Параметры электропривода

Размещено на http://www.allbest.ru/

Размещено на http://www.allbest.ru/

Введение

В бакалаврском проекте проводится исследование статических и динамических характеристик различных систем автоматизированного электропривода постоянного тока тиристорный преобразователь-двигатель (ТП-Д).

В частности, рассматривается система подчиненного регулирования (СПР) с аналоговыми и цифровыми регуляторами, система модального управления (СМУ), система модального управления с наблюдателем состояния (СМУ с НС), система позиционного электропривода.

Кроме этого целью дипломного проекта является разработка взаимосвязанной электромеханической системы с односторонними связями по возмущающему воздействию.

В бакалаврском проекте помимо выбора из справочной литературы необходимого силового электрооборудования, регуляторов и датчиков проводятся необходимые расчеты всех систем, состояние их функциональных и структурных схем. Выполняются расчеты и анализ качественных показателей переходных процессов.

В проекте сделано необходимое технико-экономическое обоснование принятых решений и рассмотрены вопросы техники безопасности и охраны труда.

1. Задание на выполнение бакалаврского проекта

Для выполнения бакалаврского проекта используются следующие технические данные, которые отвечают варианту №13. Они помещение в табл. 1.1

Таблица 1.1 - Исходные данные бакалаврского проекта

Вари-ант	Тиристорный преобразователь КТЭУ	Двигатель серии П	Момент инерции механизма IМ=дIДВ д	Допустимая амплитуда пульсаций ТП (%)	Тип регулятора скорости (или ЭДС)	Тип датчика (Д) скорости (ТГ), ЭДС или напряжения (ДН)
	Idн, А	Udн, В	Тип	nн, об/ мин
13	200	460	П111	750	0.4	7	РЭДС-П	Д ЭДС

электропривод датчик модальный управление

Из таблицы 1.1 следует, что в основу проекта положен тиристорный преобразователь с раздельным управлением. Двухконтурная СПР содержит контур тока и внешний контур скорости с регулятором ЭДС (РЭДС) и датчиком ЭДС (ДЭДС).

Основу СПР составляет комплектный тиристорный электропривод серии КТЭУ. Он выполнен на типовых элементах унифицированной блочной системы регуляторов УБСР-АИ аналогового действия, объединенных по принципу единства конструкции, вида выходных сигналов, напряжений питания. Питание ячеек осуществляется стабилизированным напряжением В. Уровни входных и выходных напряжений до 10В, сопротивление нагрузки - не менее 2 кОм. Номенклатура и основные технические данные даны в справочнике [1]. Принципиальные схемы ячеек, задатчиков, регуляторов даны в том же справочнике.

Система импульсно-фазового управления тиристорных электроприводов серии КТЭУ имеет косинусоидальное опорное напряжение. При этом амплитуда опорного напряжения

На чертеже 1 и рис. 1.1 представлена принципиальная схема электропривода на ток 194 А.

Тиристорный преобразователь ТП состоит из двух мостов VSF и VSB, собранных по встречно-параллельной схеме. Он получает питание от сети 380В через автоматический выключатель QF1. Питание выпрямительных мостов осуществляется от токоограничивающих реакторов. При необходимости ограничения уровня пульсаций выпрямленного тока в якорную цепь двигателя может включаться сглаживающий реактор L₃.

На стороне постоянного тока защита осуществляется автоматическим выключателем QF₃, выбираем в зависимости от тока нагрузки ТП. Линейный контактор KM₁ служит для коммутаций якорной цепи при необходимости. Динамическое торможение электродвигателя М осуществляется через контактор KV и резистор RV.

Трансформатор Т₁ и диодный мост V служат для питания обмотки возбуждения двигателя М-LM. Имеется также узел питания электромагнитного тормоза VB.

Система управления СУ, в качестве которой используется СПР, по сигналам оператора с пульта управления ПУ, сигналам о состоянии коммутационных и защитных аппаратов, получаемым из узлов управления этими аппаратами и сигнализации УУК и С, сигналам из общей схемы управления технологическим агрегатом СУТА, сигналам о токе возбуждения и токе якоря двигателя, получаемым с шунтов RS₁, RS₂, сигналам о напряжении на якоре двигателя М, снимаемым с потенциометра RP, сигналам о скорости, выраженную через обратную связь по ЭДС, выдает управляющие воздействия в СИФУ и сигналы управления в УУК и на пульт управления ПУ или ЭВМ.

