующим образом : .

Расчет хроматической дисперсии. Параметр хроматической дисперсии стандартного ступенчатого волокна в пс/(нм?км) рассчитывается по формуле где л₀ - длина волны нулевой дисперсии, нм; л_C - центральная длина волны, нм; S₀ - параметр наклона спектральной характеристики дисперсии оптического волокна в точке нулевой дисперсии, пс/(нм².км).

2.3.5 Расчет параметров ЭКУ ВОЛП

Определение энергетического потенциала системы. Энергетический потенциал - определяется как допустимые оптические потери оптического тракта или ЭКУ между точками нормирования, при которых обеспечивается требуемое качество передачи цифрового оптического сигнала. Оптические потери обусловлены потерями на затухание и дополнительными потерями мощности, обусловленными влиянием отражений, дисперсии, модовых шумов и чирп-эффекта.

Энергетический потенциал рассчитывается как разность между уровнем мощности оптического излучения на передаче и уровнем чувствительности приемника где W - энергетический потенциал (перекрываемое затухание),дБм; p_пер - уровень мощности оптического излучения передатчика ВОСП, дБм; pпр - уровень чувствительности приемника, дБм.

Приемник ВОСП характеризуется как уровнем чувствительности, так и уровнем перегрузки - максимальным значением уровня мощности оптического излучения в точке нормирования оптического тракта на приеме, при которых обеспечивается требуемое качество передачи цифрового оптического сигнала. Разность между уровнем перегрузки и уровнем чувствительности приемника ВОСП определяет пределы регулировки АРУ системы - ДA. Типичное значение ДA=20 дБм.

Передача информации с требуемым качеством на регенерационном участке ВОЛП без оптических усилителей, учитывая потери и дисперсионные искажения, обеспечивается за счет запаса мощности, равного разности между энергетическим потенциалом ВОСП и затратами оптической мощности на потери и подавление помех и искажений оптических импульсов в линии где Aэку - затухание ЭКУ совместно со станционными кабелями (патчкордами); Уai - суммарное значение дополнительных потерь, дБ. Для нормальной работы ВОЛП необходимо, чтобы эксплуатационный запас на ЭКУ превышал нормируемое минимально допустимое значение равное . То есть, выполнялось условие A_З>A_Здоп . Это условие баланса бюджета мощности на ЭКУ. Максимальное значение затухания ЭКУ совместно со станционными кабелями (патчкордами) рассчитывается следующим образом: где NНС - число неразъемных соединений ОВ на ЭКУ. Количество неразъемных соединений на ЭКУ равно . Суммарное значение дополнительных потерь складывается из дополнительных потерь за счет собственных шумов лазера, за счет за счет шумов из-за излучения оптической мощности при передаче "нуля", за счет шумов межсимвольной интерференции и, соответственно, равно

Дополнительные потери из-за собственных шумов источника излучения рассчитываются по формуле

Значение параметра собственных шумов источника - RIN обычно лежит в пределах -120< у_RIN<-140 дБм. Параметр Q определяется в зависимости от заданного максимально допустимого коэффициента ошибок BER из уравнения

Дополнительные потери за счет шумов из-за излучения оптической мощности при передаче "нуля" определяются по формуле здесь е - отношение мощности оптического излучения источника при передаче "нуля" к мощности оптического излучения при передаче "единицы". Как правило, значение этой величины лежит в пределах 0,01 ? е ? 0,1.

Параметр е связан с коэффициентом гашения, равным отношению мощности оптического излучения при передаче логической единицы цифрового сигнала к мощности оптического излучения при передаче логического нуля, выраженным в дБм.

Расчет длины элементарного кабельного участка ВОЛП. В соответствии с требованиями нормативно-технической документации определяют значения номинальной, минимальной и максимальной длины элементарного кабельного участка (ЭКУ). Эти длины ЭКУ определяются бюджетом мощности ВОСП, потерями и дисперсией оптического линейного тракта. Они рассчитываются по следующим формулам

где * W - энергетический потенциал ВОСП, дБ; * AЭЗА - эксплуатационный запас аппаратуры дБ; * A_ЭЗК - эксплуатационный запас ОК, дБ; * AРС - потери в разъемных соединениях, дБ; * A_НСмакс - максимальное значение потерь неразъемного соединения, дБ; * НС A - среднее значение потерь неразъемного соединения, дБ; * AД - эксплуатационный запас энергетического потенциала на дисперсию, учитываемый на регенерационных участках предельной длины с оптическими усилителями, дБ; * ДA - пределы регулировки АРУ, дБ; * б макс - максимальное значение коэффициента затухания ОВ, дБ/км; * б - среднее значение коэффициента затухания ОВ, дБ/км; * l - средняя строительная длина ОК, км; * B - параметр; * Дa - погрешность измерения затухания, дБ.

