Моделирование систем передачи данных с импульсно-кодовой модуляцией

Изучение методов моделирования простейших систем в программе SystemView. Аналоговые системы связи. Дискретизация низкочастотных аналоговых сигналов. Импульсно-кодовая модуляция (pulse code modulation), линейные коды. Компандирование, дельта модулятор.

Рубрика Коммуникации, связь, цифровые приборы и радиоэлектроника
Вид лабораторная работа
Язык русский
Дата добавления 23.09.2014
Размер файла 3,2 M

Отправить свою хорошую работу в базу знаний просто. Используйте форму, расположенную ниже

Студенты, аспиранты, молодые ученые, использующие базу знаний в своей учебе и работе, будут вам очень благодарны.

Получите PSD непрерывной амплитудной выборки импульсами конечной длительности (fs= 8 kHz).

Из уравнения 3.3 следует, что PSD дискретной выборки содержит три дискретных линейчатых спектра в 500 Гц, 1.5 кГц и 2.5 кГц. Эти линейчатые спектры центрируются относительно 0 Гц (k = 0), а периодические повторения шести дискретных линейчатых спектров центрируются относительно центральной частоты kЧ8 кГц (k = 1, 2, 3 …), и располагаются на ±500 Гц, ±1.5 кГц и ±2.5 кГц относительно центральной частоты, но с уменьшением амплитуда PSD из-за множителя sinc2.

Модуль аналого-цифрового преобразователя (ADC) из библиотеки «Logic Library» равномерно преобразовывает аналоговый низкочастотный сигнал в двоичное число с параметрами 8 битов разрешения, с выходом в параллельном коде в виде двоичного дополнительного кода целого числа со знаком, максимальное положительное входное напряжение Vmaxp = 1.27 V, максимальное отрицательное входное напряжение Vmaxn = - 1.28 V, и порогом выборки 0.5 V. Выход ADC может также быть определен как целое число без знака. Ввод частоты выборки ADC обеспечивается модулем «Pulse Train», как показано на (см.рисунок 3.1).

С диапазоном напряжений и числом определенных битов, фактический равномерный размер шага напряжения ?ADC для модуля ADC на бит разрешения дается уравнением 3.5.

8 битов выхода модуля ADC соединяются параллельно с 8 битами ввода модуля цифро-аналогового преобразователя (DAC) из библиотеки «Logic Library».

Параметры модуля DAC являются тем же самыми, что и для модуля ADC с 8 битами разрешения, Vmaxp =1.27V, Vmaxn =-1.28 V и логический порог 0.5 V. Различие между выходным напряжением идеального дискретизатора и выходного напряжения системы DAC ADC с 8 битами разрешения составляет максимум 4 мВ, и показано на рисунке 3.2.

Рисунок 3.2 - Разность между выходным напряжением идеального дискретизатора и выходным напряжением системы DAC ADC с 8 битами

Получите спектр PSD с выхода модуля DAC ADC. Сравнение спектров выходного сигнала модуля DAC ADC и спектра PSD периодического низкочастотного аналогового сигнала, указывает, что фильтр низких частот (LPF) может восстановить исходный сигнал.

Модуль фильтра LPF на рисунке 3.1 выбирается как 9-полюсный фильтр Butterworth, с критической частотой fcutoff =3 кГц. Дискретные частоты в периодическом низкочастотном аналоговом сигнале составляют 500 Гц, 1.5 кГц, и 2.5 кГц. Не идеальный LPF выбирается для того, чтобы передать самую высокую частоту fmax в исходном периодическом сигнале.

Сравните исходный низкочастотный сигнал и сигнал на выходе фильтра LPF.

Восстановленный сигнал не точен, и показывает задержку и искажение, потому что LPF не идеален. Почти идеальный линейный фазовый LPF с пульсацией в полосе пропускания 0.05 дБ, который может быть реализован как цифровой фильтр, производит более точное восстановление сигнала.

Для проверки данного предположения использовать цифровой фильтр низкой частоты из раздела FIR библиотеки «линейные системы и фильтры»

2. Спектральное сворачивание или Элайзинг (spectral folding or aliasing)

Аналоговый низкочастотный сигнал может быть почти идеально восстановлен, если частота дискретизации является, по крайней мере, вдвое выше самой высокой частотой в исследуемом сигнале. Эта частота дискретизации Найквиста (Nyquist) fс> 2fmax, и здесь 8 кГц> 2Ч2.5 кГц = 5 кГц. Если частота дискретизации понижается до 3.5 кГц, т.е. ниже уровня частоты Nyquist = 5 кГц, то спектр PSD покажет не только исходные спектральные компоненты в 500 Гц, 1.5 кГц, и 2.5 кГц, но также и компоненты искажения в 1 кГц, 2 кГц, и 3 кГц.