Сигналы задания и обратных связей в СПР гальванически разделяются от внешних цепей с высоким потенциалом. Система управления СПР через гальванические разделители выдает в СУТА значения необходимых регулируемых параметров (скорости, тока и др.).

Роль гальванического разделителя в СИФУ выполняет импульсный трансформатор, вторичная обмотка которого совместно с соответствующими RC цепями подключается к катоду и управляющему электроду силовых тиристоров.

Рисунок 1.1 - Принципиальная схема СПР скорости электропривода постоянного тока

2. Расчёт и выбор параметров электропривода

Исходя из варианта задания, имеем следующие параметры ТП:

Найдём мощность ТП

; (2.1)

где - мощность ТП;

- номинальное напряжение преобразователя;

- номинальный ток ТП.

кВт.

Исходя из этого, может быть выбрана мощность двигателя

; 75 кВт92 кВт.

Известно, что при этом двигатель должен быть выбран на скорость n=750

Из [1,2] выбираем паспортные данные двигателя. Они помещены в табл. 2.1.

Таблица 2.1 - Данные двигателя

Тип	Рн, кВт	nH, об/мин	UH, В	IH, А	Число главных полю-сов 2 р	Число параллельных ветвей 2а	общее число витков якоря N/2	Rяк, Ом	Rgn, Ом	Обмотка возбуждения
										число витков на один полюс	Rов, Ом
П111	75	750	440	194	4	2	210	0.0662	0.0308	850	27.9

; n_max=1000 ; GD²=20.4 кгм².

По [1,3] выбираем тип токоограничивающего реактора. Они помещены в таблицу 2.2.

Таблица 2.2 - параметры токоограничивающего реактора

Тип	, А	, В	, А	, мГн	, Ом
РТСТ-165-0,25	200	380	165	0,25	13

Выбор автоматических выключателей трехполюсного QF₁ и двухполюсного QF_3, линейного контактора КМ₁, а также контактора динамического торможения KV ведется при заданном напряжении силовой цепи электропривода по величине номинального выпрямленного тока . В качестве QF₁ выбираем автоматический включатель типа А3726Б. Он выбирается по напряжению 380 В и току токоограничивающего реактора.

Таблица 2.3 - Выключатели автоматические.

Тип	Номинальный ток, А	Уставка по току срабатывания расцепителей, А
	выключателя	электромагнитных расцепителей	тепловых расцепителей	тепловых	электро-магнитных
А3726Б	250	250	200	230	2500
А3725Б	250	250	200	230	1500

Автомат QF₃ на стороне постоянного тока выбираем типа А3725Б. Их данные берутся из табл. 7.6 [1]. Данные автоматические выключатели помещены в таблице 2.3.

Линейный контактор КМ₁ берем типа КПВ600 (4 шт.) из табл. 7.11 [1]. Данные контакторы помещены в таблицы 2.4, они предназначенны для включения и отключения электрических цепей с номинальным напряжением 220 В и имеют один контакт, устанавливаются последовательно по два.

Таблица 2.4 - Контакторы серии КПВ600

Тип	Номинальный ток, А	Мощность катушки, Вт	Собственное время, с
			втягивания	отпадания
КПВ-604	250	50	0.28	0.12

Из [1,4] выбираем ячейки сопротивления динамического торможения. Для этого рассчитаем сопротивление:

; (2.2)

где R_дв = R_як + R_ко + R_дп (2.3)

R_дв =;

.

Ящик сопротивления включатся по схеме рисунок 2.1

Рисунок 2.1 - Схема включения сопротивлений динамического торможения

В качестве сопротивления возьмем ящик типа ЯС4 с элементами типа лента, число ящиков 2. Данный ящик имеет 5 элементов по 0.234 Ом, то есть =1.17 Ом, что практически соответствует сопротивлению динамического торможения.

;

Отключив 1 ступень мы получим требуемое значение сопротивления.

.

