Усилитель промежуточной частоты

Размещено на http://www.allbest.ru/

Усилитель промежуточной частоты

Техническое задание

Требуется разработать методику усилителя мощности на полевом транзисторе с барьером Шотки. Проектирование должно быть осуществлено с помощью программы Microwave Office. К усилителю предъявляются следующие требования.

1. Входная частота 2 ГГц.

2. Полоса пропускания 25% от входной частоты.

3. Коэффициент усиления мощности максимально достижимый.

4. Развязка с выхода на вход не менее 20 дБ.

5. Предусмотреть возможность регулирования коэффициента усиления.

6. Напряжение регулирования менее 5 В.

7. Входная мощность при максимальном усилении не менее 1 мВт.

8. Ток потребления не более 50 мА.

9. Напряжение питания 3 - 4 В.

10. .Габариты 3х3х0,2 мм.

В процессе работы следует определить условий получения максимального коэффициента усиления мощности и минимального коэффициента шума.

Предполагается, что усилитель будет выполнен в виде монолитной микроволновой интегральной схемы, поэтому цепи усилителя должны состоять из элементов с сосредоточенными параметрами.

1. Общие сведения об усилителях мощности

1.1 Состав усилителя мощности

Усилитель мощности содержит следующие элементы:

- активный элемент (как правило, транзистор), предназначенный для преобразования энергии источника питания в энергию колебаний,

- источник питания,

- входная и выходная согласующие цепи.

Входная согласующая цепь предназначена для преобразования входного сопротивления транзистора в сопротивление, равное внутреннему сопротивлению источника колебаний, подводимых к усилителю. Выходная согласующая цепь преобразует сопротивление нагрузки усилителя в сопротивление на выходных электродах транзистора, при котором транзистор работает в оптимальном режиме.

Если усилитель узкополосный, то указанные преобразования сопротивлений осуществляются на рабочей частоте. В широкополосных усилителях преобразования происходят в заданной полосе частот.

В настоящей работе исследуется методика проектирования усилителя на полевом транзисторе с барьером Шотки (ПТШ). Современные ПТШ диапазона СВЧ изготавливают из арсенида галлия n-типа. Обычно включают ПТШ по схеме с общим истоком, при этом источник питания подключают положительным электродом к стоку, отрицательным - к истоку. Для создания оптимального режима работы транзистора между затвором и истоком включают постоянное напряжение смещения отрицательной полярности на затворе.

Функциональная схема усилителя мощности приведена на рис.1. К затвору транзистора подведено напряжение колебаний от входного источника с внутренним сопротивлением . Постоянные напряжения затвора и стокаподводят к электродам транзистора через блокировочные индуктивности. На выходе усилителя включено сопротивление нагрузки .

Размещено на http://www.allbest.ru/

Размещено на http://www.allbest.ru/

Рис.1 Функциональная схема усилителя мощности

(1 - входная согласующая цепь, 2 - выходная согласующая цепь)

1.2 Модель полевого транзистора с барьером Шотки

Простейшей моделью транзистора является эквивалентная схема, выполненная на элементах с сосредоточенными параметрами. Для ПТШ воспользуемся вариантом, приведенном в работе - рис.2.

Рис.2. Эквивалентная схема ПТШ

На схеме применены следующие обозначения:

- генератор тока стока,

- емкость между затвором и истоком,

- емкость между затвором и стоком,

- емкость между стоком и истоком,

и - сопротивления канала транзистора со стороны истока и стока,

, , - сопротивления контактов затвора, стока и истока,

, , - индуктивности выводов затвора, стока и истока,

-цепочка моделирует область транзистора между стоком и истоком, диоды включены для моделирования вольтамперных характеристик барьера Шотки.

Свойства транзистора как активного элемента учтены в схеме генератором тока стока , причем мгновенный ток стока зависит от мгновенного напряжения на затворе и мгновенного напряжения на стоке .Свойства транзистора как нелинейного элемента учтены нелинейностью функции (, ), а также зависимостью емкостей транзистора и от соответствующих напряжений: (), (). Напряжения и отсчитываются от истока.