Измените частоту следования импульсов с 8 кГц на 3.5 кГц. Получите спектры сигналов на выходе схем дискретизации, убедитесь в наличии спектральных искажений.

Искаженные спектральные компоненты получаются из-за различия в частоте между частотой дискретизации и исходными компонентами частоты (то есть, 3.5 кГц - 2.5 кГц, 3.5 кГц - 1.5 кГц, и 3.5 кГц - 500 Гц). Эти спектральные компоненты иллюстрируют спектральное сворачивание или искажение(spectral folding or aliasing), которое происходит, когда дискретизация сигналов осуществляется с частотой ниже теоретического минимума частоты Найквиста (Nyquist).

Хотя частота дискретизации Найквиста (Nyquist) представляет теоретическое значение, практически частота дискретизации увеличивается, чтобы компенсировать нелинейность частотной характеристики (rolloff) неидеального фильтра низкой частоты (LPF). Если частота дискретизации для модуля DAC ADC на рисунке 6.1 повышается до 20 кГц, много больше значения fNyquist =5 кГц, то критическая частота fcutoff неидеального фильтра Butterworth может также быть повышена по крайней мере до 15 кГц.

Измените частоту дискретизации на 20 кГц, а полосу пропускания фильтра (LPF Butterworth) fcutoff = 15 кГц. Убедитесь, что искажение от неидеального фильтра LPF Butterworth теперь уменьшается.

У модуля «Quantizer» нет входа частоты выборки. Модуль «Quantizer» обеспечивает дискретный амплитудный вывод, квантованный для битов N разрешения, с непрерывным временем. Вывод модуля «Quantizer» является непрерывным (по отношению ко времени моделирования SystemVue Tsystem) выходной сигнал представляется либо напряжением с плавающей запятой или в N-bit двоичном коде в дополнительном формате целого числа со знаком.

Сравните графики исходного сигнала, сигнала с выхода квантователя и сигнала с выхода модуля «Sample and Hold».

Идеальный универсальный размер шага квантования модуля напряжения «Quantizer» дается уравнением 3.6.

Vmax является равным положительным и отрицательным максимальным входным напряжением, L = 2n число уровней в выводе идеального универсального квантователя и n является числом битов. Максимальная ошибка квантования q, которая может быть на выбранном выходе идеального универсального квантователя, является ± ?/2 V. Это предполагает, что все значения ошибки квантования в пределах диапазона + ?/2 к - ?/2 одинаково вероятны, и из уравнения 3.6, среднеквадратичная ошибка квантования Eq представлена в уравнении 3.7.

Eq является также нормализованной мощностью шума квантования, подобном No для аддитивного шума канала. Среднеквадратическое значение (RMS) шума квантования = ?/3.464. Если нормализованная мощность сигнала So , то из уравнений 3.6 и 3.7, отношение сигнала к шуму квантования (SNRq) дается уравнением 6.8.

SNRq является линейной функцией нормализованной мощности сигнала So, и функцией второго порядка числа уровней L = 2n идеального универсального квантователя. Если So и Vmax остаются постоянными, но число битов n увеличивается до n + 1 (число уровней L удваивается), SNRq учетверяется или увеличивается на +6 дБ (10 log10 4). Для синусоидального входного сигнала с положительным и отрицательным максимальным входным напряжением, равным Vmax, нормализованная мощность сигнала So равна и отношение сигнал/ шум квантования SNRq равен 1.5 L2.

Для ADC, определенного здесь q?ADC = 10 мВ, L = 28 = 256 и, для синусоидального входного сигнала с амплитудой Vmax, SNRq = 1.5Ч2562 = 49.93 дБ. Максимальная ошибка квантования q?ADC/2 = 10/2 мВ = 5 мВ, но наблюдаемая ошибка квантования, показанная как разность потенциалов на (см. рисунке 6.7), составляют только 4 мВ, потому что пиковое напряжение аналогового сигнала здесь 1.1 V.

3. Компандирование

Для многих сигналов, таких как речевые, характерно то, что малые уровни появляются чаще, чем большие. Причем динамический диапазон сигнала может составлять до 60 дБ. Для уменьшения величины ошибки квантования при неизменном числе уровней квантования по сравнению с равномерным квантованием осуществляют неравномерное квантование. Размер шага напряжения не дается уравнением 3.6, но увеличивается, поскольку абсолютное входное напряжение отклоняется от 0 до абсолютного максимального значения Vmax.