Угловая скорость двигателя определяется уравнением:

;

.

Выбираем шунт. Шунт RS₁ выбирается по номинальному току двигателя по формуле:



200 A>194 A (2.4)

Поэтому выбираем шунт типа 75 ШСМ-0.2 I_нш=200 А

Шунт RS₂ выбирается по максимальному току двигателя по формуле:

500 A>485 A

Поэтому выбираем шунт типа 75 ШС-0.2 I_нш=500 A.

3. Расчет статических и динамических параметров силовой цепи

Рассчитываем сопротивление якорной цепи двигателя:

; (3.1)

где R_як, R_дп, R_ко сопротивления обмоток якоря, дополнительных полюсов и компенсационной обмотки при ее наличии Ом;

падение напряжения в щеточном контакте двигателя, принимаемое равным 2 В; коэффициент двигателя, учитывающий изменение сопротивления при нагреве машины на 60⁰С.

.

Рассчитываем индуктивное сопротивление якоря двигателя:

(3.2)

где с = 0.5

.

Находим индуктивность сглаживающего реактора L_СГ. Сначала определяем амплитудное значение гармонической составляющей выпрямленного напряжения.

; (3.3)

где к - кратность гармоники, принимаемая равной единице;

P - пульсность преобразователя; - угол регулирования при котором наблюдается максимальное значение E_кр;

E_d0 - максимальное значение выпрямленной ЭДС преобразователя.

;

.

.

При известных амплитуде основной гармоники E_кр и допустимом действующем значении основной гармоники тока % необходимая индуктивность сглаживающего дросселя L_сг в цепи выпрямленного тока I_d рассчитывается по формуле:

; (3.5)

где =314 с^-1 - круговая частота.

.

Сглаживающий дроссель не нужен т.к. L_сг<0.

Активное сопротивление главной цепи электропривода, Ом:

; (3.6)

R_ш сопротивление шин или кабеля, соединяющих тиристорный преобразователь с якорем двигателя.

.

;

.

.

Рассчитаем индуктивность главной цепи, Гн:

; (3.7)

.

Электромагнитная постоянная времени якорной цепи двигателя:

; (3.8)

.

Электромагнитная постоянная времени главной цепи:

; (3.9)

.

Приведенный момент инерции электропривода:

; (3.10)

где коэффициент, определяющий соотношение между моментом инерции двигателя и механизма, заданный в исходных данных.

;

.

Номинальная ЭДС двигателя, В,

; (3.11)

.

Рассчитываем величину коэффициента двигателя сФ_н:

; (3.12)

.

Электромеханическая постоянная времени электропривода:

; (3.13)

.

Коэффициент усиления тиристорного преобразователя

 ; (3.14)

где U_{оп.макс} амплитуда опорного синусоидального напряжения СИФУ, принятая в задании равной 10В.

.

Коэффициент деления напряжения якоря двигателя

; (3.15)

где U_н номинальное напряжение двигателя.

.

Передаточный коэффициент шунта, В/А:

; (3.16)

где I_н.ш номинальное значение тока, на который выбран шунт, А.

.

Коэффициент усиления датчика тока

; (3.17)

.

Выбираем =53.3

Найдем коэффициент передачи обратной святи по току:

; (3.18)

.

Он определяется после выбора стандартного коэффициента усиления датчика тока.

4. Расчет внешних и регулировочных характеристик тиристорного преобразователя

Заданные характеристики разомкнутой системы тиристорный преобразователь - двигатель соответствуют уравнению

(4.1)

где - падение напряжения в преобразователе с учетом мостовой схемы соединения тиристоров, равное . Внешние характеристики следуют из уравнения (5.1) при условии =const и I_d=var, а регулировочные - при I_d=const и =var.

; (4.2)

.

Внешние характеристики необходимо построить для выпрямительного и инверторного режимов работы преобразователя при углах регулирования =30,45,60,75,90,105,120,135,150° и изменениях выпрямленного тока в пределах , то есть когда .

На график нанесена линия безопасного инвертирования, которая соответствует уравнению

(4.3)

где - угол восстановления запирающих свойств тиристоров, равный 2°, а R_экв.p=0.075 Ом

При I_d = 2.5I_н

;

При I_d = 0

.