Параметр B определяется по формуле где л - рабочая длина волны, мкм. Строительная длина ОК лежит в пределах от 1,0 км до 6,0 км. Ее среднее значение составляет 4,0 км.

Согласно условиям на регенерационном участке нет линейных оптических усилителей и компенсаторов дисперсии, то длины ЭКУ ограничены и в первом приближении при расчетах будем полагать AД=0 дБ.

Расчет дисперсионных характеристик ОВ на ЭКУ. Длина регенерационного участка ВОЛП ограничивается не только затуханием, но и дисперсией линии передачи. Допустимые значения хроматической и поляризационной модовой дисперсии на регенерационном участке ВОЛП зависят от скорости передачи линейной кодовой последовательности. В случае применения кода NRZ и модуляции без чирпа в соответствии с рекомендациями ITU-T максимально допустимые для РУ значения хроматической дисперсии DРУ в пс/нм и поляризационной модовой дисперсии PMD_РУ в пс при ухудшении отношения ОСШ не более, чем на 1,0 дБ, определяются по формулам , где B - скорость передачи в линии, Гбит/с.

Приведенное к одному километру длины линии передачи значение хроматической дисперсии ОВ определяется формулой где Dов - значение параметра дисперсии оптического волокна, определяемое по его техническим данным, пс/(нм . км); Дл - ширина линии излучения лазера, нм.

Прогнозируемые значения хроматической дисперсии на ЭКУ определятся, соответственно, следующим образом:

А прогнозируемые значения поляризационной модовой дисперсии рассчитываются по формулам

Значение эксплуатационный запаса на дисперсию равно дополнительным потерям (приращению уровня помех) из-за шумов межсимвольной интерференции (ISI), которые включают в себя перекрестные помехи и шумы синхронизации. То есть Д ISI A = a . Эти дополнительные потери равны

,

где To - время нарастания фронта оптического импульса на выходе источника излучения от 10% до 90% его максимального значения, с; T_L - Время нарастания фронта оптического импульса на выходе оптического приемника от 10% до 90% его максимального значения, с. Время нарастания фронта оптического импульса на выходе источника излучения определяется как

Время нарастания фронта оптического импульса на выходе оптического приемника рассчитывается по формуле .

Здесь R BW - полоса пропускания фотоприемника, Гц; у_эку - среднеквадратическое значение дисперсии на ЭКУ, с.

Полоса пропускания фотоприемника выбирается из условия BWr ? BL.

Прогнозируемое среднеквадратическое значение дисперсии на номинальной длине ЭКУ рассчитывается по формуле .

Расчет глаз-диаграммы. Глаз-диаграмма представляет собой результат многократного наложения битовых последовательностей с выхода генератора псевдослучайной последовательности (ПСП), отображаемый на экране осциллографа в виде диаграммы распределения амплитуды сигнала по времени. Пример глаз-диаграммы представлен на рис.2.23.

Предварительно вычислите уровень мощности источника оптического излучения лазера, дБ: , где P0 - уровень мощности на выходе источника оптического излучения. Уровень мощности оптического сигнала на входе фотоприемника ВОСП определяется суммарными потерями в ОВ на ЭКУ ВОЛП а также суммарным значением дополнительных потерь:

Рис. 2.23. Глаз-диаграмма, полученная с помощью анализатора канала

Приведенная ко входу фотоприемника ВОСП мощность оптического сигнала в мВт:

Для расчета помехозащищенности канала ЦСП необходимо также оценить мощность шума фотоприемника P_noise. На практике фотоприемные устройства высокоскоростных ВОСП проектируются таким образом, чтобы логарифм отношения полосы пропускания электрического фильтра к полосе пропускания оптического фильтра составлял не менее 2 дБ. В этом случае выполняется следующее условие по отношению сигнал/шум: , где OSNR - оптическое отношение сигнал/шум (Optical Signal-to-Noise Ratio);

Qном - номинальное значение Q-фактора, соответствующего нормированному коэффициенту ошибок BERном. Согласно определению, уровень чувствительности фотоприемника ВОСП - это минимальное значение уровня мощности оптического излучения в точке нормирования оптического тракта на приеме, при которых обеспечивается требуемое качество передачи цифрового оптического сигнала. С учетом вышесказанного, максимальный уровень мощности шума фотоприемника pnoise можно оценить по следующей формуле: , где pR - уровень чувствительности фотоприемника, дБ; pnoise - уровень шума фотоприемника, дБ.