Процедура для нелинейного сжатия сигнала в передатчике и расширении сигнала в приемнике называется компандирование (companding). Стандарты два компандирования были приняты МККТТ (Comitй Consultatif International Tйlйphonique et Tйlйgraphique - Международная организация по стандартизации). Европейским стандартом, используемым в большей части мира, является A-закон, где абсолютное значение выходного напряжения Vout дается уравнением 3.9.

Входным напряжением является Vin, а A является константой, равной 87.6

Североамериканский стандарт, используемый в Соединенных Штатах и Японии, является µ-законом, где абсолютное значение выходного напряжения Vout дается уравнением 3.10.

Входным напряжением является Vin, а µ является константой, равной - 255. На рисунке 3.3 представлена модель SystemVue, которая генерирует пилообразное напряжение для компандеров µ-закона и A-закона.

Рисунок 3.3 -Модель системы сжатия и расширения µ -закона и A-закона

Источник пилообразного напряжения обеспечивает входное напряжение Vin как полярное (±1 V) линейное напряжение пилообразного сигнала с параметрами амплитуды = 2 V, смещение -1 V, частота 10 Гц и 0 ° фазовое смещение. Модули «Compander» и «Decompander» µ-закона и A-закона из библиотеки «Communications Library» имеют параметры: максимальная амплитуда входного сигнала Vmax = ±1 V.

Линейная частота пилообразного сигнала 10 Гц, «System Sampling Rate» составляет 10 кГц, «System Stop Time» составляет 0.1 секунды (один период линейного пилообразного сигнала), хотя эти параметры могут быть произвольными для данной модели.

Рисунок 3.4 показывает функцию преобразования компандера µ-закона как диаграмму зависимости линейного входного напряжения (ось X) против выходного напряжения (ось Y). Диаграмма функции преобразования компрессора A-закона имеет почти идентичный вид. Отличие двух законов (A и ) в основном наблюдается на начальном участке характеристики при слабых сигналах. В соответствии с А-законом осуществляется линейное усиление слабых сигналов (при uвх/Uвх мах < 0,01142), в соответствии с -законом - логарифмическое. Поэтому характеристика с А-законом несколько уступает характеристике с -законом по качеству передачи слабых сигналов (по шумам незагруженного канала). Применение таких характеристик приводит к уменьшению средней мощности ошибки квантования по сравнению с равномерным квантованием приблизительно на 24 дБ.

Рисунок 3.4 - Функция преобразования напряжения компандера µ -закона

Сравните вид и спектры сигналов в различных точках схемы. Имеются ли отличия и в чем их причина.

Постройте модель системы связи с использованием компандирования, чтобы оценить эффективность работы системы цифровой связи (см. рисунок 3.5).

Входной файл «SVAudioIn.wav» как в работе №2.

Рисунок 3.5 -Модель с компандированием и ADC - DAC

Системные параметры: System Sampling Rate - 80 kHz(Tsystem = 12.5 µsec), System Time -620 мс, фактор сверхдискретизации - 10, что означает дополнение входной выборки девятью предыдущими значениями.

Аудио файл масштабируется модулем «Polynomial», чтобы преобразовать вводимые 8-разрядные значения выборок к уровню приблизительно ±1.28 V. Параметры модуля «Polynomial»: коэффициент x0 = 0, коэффициент x1 (линейный)=0.032, а все другие коэффициенты равны нулю. Вывод модуля «Polynomial» вводится в модуль «Compander» µ-закона с параметром Vmax = 1.28 V.

Вывод модуля «Compander» вводится в модуль ADC с параметрами 8 бит разрешения, выход в виде целого со знаком дополнительном двоичном коде, максимальное положительное входное напряжение Vmaxp = 1.27 V, a

максимальное отрицательное входное напряжение Vmaxn = -1.28 V, и порог - 0.5 V.Ввод часов ADC обеспечивается модулем «Pulse Train» с параметрами: амплитуда = 1 V, частота fo = 8 кГц, длительность импульса = 12.5 µsec, смещение 0 V по напряжению и 0° по фазе. Разрешение выхода модуля ADC и аудио файла являются одинаковыми, но ввод может быть заменен любым сигналом для общего анализа компандирования.

Параметры модуля DAC составляют 8 битов разрешения, максимальное положительное выходное напряжение Vmaxp = 1.27 V, максимальное отрицательное выходное напряжение Vmaxn = -1.28 V, и логический порог 0.5 V. Вывод маркера DAC вводится в модуль «Decompander» µ-закона с параметром Vmax = 1.28 V.

Выход модуля DAC подается на вход модуля «Polynomial», чтобы преобразовать ввод из приблизительно ±1.28 V к оригинальному 8-разрядному представлению исходного звукового файла. Параметры модуля «Polynomial»:-коэффициент x0 (смещение) =0, коэффициент x1 (линейный)=31.25, а все другие коэффициенты равны нулю.