Для построения регулировочной характеристики необходимо определить значение угла коммутации при максимальном токе нагрузки преобразователя I_d = I_н и угле регулирования =30°.

Угол коммутации

; (4.4)

.

На графике регулировочной характеристики нарисованы две кривые для ЭДС и напряжения преобразователя. Первая из них соответствует уравнению Е = E_d0cos, а вторая - зависимость (4.1). При этом

.

Результаты расчета приводятся ниже.



; (4.5)

Данные графики помещены на чертеже 1, на рисунке 4.1 и рисунке 4.2.

Рисунок 4.1 - Внешние характеристики ТП

Рисунок 4.2 - Регулировочные характеристики ТП

5. Выбор и описание регуляторов и датчиков

Элементная база систем управления комплектным тиристорным электроприводом серии КТЭУ дана в справочнике [1,9].

В качестве основных узлов разрабатываемой системы электропривода рекомендуется использовать перечисленные ниже элементы.

Ячейка задатчика интенсивности ЗИ-3АИ [2] приведена на рисунке 5.1 Данный задатчик имеет регулируемое время развертки выходного напряжения в пределах с. Кроме того, он обеспечивает возможность выбора различных времен ускорения и замедления электропривода.

Ячейка датчика тока ДТ-3АИ [2] приведена на рисунке 5.2. Датчик тока формирует аналоговый сигнал, пропорциональный значению тока якоря двигателя, измеряемого с помощью шунта RS I. Он обеспечивает также гальваническое разделение цепей управления и высоковольтной якорной цепи двигателя. Датчик имеет два коэффициента усиления: 53.3 и 133.3. Потенциал разделяемых цепей равен 1000 В.

Ячейка регулятора тока РТ-1АИ [2,9] приведена на рисунке 5.3. Датчик представляет собой ПИ-регулятор с внутренним контуром напряжения. Данный регулятор тока позволяет изменять постоянную времени интегрирования в пределах 2-100 мс и коэффициент усиления пропорциональной части в пределах 1-50.

В качестве регулятора ЭДС следует использовать ячейку РС-1АИ [2,9], в составе которой имеется операционный усилитель А2. На данном усилителе может быть выполнена схема измерения ЭДС двигателя, т.е. датчик ЭДС. Она приведена на рисунке 5.4. Регулятор может выполняться в виде П- и ПИ-регуляторов. Она имеет диапазон изменения постоянной времени интегральной части 0.03-0.5 с и коэффициент усиления пропорциональной части 0.5-100.



Рисунок 5.1 - Принципиальная схема задатчика интенсивности

Рисунок 5.2 - Принципиальная схема датчика тока ДТ-3АИ

Рисунок 5.3 - Принципиальная схема регулятора тока РТ-1АИ



Рисунок 5.4 - Принципиальная схема регулятор ЭДС(скорости) РС-1АИ

6. Расчет параметров регуляторов тока и ЭДС

Принципиальная схема разработанной системы приведена на чертеже 1.

Как видно схема содержит два регулятора РТ и РЭДС.

Рассчитаем параметры регулятора тока. Для сопротивления обратной связи по току получим [7,11]:

; (6.1)

.

Рассчитаем величину задающего напряжения на входе регулятора тока:

; (6.2)

где =2.5 - перегрузочная способность двигателя.

.

Найдем коэффициент усиления объекта в контуре тока:

; (6.3)

Тогда для коэффициента усиления регулятора тока получим [7,11]:

; (6.4)

.

Учитывая, что

, (6.5)

найдем величину сопротивления цепи обратной связи по току:

; (6.6)

.

Передаточная функция оптимизированного контура скорости:

;

.

Рассчитываем параметры для регулятора ЭДС. Коэффициент усиления регулятора ЭДС:

; (6.7)

.

Коэффициент усиления обратной связи по напряжению:

; (6.8)

где U_з.э.max - максимальное напряжение задания на входе регулятора ЭДС, принимаемое равным 10В; E_дв.max - максимальная ЭДС двигателя

Максимальная ЭДС двигателя:

; (6.9)

.