В данной работе используется модель полевого транзистора Т ОМ 1. Параметры модели приведены в Приложении.

1.3 Расчет статических вольтамперных характеристик транзистора в программе Microwave Office

1.3.1 Семейство выходных статических ВАХ

Составляется электрическая схема, включающая транзистор и прибор IVCURVE, предназначенный для измерения статических ВАХ. На рис.3 показана схема , в которой применен полевой транзистор с барьером Шотки, представленный моделью ТОМ 1. . Перед проведением расчетов были установлены границы и шаг изменений напряжений на электродах транзистора. Как видно из рис.3, напряжение на стоке плавно изменяется (sweep) от 0 до 5 В с шагом 0,1 В, а напряжение на затворе меняется скачками (step) от -0,8 до 0 В с шагом 0,1 В. Расчет проводился в нелинейном режиме путем вызова команд Current, Icomp.



Рис.3. Электрическая схема для расчета выходных ВАХ

Рассчитанные характеристики изображены на рис. 4.

, мА

Рис.4. Семейство выходных статических ВАХ полевого транзистора (верхняя кривая соответствует напряжению на затворе транзистора = 0 В, нижняя - напряжению = -0.8 В)

1.3.2 Переходная характеристика транзистора

Для того, чтобы рассчитать статическую переходную характеристику транзистора, то есть зависимость тока стока от напряжения на затворе нужно составить электрическую схему, показанную на рис.5.

Рис.5. Схема для расчета переходной ВАХ транзистора

Схема состоит из модели транзистора TOM 1, источника постоянного напряжения DCVS, подаваемого на сток, источника перестраиваемого напряжения DCVSS, подводимого к затвору, и амперметра I METER, измеряющего ток стока. Напряжение на затворе изменяется от -1 до 0,2 В с шагом 0,05 В. Напряжение на стоке установлено постоянным =3 В. Результат представлен на рис.6.

, мА

Рис. 6. Переходная характеристика ПТШ

1.4 Режим работы транзистора по постоянному току

Рассчитанные ВАХ (рис.4 и рис.6) дают возможность выбрать постоянное напряжение питания и постоянное напряжение смещения , которые необходимо подвести к электродам транзистора. Для того, чтобы транзистор не вышел из строя, мгновенное напряжение на стоке должно изменяться в пределах 0 < <6 В, а напряжение на затворе не должно превышать 0 В. Учитывая изложенное и принимая во внимание графики рис. 4 и рис 6, выбираем следующие постоянные напряжения: на затворе = -0.3 В, на стоке =3 В.

Электрическая схема, обеспечивающая режим работы транзистора по постоянному току, приведена на рис. 7.

Размещено на http://www.allbest.ru/

Рис.7. Схема подачи питания и смещения на транзистор

К входу транзистора подключен источник колебаний мощностью 0 дБм (1 мВт) с внутренним сопротивлением 50 Ом. Частота колебаний может быть перестроена в диапазоне 1 - 8 ГГц при помощи команды Project Option в программе Microwave Office. Для того, чтобы цепи питания и смещения не влияли на протекание переменного тока в усилителе, применены блокировочные индуктивности достаточно больших номиналов.

2. Проектирование усилителя мощности

В соответствии с рис.1, усилитель мощности состоит из транзистора, цепей питания и смещения, а также входной и выходной согласующих цепей. Целесообразно применить следующий порядок проектирования:

1) составление и расчет выходной согласующей цепи,

2) проектирование входной согласующей цепи,

3) уточнение цепей питания и смещения,

4) расчет основных характеристик усилителя,

5) моделирование усилителя во временной области,

6) корректировка схемы и параметров усилителя.