Параметр модуля «Decimator» - 10, что приводит к исходной частоте дискретизации аудио файла 8 кГц.

Сравните вид и спектры сигналов в соответствующих точках схемы, сделайте выводы о качестве цифровой системы связи.

4 Дельта-модуляция

Дельта-модуляция (DM) использует простое оборудование, чтобы передать исходный аналоговый сигнал цифровыми методами. Это достигается сознательной передискретизацией аналогового сигнала, чтобы увеличить корреляцию между смежными выборками и затем использовать квантизатор с минимальной сложностью. В самой простой форме, DM использует ступенчатую (staircase) аппроксимацию для передискретизированного сигнала сообщения. Различие между аналоговым входным сигналом сообщения и приближением тогда квантуется только в два уровня ± ?V, или положительной или отрицательной разностью потенциалов.

Если аппроксимированное значение, сохраненное в аккумуляторе передатчика, ниже входного аналогового сигнала, передается двоичный сигнал «true», представленный значением +?V. Наоборот, если аппроксимированное значение выше входного сигнала, передается двоичный сигнал «false», представленный значением -?V. Двоичный сигнал является символом, передаваемым с периодом следования Ts. Получатель также использует аккумулятор, чтобы суммировать полученный двоичный символ, представляющий значение ± ?V, и сгенерировать ступенчатую аппроксимацию к исходному аналоговому сигналу сообщения.

Дельта модулятор имеет два типа ошибок квантования, носящих название шум дробления (granular noise) и перегрузка по крутизне (slope overload distortion). Если аналоговый сигнал сообщения имеет постоянный уровень напряжения, дельта модулятор отправляет чередующуюся последовательность двоичных сигналов ± ?V, которые вызывают в выходном аккумуляторе приемника такую же последовательность двоичных сигналов, обеспечивающих постоянный уровень, потому что нет никакого символа для 0V в дельта модуляторе. Перегрузка по крутизне происходит, когда у аналогового сигнала сообщения есть крутой сегмент, за которым не может следовать ступенчатая аппроксимация. Перегрузки по крутизне можно избежать, если удовлетворяется уравнение 3.11.

Отношение уровня ступени ? ко времени периода следования символа Ts должно быть больше чем, или по крайней мере равным максимальному абсолютному мгновенному значению производной передаваемого аналогового сигнала m(t). Компромисс - в том, что большее значение ? увеличило бы шум дробления дельта модулятора, а период следования символов Ts должен быть уменьшен (скорость передачи символов увеличивается).

Система дельта модуляции (DM), использующая ступенчатую аппроксимацию показана на рисунке 2.54. Аналоговый сигнал сообщения здесь формируется модулем «Sinusoid» из библиотеки «Source Library» с параметрами: амплитуда = 1V, частота fo = 2 Гц, и 0 ° начальный сдвиг фазы. Передатчик дельта модулятора состоит из системы с обратной связью с двумя модулями сумматора, аналогового компаратора (4) из библиотеки «Logic Library», двух модулей «Sample и Hold» (5,6), модуля инвертирования сигнала «Negate» (10) и модулей формирования последовательности импульсов «Pulse Train» (0,1). Частота дискретизации устанавливается в 100 кГц.

Рисунок 3.6 - Модель дельта модулятора, использующего ступенчатую аппроксимацию

Передатчик DM обрабатывает выборки аналогового сигнала сообщения mi, как показано (см.рисунок 3.6) и приведено в уравнении 3.12.

Здесь, ei - ошибка сигнала, которая является разностью между значением выборки аналогового сигнала mi и мгновенным предыдущим значением выхода аккумулятора передатчика дельта модулятора qi-1. Значение выхода аккумулятора передатчика дельта модулятора q-i обновляется суммой мгновенного предыдущего значения выхода qi-1 и значения уровня ступени ±?, где знак функции сигнала ошибки sgn(ei) = ± 1.

Выход аналогового компаратора (4) соответствует уровню ступени квантования ±?V= ± 1 mV, вход устанавливается в 0V (несвязанный). Модуль «Sample и Hold» являются выходом аккумулятора. Другая пара модулей «Sample и Hold» обеспечивает обновление передаваемого сигнала через период следования импульсов Ts = 50 мsec, а не через системное время моделирования System Time Tsystem = 10 мsec в данном случае. Генератор последовательности импульсов имеет следующие паираметры: амплитуда A = 1V, частота fo = 20 kHz, ширина импульса ф = 10 мsec, 0° фазовое и 0V амплитуднoе смещение. Установка ширины импульса, равной Tsystem позволяет эффективно осуществлять импульсную выборку.