Рассчитываем величину сопротивления, устанавливаемого в цепи напряжния датчика ЭДС:

; (6.10)

где R_д.э - сопротивление в цепи обратной связи датчика ЭДС, принимаемое равным 30 кОм

.

Сопротивление устанавливаемое в токовой цепи датчика ЭДС:

; (6.11)

.

.

Рассчитаем сопротивление, входящее в цепь обратной связи регулятора ЭДС:

; (6.12)

.

; (6.13)

.

; (6.14)

.

Следует помнить, что в системе с регулятором ЭДС из-за наличия некомпенсационной постоянной времени T_a быстродействие и статическая точность в (T_T+T_a)/T_T раз меньше, чем в системе с регулированием скорости. В данном случае статизм определяется величиной:

(6.15)

Рассчитаем постоянную времени ЗИ:

(6.16)

I_дин = I_н =194 А

7. Расчет на ПЭВМ переходных процессов в СПР скорости с регулятором ЭДС

Для проверки динамических свойств разработанной СПР на ПЭВМ была набрана структурная схема системы, показанная на рисунке 7.1 с рассчитанными параметрами РТ и РЭДC.

При исследовании системы в различных опытах изучалось поведение системы в динамике.

Опыт 1. Исследовались переходные процессы в контуре тока. Результаты показаны на рисунке 7.2. Видно, что U_{з.т max} =9.65В, ток в двигателе выходит на уровень максимального значения І_макс = 202,4 А; І_уст=194 A. При этом перерегулирование тока составляет величину

; (7.1)

.

Время первого согласования и время первого максимума соответственно равны:

t₀₁ = 0,018c = 4,5 T; (7.2)

t_M1 = 0,024c = 6 T. (7.3)

Полученные результаты говорят о том, что без учета ЭДС двигателя контур тока правильно настроен на модульный оптимум.

Опыт 2. В данном эксперименте оценивалось влияние обратной связи по ЭДС двигателя. Результаты данного опыта показаны на рисунке 7.3. Видно, что в результате действия ЭДС двигателя І_макс = 488.35 А; І_уст = 431.85 А

; (7.4)

t₀₁ = 0,015c = 3.75 T; (7.5)

t_M1 = 0,022c = 5.5 T. (7.6)

Рисунок 7.1 Структурная схема системы подчиненного регулирования



Рисунок 7.2 - Переходный процесс в контуре тока при отсутствии обратной связи по ЭДС двигателя

Рисунок 7.3 - Переходный процесс в контуре тока при действии обратной связи по ЭДС двигателя

Найдем фактическое значение тока

; (7.7)

.

ЭДС оказывает сильное влияние на поведение контура тока, так как электропривод имеет маленькую электромеханическую постоянную времени.

Опыты 3,4. Их результаты приведены на рисунке 7.4 и рисунке 7.5. В данных опытах проверялась правильность работы электропривода на холостом ходу (рисунок7.4) t₀₁=0.32 с; t_m1 = 0.39 c; и под нагрузкой (рисунок 7.5)

t_m1 = 0.4 c; без задатчика интенсивности.

Из графиков следует, что время разгона электропривода в данном случае зависит от величины нагрузки. Оно находится в пределах t_{разг х.х}=0.4 с; при этом:

I_{max н} = 517 А; I_{max х.х} = 506 А; .

.

Имеет место статическое падение скорости:

.

Рисунок 7.4 - Переходные процессы в контуре скорости без ЗИ при Iс=0.



Рисунок 7.5 - Переходные процессы в контуре скорости без ЗИ и набросе нагрузки Ic=194 A; при t=0 c.

Опыты 5,6. Их результаты приведены на рисунке 7.6 и рисунке 7.7. В данных опытах проверялась правильность работы электропривода на холостом ходу (рисунок 7.6) t₀₁=0.55 с; t_m1 = 0.6 c; и под нагрузкой (рисунок 7.7)

t_m1 = 0.6 c; c задатчиком интенсивности.

Из представленных рисунков видно, что t_разг = 0,6 с не зависит от дейсвия нагрузки, при этом I_{max н} = 459 А; I_{max х.х}=263 А;

.

Имеет место статическое падение скорости:

.