Проектируем оптимальный усилитель мощности, критерий оптимальности - максимум коэффициента усиления мощности (PGAIN)/

2.1 Выходная согласующая цепь

Выходная согласующая цепь предназначена для преобразования сопротивления нагрузки усилителя (обычно 50 Ом) в сопротивление, равное оптимальной величине , при которой усилитель имеет максимальный .Это сопротивление оказывается подключенным к выходным электродам транзистора: сток - исток. Проектирование выходной цепи осуществляем в следующем порядке:

- рассчитываем путем моделирования схемы рис.7 в программе Microwave Office при разных сопротивлениях нагрузки и находим оптимальное значение , при котором коэффициент усиления максимален;

- рассчитываем по аналитическим формулам согласующую цепь, преобразующую сопротивление нагрузки в сопротивление, равное ;

- рассчитываем зависимость коэффициента усиления мощности от частоты входных колебаний (амплитудно-частотную характеристику усилителя) с сформированной выходной цепью;

- учитывая, что при оптимальном сопротивлении нагрузки транзистора его выходное сопротивление в общем случае содержит мнимую часть , скорректируем параметры выходной цепи с целью компенсации по критерию максимума на рабочей частоте.

Рассмотрим применение изложенной методики для проектирования выходной цепи узкополосного усилителя, для работы на частоте 2 0,5 ГГц.

2.1.1 Амплитудно-частотная характеристика (АЧХ) усилителя без согласующих цепей.

На рис.8 показана АЧХ усилителя, рассчитанная по схеме рис.7 в программе Microwave Office.

, дБ

Рис. 8. АЧХ усилителя без согласующих цепей

2.1.2 Определение оптимального сопротивления нагрузки транзистора

На данном этапе рассчитываем АЧХ при разных сопротивлениях нагрузки усилителя (разных значениях Z порта P2 - рис.8). Расчеты показали, что на частоте 2 ГГц. максимален при сопротивлении 150 Ом . На рис. 9 изображена АЧХ при сопротивлении выходного порта, равном 150 Ом.

Как видно из сравнения рис. 8 и 9, увеличение сопротивления нагрузки от 50 до 150 Ом привело к увеличению коэффициента усиления мощности от 12,5 до 14,7 дБ . Для того, чтобы усилитель эффективно работал на стандартное сопротивление = 50 Ом, нужно применить согласующую цепь, которая преобразует сопротивление = 50 Ом в сопротивление = 150 Ом на выходных электродах транзистора/

, дБ

Рис.9. АЧХ усилителя при сопротивлении нагрузки = 150 Ом.

2.1.3 Аналитический расчет выходной согласующей цепи.

Простейшей узкополосной согласующей цепью, преобразующей меньшее сопротивление в большее, являются Г-образные цепочки, варианты которых изображены на рис. 10.

а) б)

Рис.10 Схемы Г-образных согласующих цепочек

Анализ рис.7, а также необходимость включить разделительную емкость на выходе усилителя приводит к целесообразности применения цепочки, изображенной на рис.10,а. Аналитический расчет подобной цепочки можно провести по методике, изложенной в работе [2]. Воспользуемся для расчета следующими формулами

1) , 2) , 3) ,

где - добротность, - элементы цепочки.

Подставляя в эти формулы =150 Ом, =50 Ом, = 2, = 2* 10 Гц, получим: =1,4, C = 1,1 пФ, L = 8,5 нГн.

транзистор усилитель программа microwave office

2.1.4 Амплитудно-частотная характеристика усилителя с Г-образной выходной согласующей цепочкой

Индуктивность, примененную на выходе транзистора в схеме рис.7 для блокировки источника питания, можно использовать в качестве элемента согласующей цепи. Вторым элементом согласующей цепи является емкость, которая одновременно играет роль элемента, разделяющего цепи постоянного и переменного тока. Электрическая схема усилителя с выходной согласующей цепью приведена на рис. 11.

Рис. 11 Электрическая схема усилителя с выходной цепью

Элементы согласующей цепочки были оптимизированы в процессе моделирования схемы. Амплитудно-частотная характеристика усилителя с выходной согласующей цепью (рис.11) приведена на рис.12.