Чувствительность фотоприемника и мощность шума в мВт рассчитывается как . Построение глаз-диаграммы осуществляется путем наложения отклика системы в предположении гауссовой формы импульса на передачу "изолированного" логического "0" в последовательности логических "1" (например, комбинация 101 - при 3-х символьной последовательности): и отклика системы на передачу "изолированной" логической "1" в последовательности логических "0" (например, комбинация 010 - при 3-х символьной последовательности) , где sL - среднеквадратическая длительность гауссова импульса на выходе фотоприемника ОСП; данная величина непосредственно связана с TL следующим соотношением: , Т - интервал передачи битовой последовательности: , где Nsymb - количество символов битовой последовательности, в данном случае принять Nsymb =3; ф05 - длительность импульса на уровне 0,5 от его максимума на выходе источника оптического излучения; обратно пропорциональна скорости передачи сигнала в линии: . Построение глаз-диаграммы в диапазоне (-2.Т; 2.Т). На диаграмме указывают мощность шума фотоприемника, а также, по возможности, чувствительность фотоприемника (если мощность сигнала на выходе фотоприемника PL и чувствительность фотоприемника PR - одного порядка). Пример построения глаз-диаграммы на рис. 2.24.

Рис. 2.24. Пример построения глаз-диаграммы

Фундаментальным показателем качества ЦСП является коэффициент ошибок BER. Работа ЦСП считается нормальной только в том случае, если BER не превышает определенное допустимое значение, соответствующее используемому сетевому стандарту.

Известна методика оценки коэффициента ошибок BER на основе определения Q-фактора. Q-фактор - это параметр, который непосредственно отражает качество сигнала цифровой СП. Существует определенная функциональная зависимость Q-фактора сигнала и измеряемого коэффициента ошибок BER. Q-фактор определяется путем статистической обработки результатов измерения амплитуды и фазы сигнала на электрической уровне, а именно - непосредственно по глаз-диаграмме. При этом выполняется построение функции распределения состояний "1" и "0", а для этих распределений, в предположении их Гауссовой формы, оцениваются математические ожидания состояний E1 и E0 и их среднеквадратические отклонения у 1 и у0.

Предварительно, для оценки параметров распределений состояний "1" и "0", определяют точку максимального раскрыва глаздиаграммы (рис. 2.25):

Рассчитывают границы раскрыва глаз-диаграммы (зоны принятия решения), соответствующие минимальной зарегистрированной мощности при передаче логической "1" P1min и максимальной зарегистрированной мощности при передаче логического "0" P0max:

Рис. 2.25. К оценке параметров распределений логических состояний "1" и "0".

Исходя из предположения гауссова распределения состояний логической "1" и логического "0", определите характеристики распределений состояний - математическое ожидание E1 и E0: и среднеквадратическое отклонение у1 и у0 , соответственно, воспользовавшись правилом "три сигма":



Q-фактор рассчитывается по следующей формуле: . При этом сам коэффициент ошибок BER определяется по следующей формуле: где erfc - вспомогательная функция интеграла ошибок:

3. Техническая часть

3.1 Разработка структурной схемы ВОСП со спектральным уплотнением

Анализируя исходные данные технического задания: скорость передачи 10 Гбит/с и л=1550 нм, можно сделать вывод, что система передачи подходит под уровень STM - 64 (9,953,280 Мбит/с) синхронной цифровой иерархии (SDH).

Исходя из этого, структуру двухточечной системы связи, разрабатываю согласно стандарту SDH (ANSI T1.105-1998 Digital Hierarchy Optical Inteerface Rates and Formats Specification)

Рис. 3.1. Структурная схема системы передачи используемая в стандарте Sonet (SDH)

В соответствии с данной структурой иерархия уровней, отражающая данный стандарт, включает:

1. Волоконную оптику (PHOT - в стандарте описана как фотоника), содержащую источник излучения, фотоприемник, кабель, коннекторы, соединители и другие оптические компоненты, служащие для передачи оптического сигнала;

2. Секцию (STE), включающую интерфейс и электронику оптического передатчика и приемника, которые определяют условия прохождения сигнала, следовательно, именно здесь сигнал окончательно преобразуется в нужный формат для оптического передатчика;

3. Линейное терминальное оборудование (LTE), которое обычно представляет последний мультиплексор, объединяющий все сигнальные каналы в один канал;

4. Канальное терминальное оборудование (РТЕ), которое конвертирует входные аналоговые или цифровые сигналы в канальный формат, совместимый с мультиплексором на конце линии, и включает электронную аппаратуру модулирования и мультиплексирования низкого уровня.