Рисунок 7.6 - Переходные процессы в контуре скорости с ЗИ и Iс=0.

Рисунок 7.7 - Переходные процессы в контуре скорости с ЗИ и набросе нагрузки Ic=194 A; при t=0 c.

Опыт 7. Результат приведен на рис. 7.8. В данном опыте проверялась работа системы, с приложением нагрузки на вал двигателя во время t=0.5t_p=0.12 [c] без задатчика интенсивности. При набросе нагрузке наблюдается изменение ускорения разгона ЭП до установившегося значения скорости. При установившейся скорости ток выходит на свое номинальное значение. Из представленного рисунка видно, что t_разг = 0.31 [с], при этом I_{max н} = 506 [А]; .

Рисунок 7.8 - Переходные процессы в контуре скорости без ЗИ и набросе нагрузки Ic=194 A; при t = 0.5tp = 0.12 c.

Опыт 8. Результат приведен на рисунке 7.9. В данном опыте проверялась работа системы, с приложением нагрузки на вал двигателя во время t=0.5t_p=0.3 c с задатчиком интенсивности. При набросе нагрузки не измененяется ускорение разгона ЭП. При установившейся скорости ток выходит на свое номинальное значение. Из представленного рисунка видно, что t_разг = 0.6 с, при этом

I_{max н} = 352 А;

Рисунок 7.9 - Переходные процессы в контуре скорости c ЗИ и набросе нагрузки Ic=194 A; при t = 0.5tp = 0.3 c.

Опыт 9. Результат приведен на рисунке 7.10. В данном опыте проверялась работа системы, с приложением нагрузки на вал двигателя во время t > t_p=0.7 c без задатчика интенсивности. Из представленного графика видно, что произошла просадка скорости .

Рисунок 7.10 - Переходные процессы в контуре скорости без ЗИ и набросе нагрузки Ic=194 A; при t = tуст = 0.7 c.

Опыт 10. Результат приведен на рис. 7.11. В данном опыте проверялась работа системы, с приложением нагрузки на вал двигателя во время t > t_p=1.08 с, c задатчиком интенсивности. Из представленного рисунка видно, что произошла просадка скорости .

Рисунок 7.11 - Переходные процессы в контуре скорости c ЗИ и набросе нагрузки Ic=194 A; при t = tуст = 1.08 c.

Опыт 11. Исследование системы в линейной зоне, показано на рисунке 7.12. По результатам опыта видно, что при U_зс=1В, с^-1, I_max=80 A<194 A. Система работает в линейной зоне. Таким образом, все полученные переходные процессы соответствуют требованиям задания. СПР скорости электропривода с ПИ-РТ и П-РЭДС рассчитана правильно.

Рисунок 7.12 - Переходные процессы в СПР скорости в линейной зоне, при Uз=1 В.

Опыт 12. Исследовалась переходная характеристика по возмущению. Она показана на рисунке 7.13.

Рисунок 7.13 - Ошибка по возмущению w =f(t).

Значения ошибки расчетное и полученное в результате моделирования совпадают

8. Создание, расчёт и исследование системы модального управление (СМУ)

Описание системы модального управления

Фундаментальным понятием в математической теории управления есть пространство состояний. Обычно предполагается, что обобщенная система имеет n-й порядок, управляется r-числом управляющих воздействий и имеет m выходных координат У, которые в общем случае могут не являться координатами X движения электропривода.

Состояние системы в любой момент времени t есть такая совокупность сведений о ней, наличие которой вместе с некоторым управляющим воздействием достаточно для прогнозирования состояния системы в любой момент времени t. В векторно - матричной форме любую линейную стационарную систему можно описать уравнениями:

(8.1)

где:

- квадратная матрица [nn] собственных значений;

- прямоугольная матрица управления размерности [nr];

- прямоугольная матрица выхода размерности [mn];

- матрица влияния управления на выходные координаты размерности [mr].