, дБ

Рис.12 АЧХ усилителя с выходной согласующей цепью

Как видим, коэффициент усиления мощности усилителя при стандартной нагрузке = 50 Ом сравнялся с величиной, полученной при сопротивлении 150 Ом, благодаря применению выходной согласующей цепи.

2.2 Входная согласующая цепь

Входную согласующую усилителя можно спроектировать следующим образом:

- рассчитать зависимость от частоты входного сопротивления транзистора в нелинейном режиме с помощью программы Microwave Office,

- мнимую часть компенсировать на заданной частоте, подключая последовательно или параллельно к входу транзистора реактивное сопротивление противоположного знака и подбирая его величину,

- рассчитать действительную часть и сравнивая ее с стандартным сопротивлением 50 Ом, выбрать конфигурацию входной согласующей цепи,

- рассчитать входную согласующую цепь, преобразующую в сопротивление, равное внутреннему сопротивлению входного источника = 50 Ом,

- моделировать схему усилителя с входной и выходной согласующими цепями, рассчитать ее АЧХ. и уточнить параметры согласующих цепей.

2.2.1 Компенсация мнимой части входного сопротивления транзистора

На рис.13 приведена зависимость от частоты действительной и мнимой части входного сопротивления транзистора., рассчитанная для схемы рис.11.

,, Ом

Рис. 13. Зависимость от частоты входного импеданса транзистора (? - , ? - )

Как видно из рис.13, мнимая часть входного сопротивления отрицательна в заданном диапазоне частот, тот есть имеет емкостной характер. Для компенсации можно использовать индуктивность в цепи смещения транзистора, подбирая ее величину. Зависимость от частоты действительной и мнимой частей входного сопротивления транзистора в схеме рис.11 после подбора величины индуктивности показана на рис. 14.

Как видим, мнимая часть входного сопротивления транзистора на частоте 2 ГГц обратилась в нуль, при этом индуктивность в цепи подачи смещения = 10 нГн. Действительная часть входного сопротивления на этой частоте оказалась равной 165 Ом. Таким образом, следует выбрать согласующую цепь, преобразующую большее сопротивление (165 Ом) в меньшее (50 Ом), например имеющую вид перевернутой схемы рис.10, а.

,, Ом

Рис.14 Зависимость составляющих входного импеданса схемы рис.11 от частоты при =10 нГн (? - , ? - )

2.2.2 Схема входной цепи усилителя

Последовательно к входу транзистора в схеме рис. 11 следует подключить емкость для разделения цепей постоянного и переменного токов. Эта емкость совместно с индуктивностью образуют входную цепь, для которой следует найти оптимальные значения. Электрическая схема усилителя с входной и выходной цепями показана на рис.15.



Рис. 15 Электрическая схема усилителя с входной и выходной цепями

Оптимизация параметров и осуществлялась следующим образом. К входу усилителя подключался источник колебаний PORT 1 с выходным сопротивлением 50 Ом. Использовались команды Simulate, Tune, с помощью которых величины параметров изменялись так, чтобы на частоте 2 ГГц мнимая часть входного сопротивления была равна нулю, а действительная часть = 50 Ом. Результаты измерения входного импеданса усилителя показаны на рис. 16, а АЧХ усилителя - на рис.17.

,, Ом

Рис. 16. Зависимость от частоты действительной и мнимой частей входного импеданса усилителя по схеме рис.16

, дБ

Рис.17 Амплитудно-частотная характеристика однокаскадного усилителя

Как видим, в заданной полосе частот коэффициент усиления мощности превышает 14 дБ.

Для проверки правильности настройки рассчитана зависимость от частоты модуля коэффициента отражения от входа усилителя. Эта зависимость показана на рис. 18, из нее видно, что практически вся мощность колебаний частоты 2 ГГц поступает из источника в усилитель.