На рисунке 3.7 не показан канал передачи. Канал передачи с АГБШ может быть добавлен для более полного представления системы передачи с дельта модулятором, но произвольные битовые ошибки влияют только на аккумулятор своим значением ±?V.

Приемник дельта модулятора состоит из сумматора, формирователя импульсов и модуля «Sample и Hold» как аккумулятора, который восстанавливает сигнал аналогового сообщения, как показано в уравнении 3.13.

Здесь oi-1 мгновенное предыдущее значение на выходе аккумулятора приемника и ±? уровень ступени квантования. Параметры формирователя импульсов приемника те же самые, что и у передатчика.

Максимальная значение мгновенной производной синусоиды с частотой 2 Hz и амплитудой 1V составляет 4 р = 12.56 V/sec. Из уравнения 2.61, отношение уровня ступени квантования ? ко времени следования символа Ts здесь составляет 1 мВ/50 мsec = 20 V/sec, и перегрузки по крутизне здесь нет. Уровень ступени квантования 1 мВ подразумевает, что шум дробления составляет ± 1 мВ, или только 0.1 % от 1V пикового значения синусоидального сигнала.

На рисунке 3.7 показана разница между входным сигналом аналогового сообщения и восстановленным сигналом в масштабе 0.5 mV/div за две секунды моделирования. Ошибка восстановления здесь не превышает ± 1.5 mV.

Рисунок 3.7 -Ошибки восстановления сигнала после дельта модулятора

Рисунок 3.8- Синусоидальный входной сигнал, наложенный на ступенчатую аппроксимацию

Перегрузку по крутизне можно показать, устанавливая частоту аналогового сигнала сообщения в 10 Гц, с максимальной крутизной характеристики 20 р = 62.82 V/sec, которая больше чем системный параметр дельта-модулятора 20 V/sec.

По результатам моделирования осуществите наложение входного синусоидального сигнала с частотой 10 Гц на выходной ступенчатый сигнал дельта-модулятора. Убедитесь в наличии перегрузки по крутизне.

Шум дробления может быть показан при подаче входного напряжения равного 0 V. Подайте на вход дельта модулятора сигнал постоянного уровня. Убедитесь в наличии шума дробления. Определите по графику выходного сигнала дельта модулятора частоту следования импульсов, соответствующих шуму дробления и их амплитуду.

Для использованной модели системный битовый поток дельта-модулятора здесь составляет 1 передаваемый бит с частотой 20kHz или 20 kb/sec.

Эквивалентная исходная скорость битового потока для низкочастотной цифровой системы связи может быть оценена исходя из параметров дельта-модулятора. Уровень ступени ДМ составляет ± 1 милливольт. У сигнала аналогового сообщения амплитуда ± 1 V (диапазон 2 V). Для представления исходного сигнала с тем же шагом квантования АЦП требуются 11 битов разрешения (211 = 2048 ? 2V/1 mV = 2000). Разумный уровень частоты выборки для того, чтобы точно определить синусоиду с частотой 2 Гц был бы порядка 200 Гц, и получающаяся скорость передачи данных в 11 бит на выборку составляет только 2.2 КБ/секунды. Выгода использования дельта модулятора состоит в том, что ДМ требует очень простого оборудования, а не аналого-цифровых и цифро-аналоговых преобразователей для исходного преобразования аналогового сигнала.

Контрольные вопросы

1. Что такое дискретизация?

2. Что такое квантование?

2. Объясните назначение элементов схемы и вид полученных сигналов на их входе.

3. Для чего нужен фильтр на выходе DAC?

4. Выведите выражения для ошибок дискретизации и квантования для каждой схемы.

5. Что такое шум дробления?

6. Для чего используется компандирование? Стандарты компандирования.

7. Что такое элайзинг и как с ним бороться?

Лабораторная работа 4. Импульсно-кодовая модуляция (pulse code modulation), линейные коды (line codes)

Цель работы: изучение и моделирование систем передачи данных с импульсно-кодовой модуляцией, методов формирования кодов линии.

1. Импульсно-кодовая модуляция

В импульсно-кодовой модуляции (PCM) выбранный и квантованный аналоговый низкочастотный сигнал представляется как последовательность закодированных видеоимпульсов, используя линейные коды. Система PCM, которая использует внешний аудио файл в качестве входного источника, показан (см. рисунок 4.1). Входной аудио файл SVAudioIn.wav имеет 8 бит разрешения с частотой дискретизации 8 кГц, или скорость передачи данных 64 Кбит/с.