Система, описываемая уравнениями (8.1), называется полностью управляемой, если с помощью ограниченного воздействия U она может быть переведена из произвольного состояния х в произвольное конечное х(t), при изменении времени t t. Условием управляемости системы является:

Rang Р=n. (8.2)

где: n - порядок системы;

Матрица управляемости Р размерности [nm] имеет вид:

P=; (8.3)

Если выполняется условие (8.2), то возможно создание модального регулятора в соответствии со структурной схемой рисунок 8.2. В этом случае замкнутая система управления будет описываться следующими уравнениями:

(8.4)

где: V-матрица задания, К - матрица - строка обратной связи, состоящая из коэффициентов обратной связи по вектору состояния X. Решая уравнение (8.4), получим:

X=AX=BV-KVX=(A-KB) X+BV=AX+BV (8.5)

где =A-KB.

Модальный регулятор (МР) является безинерционным регулятором. Он устанавливается в цепи обратной связи. На его входе осуществляется алгебраическое суммирование всех обратных связей по вектору состояния. Для определения коэффициентов модального регулятора необходимо найти характеристическое уравнение замкнутой системы:

G(p)=det (pI-), (8.6)

I= - единичная матрица, (8.7)

а затем приравнять коэффициенты уравнения G(p) коэффициентам фильтра Баттерворта. Они для систем порядка имеют вид:

р+1.41 +, (n=2);

р+, (n=3);

р, (n=3),

где- собственная частота колебаний системы, являющаяся произвольно задаваемым параметром, от которого зависит быстродействие переходного процесса.

Для определения коэффициентов матриц A и B необходимо воспользоваться структурной схемой исследуемой системы тиристорный преобразователь - двигатель.



Структурная схема силовой части электропривода ТП-Д

По структурной схеме запишем:

(8.8)

Обозначим:

; ;;;. (8.9)

После решения системы уравнений (8.8) относительно получим:

(8.10)

Для определения коэффициентов обратной связи регулятора найдём характеристическое уравнение:

Det (pI-A+BK)=

(8.11)

где К-коэффициент обратной связи по скорости;

К₁ - коэффициент обратной связи по току;

K- коэффициент обратной связи по напряжению ТП.

Фильтр Баттерворта для системы 3-го порядка имеет вид:

. (8.12)

Сравнивая коэффициенты при соответствующих степенях р, получим формулы, по которым могут быть рассчитаны их численные значения если предварительно задаться величиной:

K; (8.13)

К; (8.14)

К. (8.15)

Собственную частоту колебаний выбираем произвольно

. (8.16)

Для упрощения расчёта коэффициентов, принимаем [с^-1]

Коэффициент усиления замкнутой системы по управляющему воздействию К₃ можно определить методом графов или методами линейной ТАУ. Он рассчитывается по зависимости:

; (8.17)

Для замкнутой системы рисунок 2.4 справедлива зависимость:

U; (8.18)

где - коэффициент усиления по управлению, определяемый из матрицы B как:

К=; (8.19)

- коэффициент усиления, корректирующий напряжение задания для вывода двигателя на номинальную скорость и определяемый по зависимости:

. (8.20)

При расчёте величину напряжения задания имеем равной 10 В, как в СПР.

Расчёт параметров СМУ

Все необходимые параметры системы модального управления рассчитаем по формулам (8.13) - (8.20):

;

;

;

.

Исследование СМУ на ПЭВМ

Проведем исследование системы в следующих опытах:

Опыт 1. Здесь исследовалась работа системы без ЗИ на холостом ходу. Результаты опыта показаны на рисунке 8.5. Время разгона до установившейся скорости t_р = 0.08 с. Перерегулирование по скорости Ток и ЭДС превышают допустимые значения для данной системы.

Рисунок 8.5 - Переходные процессы в электроприводе ТП-Д с СМУ без ЗИ на х.х.

Опыт 2. Здесь исследовалась работа системы от ЗИ на холостом ходу. Результаты опыта показаны на рисунке 8.6. Видно, что при с двигатель разгонится до установившейся скорости с^-1.



Рисунок 8.6 - Переходные процессы в электроприводе ТП-Д с СМУ от ЗИ на х.х.

Опыты 3,4,5,6. Результаты этих опытов показаны на рисунках 8.7, 8.8, 8.9, 8.10. Здесь показана работа СМУ от ЗИ при действии нагрузки в начале пуска (рисунок 8.7), при разгоне электропривода (рисунок 8.8), при набросе нагрузки в установившемся режиме (рисунок 8.9), а также при набросе и снятии нагрузки в установившемся режиме (рисунок 8.10). Все четыре графика соответствуют действительному характеру процесса в разработанной системе.