Рис.18. Зависимость от частоты модуля коэффициента отражения от входа усилителя

3. Основные характеристики усилителя мощности

3.1 АЧХ и амплитудная характеристики

На рис. 17 приведена АЧХ усилителя, из которой следует, что на центральной частоте заданного диапазона коэффициент усиления мощности превышает 15 дБ при входной мощности 0 дБм. Для того, чтобы оценить, как изменяется при изменении входной мощности, была рассчитана амплитудная характеристика спроектированной схемы, то есть зависимость при частоте входных колебаний 2 ГГц - рис.18. Для расчета характеристики нужно к входу транзистора подключить порт PS 1, который является генератором колебаний с перестраиваемой входной мощностью, и установить пределы и шаг перестройки.

Из рис. 18 видно, что при малой входной мощности (примерно до - 8 дБм) транзистор работает в линейном режиме, где не меняется, а при входной мощности около 15 дБм усиление пропадает. Следует отметить, что при большой входной мощности коэффициент усиления можно увеличить, уменьшая напряжение смещения на затворе.

, дБ

Рис.19 Амплитудная характеристика усилителя

Спектр выходных колебаний при входной частоте 2 ГГц показан на рис.20. Вторая гармоника на выходе подавлена более, чем на 16 дБ, а третья на 20 дБ.

, дБм

Рис.20 Спектр выходных колебаний усилителя

3.2 Коэффициент шума

Коэффициент шума усилителя был рассчитан при разном уровне входной мощности. На рис 21 представлена зависимость коэффициента шума (в дБ) от частоты входных колебаний, Уровень шума рассчитывался для шумовых флуктуаций в диапазоне 10 - 20 МГц.

, дБ

а)

, дБ

б)

Рис.21 Зависимость коэффициента шума от частоты входных колебаний при разных уровнях входной мощности

а) = - 10 дБм, б) = 0 дБм

Как видно из рис. 21, при возрастании входной мощности коэффициент шума увеличивается весьма существенно. Это связано с тем, что в попытке получить максимальный коэффициент усиления мощности при входной 0 дБм, транзистор оказался в перенапряженном режиме, что неблагоприятно для минимизации .

3.3. Обратное прохождение мощности

Была рассчитана зависимость коэффициента передачи мощности с выхода усилителя на его вход. Для расчета этой характеристики на выходе усилителя был поставлен источник колебаний PORT 1, а на входе обычный PORT - рис.22.

Рис. 22 Электрическая схема усилителя для расчета обратного прохождения мощности

Мощнось колебаний, поступающих на выходной порт усилителя ,была установлена , равной 15 дБм. Рассчитанная характеристика показана на рис. 23.

Как видим, развязка с выхода на вход усилителя превышает 21 дБ.

Рис.23 Зависимость от частоты коэффициента передачи мощности с выхода усилителя на его вход

4. Возможность регулирования коэффициента усиления

Изменять коэффициент усиления мощности можно путем изменения напряжения смещения, подаваемого на затвор транзистора. С этой целю в модели усилителя, показанной на рис.15, следует заменить источник постоянного напряжения V1 типа DCVS источником перестраиваемого напряжения DCVSS и установить параметры изменяемого: напряжения: начальное и конечное значение, а также шаг перестройки.

На рис.24 представлена регулировочная характеристика усилителя, то есть зависимость коэффициента усиления от напряжения смещения. Как видно из рис.24, при изменении напряжения смещения от -0,3 до -1,2 В коэффициент усиления мощности изменяется приблизительно на 17 дБ.

, дБ

Рис. 24 Зависимость коэффициента усиления от напряжения смещения на затворе транзистора

5. Анализ зависимостей токов и напряжений на электродах транзистора от времени

Для того, чтобы проверить, не превышают ли токи и напряжения электродов транзистора допустимых значений, целесообразно рассчитать их мгновенные значения как функции времени. С этой целью в схему усилителя следует включить измерительные приборы, как это показано на рис.25.

Рис.25 Схема усилителя с измерительными приборами.