Модуль входного внешнего файла определяется таким образом, чтобы быть сверхдискретизированным фактором 80, т.е. здесь входная выборка дополняется 79-ю предыдущими значениями. Это значение устанавливается в окне параметра файла, что увеличивает частоту дискретизации аудио файла до Системной Частоты дискретизации (System Sampling Rate), которая составляет здесь 640 кГц (Tsystem = 1.5625 µsec). Системное Время моделирования (Stop Nime) составляет 620 мс, которое является длиной внешнего входного аудио файла. Также выбирается Поле Launch Audio Player, которое выводит аудиоплеер по умолчанию в конце моделирования.

Модель системы PCM (см. рисунок 4.1) который использует компандирование, аналого-цифровой (ADC) и цифро-аналоговый (DAC) преобразователи из модели лабораторной работы №3 (см.рисунок 3.8.) как исходный вход и выход данных. Передатчик последовательных данных «MetaSystem», показанный на (см.рисунок 4.2) вводит 8 параллельных битов данных от модуля ADC при 8000 8-разрядных выборок/сек и передает данные последовательно, начиная с младшего значащего бита (LSB), со скоростью в 64 Кбит/с.

Рисунок 4.1- Система PCM с внешним аудио вводом и выводом файла

Рисунок 4.2 Передатчик последовательных данных MetaSystem модели PCM

Модуль 8-разрядного мультиплексора (8-bit Mux) из Библиотеки Logic Library выбирает один из восьми входных сигналов и является моделью микросхемы среднего уровня интеграции (MSI) 74151. Активный низкий управляющий сигнал «Enable» включения 8-разрядного модуля мультиплексора обеспечивается модулем «Custom» из Библиотеки Source Library, и одним выходом с алгебраическим уравнением моделирования p (0) = 0 V.

Модуль 8-разрядного мультиплексора получает 3-разрядный управляющий сигнал выбора данных из 3-х младших разрядов (3 LSB) модуля 4-х разрядного реверсивного счетчика «Counter Up/Down» из библиотеки Logic Library, который является моделью микросхемы MSI 74191 IC. Вход Часов (Clock) двоичного счетчика получается из модуля «Pulse Train» из библиотеки Source Library, с параметрами амплитуды = 1 V, частота fo = 64 кГц, длительность импульса = 1.5625 µsec (Системное Время, Tsystem), 0 V напряжение смещения и 0 ° фазовое смещение.

Активный нижний уровень управляющего сигнала «Up» (вход Up*/D) и «Count Enable» (вход CE) реверсивного счетчика формируется модулем «Custom» из библиотеки Source Library и одним выходом с алгебраическим уравнением моделирования p(0) = 0V. Неактивный верхний уровень сигнала управления «Parallel Load» (вход PL) входа записи параллельных данных в счетчик модулем «Custom» из библиотеки Source Library и одним выходом с алгебраическим уравнением моделирования p (0) = 1V.

Приемник последовательных данных «MetaSystem», показанный (см.рисунок 4.3) вводит последовательный поток битов данных, начиная с младшего разряда (LSB), со скоростью 64 Кбит/с и выводит 8 параллельных битов данных при 8000 выборок/секунд. Последовательные данные вводятся в 8-разрядный модуль сдвигового регистра (8-bit «Shift Register») из библиотеки Logic Library, который является моделью микросхемы MSI 74164 IC. Вход часов (Clock) 8-разрядного сдвигового регистра получают из модуля «Pulse Train» Библиотеки Source Library с параметрами амплитуды = 1 V, частота fo = 64 кГц (скорость передачи данных), длительность импульса = 1.5625 µsec (Системное Время, Tsystem), 0 V напряжение смещения и 0 ° фазовое смещение. Активный нижний уровень управляющего сигнала Ввод B и Сброса (Master Reset) сдвигового регистра обеспечивается модулем «Custom» из библиотеки Source Library с одним выводом с алгебраическим уравнением моделирования p (0) = 1 V.

Рисунок 4.3- Приемник последовательных данных MetaSystem системы PCM

Вывод 8-разрядного модуля Сдвигового регистра вводится в 8-разрядный модуль фиксатора «Latch» (L-8), который является моделью MSI 74573 IC, и удерживает параллельный 8-разрядный код данных для каждой выборки. Вход часов (Clock) фиксатора получают из модуля «Pulse Train» с параметрами: амплитуда = 1 V, частота fo = 8 кГц (частота дискретизации), длительность импульса = 1.5625 µsec (Системное Время, Tsystem), и 0 V напряжение смещения и 0 ° фазовое смещение.

Активный высокий управляющий сигнал «Latch Enable» фиксатора обеспечивается модулем «Custom» из библиотеки Source Library с одним выводом с алгебраическим уравнением моделирования p (0) = 1 V.

Вывод приемника последовательных данных MetaSystem вводится в модуль DAC, а затем в модуль декомпандера. Вывод модуля Polynomial вводится в модуль Decimator с параметром децимации 80 здесь, который уменьшает сигнал от частоты моделирования SystemVue 640 кГц к исходной частоте дискретизации аудио файла 8 кГц.