Все оборудование конца линии и конца маршрута можно объединить в одну категорию под названием "формирование сигнала". В условиях современного производства большинство оборудования для формирования сигнала представляет собой стандартизированные подсистемы, разработанные для различных классов сетей. Выходной сигнал последнего в линии мультиплексора (передающий конец LTE) и требования к сигналам на входе линейного демультиплексора (принимающий конец LTE) определяют тип интерфейса и параметры функционирования уровня волоконной оптики. Поэтому в результате модуляции и мультиплексирования данный уровень будет функционировать в совершенно другом формате сигналов и полосе частот, чем исходный сигнал или сигналы. Например, аудиоканалы могут быть преобразованы в кодированный импульсами сигнал и затем мультиплексированы по длине волны с тем, чтобы сформировать для передачи поток цифровых импульсов, который требует ширины полосы рабочих частот и SNR на порядок больше чем каждый аудиоканал в отдельности.

Интерфейсы входного и выходного сигналов, как правило, соответствуют стандартной скорости передачи, формату и уровням сигнала, так, например, вход 1.544 Мбит/с DS1 и выход 44.736 Мбит/с DS3.

Стандарты синхронной передачи

Стандарт синхронной волоконно-оптической системы передачи был разработан американским институтом национальных стандартов (ANSI) и ассоциацией по обмену стандартами (ESCA) как средство, обеспечивающее стандартизацию электрических и оптических интерфейсов для будущих систем передачи. Он обеспечивает стандартизацию оптического интерфейса, помогая добиться совместимости оборудования разных производителей, а также единства электрического мультиплексирования, позволяющего объединить и переносить различные, ранее несовместимые форматы сигналов.

Данный стандарт определяет:

- североамериканскую иерархию сигналов, используемых сегодня в цифровых телефонных системах (DS-0, DS-1, DS-lc, DS-2, DS-3), цифровую сеть с интеграцией служб (ISDN) и четвертый иерархический уровень DS4NA, являющийся международным стандартом;

- набор стандартизированных сигналов управления сетью, которые обеспечивают соответствующее прохождение пользовательской информации.

Таким образом, согласно структуре SONET, она состоит из канального, линейного, секционного уровней и уровня волоконной оптики, однако не все оборудование требует использования всех уровней. Так, например, в регенераторе имеются в наличии только секционный уровень и уровень волоконной оптики, а в терминалах, которые не занимаются пропуском и вставкой сигналов, отсутствует канальный уровень. Особенности данных уровней:

Канальный уровень

Канальный уровень является высшим уровнем SONET/SDH иерархии. Он обеспечивает подготовку и мультиплексирование сигнала, необходимые для объединения передаваемых сигналов (называемых "услуги") вместе с любыми маршрутными заголовками (РОН) в единый цифровой (битовый) поток в виде синхронного фрейма (SPE). Согласно стандарту канал определяется как логическое соединение между точкой, в которой создается стандартный цикл SPE, и точкой, в которой он разъединяется. Связь в пределах уровня линии осуществляется через РОН. При этом сигналы, имеющие скорость передачи данных ниже минимальной скорости линейного уровня STS-1 (51.480 Мбит/с), переносятся в виртуальных потоках, которые объединяются с сигналами других виртуальных потоков при помощи оборудования, установленного в конце линии, чтобы создать сигнал SPE, имеющий STS скорость передачи данных: и формат, совместимый с оборудованием линейного уровня. Скорости мультиплексирования STS-N и виртуального потока приведены в табл.3.1.

Таблица 3.1

Уровень STM	Уровень OC	Линейная скорость (Мбит/с)
STM-1	OC-1 OC-3 OC-9	51.840 155.520 466.560
STM-4	OC-12 OC-18 OC-24 OC-36	622.080 933.120 1244.160 1866.240
STM-16	OC-48	2488.320

Хотя большая часть мультиплексирования (или преобразования) конвертирует сигналы в STS-1 фреймы согласно стандарту, предусмотрен также формат суперфрейма STS-N, который предназначен для выполнения таких множественных услуг, как широкополосный канал ISDN H4.

Линейный уровень

Линейный уровень предназначен для мультиплексирования SPE уровней трассы и служебной линии в битовый поток STS-N, использующий пакетный протокол для последующей передачи через уровни секции и волоконной оптики. Доступ к LOH возможен во всех точках окончания линии где порождаются сигналы STS-N.