Мгновенный ток затвора измеряется в схеме амперметром AMP 1, ток стока - амперметром AMP 2, мгновенное напряжение на затворе - вольтметром VM 1, напряжение на стоке - вольтметром VM 2. Напряжения отсчитываются от истока транзистора. Для расчета напряжений нужно использовать команды Nonlinear, Voltage, Vtime. При частоте входных колебаний 2 ГГц функции и приведены на рис.26, а) и б).

, В

а)

, В

б)

Рис.26 Зависимости от времени мгновенных напряжений на затворе и стоке транзистора

Ток затвора и стока транзистора изменяются так, как показано на рис. 27. Для расчета токов следует воспользоваться командами Nonlinear, Current, Itime/

, мА

а)

, мА

б)

Рис.27 Зависимость от времени тока затвора и стока транзистора

Легко заметить из рис.26 и 27, что мгновенные напряжения и токи транзистора не превышают предельно-допустимых значений.

Заключение

Разработана методика проектирования электрической схемы усилителя мощности СВЧ на полевом транзисторе с барьером Шотки, в которой сочетаются аналитические методы и компьютерное моделирование в программе Microwave Office. В качестве критерия оптимальности схемы усилителя выбран максимум коэффициента усиления мощности на центральной частоте заданного диапазона. Методика опробована на примере проектирования усилителя частоты 20,5 ГГц. В процессе моделирования использована модель полевого транзистора ТОМ 1 . Разработанный усилитель позволяет получить коэффициент усиления мощности 15 дБ при входной мощности 0 дБм. Рассчитаны основные характеристики усилителя: амплитудно-частотная, амплитудная, зависимость коэффициента шума от частоты, коэффициент обратного прохождения. Показана возможность регулирования коэффициента усиления.

Приложение

Parameters

ID	Device ID	Text	F1
*VTO	Non-scalable portion of Vt	Voltage	-2.5 V
*VTOSC	Scalable portion of Vt	Voltage	0 V
*ALPHA	Drain I/V knee parameter	None	2
*BETA	I/V Beta coefficient	None	0.01
*GAMMA	AC drain term	None	0
*GAMMADC	DC drain term	None	0
*Q	I/V exponent	None	2
*DELTA	I/V DELTA term	None	0
*VBI	Gate junction built-in voltage	Voltage	1 V
*IS	Gate diode current parameter	Current	10-11 mA
*N	Gate diode ideality factor	None	1
*RIS	Gate-source intrinsic resistance	Resistance	0.001 Ohm
*RID	Gate-drain resistance	Resistance	0.001 Ohm
*TAU	Gate-drain time delay	Time	0 ns
*CDS	Drain-source capacitance	Capacitance	0 pF
*RDB	RF drain-source resistance	Resistance	106 Ohm
*CBS	Capacitance that determines Rds break frequency	Capacitance	0 pF
*CGSO	Gate-source capacitance parameter	Capacitance	0 pF
*CGDO	Gate-drain capacitance parameter	Capacitance	0 pF
*DELTA1	Capacitance DELTA1 parameter	None	0.3
*DELTA2	Capacitance DELTA2 parameter	None	0.2
*FC	Gate depletion cap. linearization parameter	None	0.5
*VBR	Gate junction breakdown voltage	Voltage	106 V
*RG	Gate resistance; non-scalable part	Resistance	0.001 Ohm
*RD	Drain resistance	Resistance	0.001 Ohm
*RS	Source resistance	Resistance	0.001 Ohm
*RGMET	Gate metallization resistance; scales with AFAC & NFING	Resistance	0.001 Ohm
*TNOM	Temperature	Temperature	27 DegC
*LS	Source inductance	Inductance	0 nH
*LG	Gate inductance	Inductance	0 nH
*LD	Drain inductance	Inductance	0 nH
*P	Noise par: P
*Tg	Noise par: gate noise temp
*KF	Flicker noise coefficient
*AF	Flicker noise exponent
*FFE	Flicker noise frequency exponent
*NFLAG	Noise model
AFAC	Gate width scale factor	None	1
NFING	Number of fingers scale factor	None	1

*indicates secondary parameter

Размещено на Allbest.ru