Получить спектр сигнала на выходе передатчика последовательных данных, убедиться, что на выходе имеем последовательность импульсов с частотой 64 кГц.

2 Линейные коды

Бинарные низкочастотные потоки данных кодируются для представления информации импульсами, ширина которых не более времени передачи одного бита Tb или, если больше времени передачи одного бита, то не влияет существенно на смежный импульс символа (межсимвольная интерференция-intersymbol interference). Желательные свойства кодов линии для низкочастотной цифровой передачи данных являются следующими:

Полоса пропускания передачи: код линии должен обеспечивать минимальную полосу пропускания передачи.

Энергетическая эффективность: Для данной полосы пропускания и вероятности ошибки Pb в символе, передаваемая мощность должна быть как можно меньше.

Обнаружение и исправление ошибки: код линии должен позволять обнаружение, и, предпочтительно, исправление ошибок в передаче.

Желательный энергетический спектр (PSD): спектр кода линии не должен содержать составляющих на частоте 0 Гц (DC), потому что многие низкочастотные цифровые системы передачи данных используют цепи переменного тока (AC) и магнитные трансформаторы.

Достаточная информация о времени: код линии должен позволять извлечение информации о времени и синхронизации.

Прозрачность: код линии должен быть прозрачным так, чтобы цифровой сигнал был передан правильно независимо от битовой комбинации информации источника, включая длинные последовательности наборов из двоичных 1 или 0.

Коды линии часто используют меандры, чтобы закодировать входные бинарные (двоичные) данные.

3 Моделирование линейных кодов

Различные типы кодов линии представлены в моделях (см.рисунок 4.4) источником данных является модуль PN Sequence с параметрами: амплитуда 0.5В, скорость передачи данных rb 1 kb/sec (a bit time Tb = 1 msec), смещение равно 0. Модуль PN Sequence передает униполярный NRZ линейный код непосредственно.

Модуль Polynomial конвертирует униполярный NRZ линейный код в полярный NRZ линейный код. Параметры модуля Polynomial: x0 (offset)= -1, x1 (linear)=2, а все другие коэффициенты равны 0. Полярный и униполярный NRZ линейные коды конвертируются в полярный и униполярный NRZ линейные коды с помощью модуля Multiplier на второй вход которого подается последовательность импульсов с параметрами: амплитуда A = 1V, частота fo = 1 kHz, ширина импульса ф = 500 µsec и нулевыми смещениями по напряжению и фазе.

Рисунок 4.4- Полярный, однополярный и AMI NRZ и RZ коды линии, split-phase NRZ генераторы двоичных линейных кодов

Код линии AMI NRZ требует 1-битовой памяти, потому что передаваемый импульс, который представляет входному двоичному символу bk = 1 замену между ak = +1 и ak = -1. Модуль J-NOT-K триггера («J-NOT-K Flip-Flop») из библиотеки Logic Library реализует 1-битовую память. Выходы источников двоичных данных, модуль «PN Sequence» и модуль «Pulse Train», подаются на вход модуля логического «И» («AND») из библиотеки Logic Library, а с выхода модуля «AND» на вход часов (Clock) модуля J-NOT-K триггера.

Параметры модуля «Pulse Train»: амплитуда = 1V, частота fo = 1 кГц, ширина пульса ф = 20 µsec (Системное Время, Tsystem), и 0 смещение по напряжению и фазе.

Неактивный высокий уровень управляющего сигнала «Set» (Установка) и «Clear» (Сброс) и вход «NOT-J» обеспечивается модулем «Custom» с одним выходом с алгебраическим уравнением моделирования p (0) = 1V. Вход K «K-input» обеспечивается модулем «Custom» с одним выходом с алгебраическим уравнением моделирования p(0)=0V. С этими управляющими сигналами, J-NOT-K триггер перебрасывает состояние выхода по каждому положительному фронту управляющего сигнала «Clock». Поскольку источник двоичных данных модуль «PN Sequence» объединен логическим «AND» с сигналом «Clock» синхронизированным со скоростью бита rb, только входные двоичные данные bk = 1 перебрасывают J-NOT-K триггер.

AMI NRZ линейный код конвертируется в AMI RZ линейный код с помощью модуля «Multiplier» на второй вход которого подается сигнал с модуля «Pulse Train» с шириной импульса, равной Tb/2.

Split-phase код линии получается как вывод модуля ИЛИ-НЕ («XOR ») из библиотеки Logic Library с параметрами: уровень сигнала логическое «true» - 1В, уровень логического «false» +1В. Входы модуля ИЛИ-НЕ («XOR»): источник двоичных данных модуль « PN Sequence» и модуль «Pulse Train» с шириной импульсов Tb/2. Параметры моделирования: Sample Rate = 50 kHz (Tsystem = 20 µsec), Number of Samples = 262,144 (218) точек.

Получите графики сформированных линейных кодов.

Исследуйте спектры полученных линейных кодов, сравните спектры различных линейных кодов, сделайте выводы.

Контрольные вопросы

1. Что такое ИКМ?

2. Опишите назначение и работу элементов схемы ИКМ.

3. Где формируется последовательность передаваемых импульсов?

4. Назначение кодов линии?

5. Особенности кодов линии?

6. Как работают схемы, формирующие коды линии?

Список литературы

1. Разевиг В.Д., Лаврентьев Г.В., Златин И.Л. System View -- средство системного программирования радиоэлектронных устройств / Под ред. В.Д. Разевига. - М.: Горячая линия - Телеком, 2002.

2. Скляр Б. Цифровая связь. Теоретические основы и практическое применение. Изд. 2-е, испр.: Пер. с англ. - М.: Издательский дом "Вильямс", 2003.

3. Дмитриев В. И. Прикладная теория информации. - М.:1989.

Размещено на Allbest.ur


Подобные документы

  • Дискретные системы связи. Дифференциальная импульсно-кодовая модуляция. Квантование по уровню и кодирование сигнала. Помехоустойчивость систем связи с импульсно-кодовой модуляцией. Скорость цифрового потока. Импульсный сигнал на входе интегратора.

    реферат [128,1 K], добавлен 12.03.2011

  • Исследование основных принципов цифровой системы передачи непрерывных сообщений с импульсно-кодовой модуляцией по каналу с шумом. Расчет источника сообщения, дискретизатора, кодера, модулятора, канала связи, демодулятора, декодера, фильтра-восстановителя.

    курсовая работа [545,1 K], добавлен 10.05.2011

  • Изучение принципов преобразования сигналов в системе связи с импульсно-кодовой модуляцией. Осциллограммы процесса преобразования в различных режимах ИКМ. Построение графиков, отражающих зависимость напряжения на входе декодера от шага внутри сегмента.

    лабораторная работа [1014,0 K], добавлен 04.10.2013

  • Разработка структурной схемы системы связи, предназначенной для передачи данных и аналоговых сигналов методом импульсно-кодовой модуляции для заданного диапазона частот и некогерентного способа приема сигналов. Рассмотрение вопросов помехоустойчивости.

    курсовая работа [139,1 K], добавлен 13.08.2010

  • Разработка структурной схемы системы связи, предназначенной для передачи двоичных данных и аналоговых сигналов методом импульсно-кодовой модуляции. Принципы статического (эффективного) кодирования сообщений. Классификация помехоустойчивых кодов.

    курсовая работа [882,7 K], добавлен 13.12.2011

  • Процесс преобразования аналогового сигнала в цифровой. Шаг дискретизации, его взаимосвязь с формой восстановленного сигнала. Сущность теоремы Котельникова. Процесс компандирования, его стандарты. Системы передачи информации с импульсно-кодовой модуляцией.

    презентация [190,4 K], добавлен 28.01.2015

  • Структурная схема системы связи и приемника. Выигрыш в отношении сигнал/шум при применении оптимального приемника. Применение импульсно-кодовой модуляции для передачи аналоговых сигналов. Расчет пропускной способности разработанной системы связи.

    курсовая работа [1,1 M], добавлен 09.12.2014

  • Анализ причин использования в радиоэлектронике гармонического колебания высокой частоты как несущего колебания. Общая характеристика амплитудной, угловой, импульсной и импульсно-кодовой модуляции сигналов. Комплекс форм передачи сигналов в электросвязи.

    реферат [206,6 K], добавлен 22.08.2011

  • Разработка цифровой системы передачи непрерывных сообщений с импульсно-кодовой модуляцией по каналу с шумом. Расчет значения математического ожидания, среднеквадратического отклонения и дисперсии. Составление структурной схемы модулятора и демодулятора.

    курсовая работа [1,1 M], добавлен 08.01.2012

  • Структурная схема системы связи. Сигнал на входе цифрового приемника. Импульсно-кодовая модуляция как передача непрерывных функций при помощи двоичного кода. Помехоустойчивое кодирование, работа модулятора. Расчет вероятности ошибки, декодер Меггита.

    курсовая работа [813,2 K], добавлен 08.06.2014

Работы в архивах красиво оформлены согласно требованиям ВУЗов и содержат рисунки, диаграммы, формулы и т.д.
PPT, PPTX и PDF-файлы представлены только в архивах.
Рекомендуем скачать работу.