Рисунок 8.7 - Переходные процессы в электроприводе ТП-Д с СМУ от ЗИ при набросе нагрузки Ic=194 A; при t=0 c.



Рисунок 8.8 - Переходные процессы в электроприводе ТП-Д с СМУ от ЗИ при набросе нагрузки Ic=194 A; при t=0.27 c.

Рисунок 8.9 - Переходные процессы в электроприводе ТП-Д с СМУ от ЗИ при набросе нагрузки Ic=194 A; при t=0.7 c.

Рисунок 8.10 - Переходные процессы в электроприводе ТП-Д с СМУ и ЗИ при набросе нагрузки Ic=194 A; при t=0.7 c и снятии нагрузки Ic при t=0.8 c.

Опыт 7. Определялась переходная характеристика СМУ по возмущающему воздействию. Она показана на рисунок 8.11. Из рисунка видно, что статическая ошибка в разработанной системе . Она меньше чем в СПР, где она составляет величину . Это связано с большой выбранной величиной среднегеометрического корня модальной системы.

Рисунок 8.11 - Ошибка по возмущению в СМУ

Опыт 8. Исследование системы в линейной зоне. Его результаты показаны на рисунок 8.12. По результатам опыта видно, что при U_зс=1В, с^-1, I_max=832 A, t_разг=0.075 с.

Рисунок 8.12 - Переходные процессы в СМУ в линейной зоне при Uз=1В.

9. Исследование системы модального управления с наблюдателем состояния (НС)

Математическое описание системы

Структурная схема асимптотического наблюдателя полного порядка, построенная как замкнутая система с отрицательной обратной связью, что автоматически минимизирует отклонения вектора оценок от вектора состояния объекта , показана на рисунке 9.1. Из системы видно, что выход объекта сравнивается с выходом НС и их разность, которая является сигналом рассогласования, через матрицу коэффициентов усиления обратной связи в наблюдателе L подается на входы интеграторов наблюдателя.

Разработка наблюдателя [13] заключается в таком выборе структуры и параметров матрицы L, чтобы ошибка , а следовательно, и ошибка оценивания (восстановления) координат объекта за минимальное время стремилась к нулю. Наблюдатель называется асимптотическим потому, что при , .

Уравнения состояния n-мерного наблюдателя имеют вид:

. (9.1)

. (9.2)

По уравнениям (9.2) построена структурная схема НС рисунок 9.1 как замкнутая система. Из уравнения (9.2) следует, что если имеется возможность произвольно желаемым образом задаваться собственными значениями матрицы (следом матрицы) замкнутого НС [A - LC], то это обеспечивает минимизацию ошибки восстановления Х вектора состояния объекта Х(t).

Необходимо отметить, что при создании наблюдателя прежде всего надо определить является ли исходная система (объект) полностью наблюдаемой. Для этого вычисляется матрица наблюдаемости:

[ ]; (9.3)

и определяется её ранг:

Rang . (9.4)

который должен быть равен порядку n объекта.

Для синтеза НС представим уравнение системы ТП-Д в виде:

; (9.5)

откуда следуют значения коэффициентов характеристического уравнения:

;

(9.6)

и нижеследующий вид матрицы состояния А в канонической форме фазовой переменной

; (9.7)

Из (10.7) записывается представление матриц А и С в сопряженной форме фазовой переменной, т.е. в виде:

(9.8)

Для синтеза наблюдателя полного порядка зададимся желаемым нормированным полином Баттерворта третьего порядка

; (9.9)

где ; ; ;

среднегеометрический корень НС, определяемый как:

; (9.10)

.

Выберем в качестве компонент вектора коэффициентов обратной связи в наблюдателе размерностью числа [0, n-1], т.е.

= = . (9.11)

Для получения матрицы обратной связи наблюдателя L в исходном базисе вначале вычисляется матрица P_н преобразования уравнений состояние объекта к уравнениям, записанным в сопряженной канонической форме фазовой переменной, а затем и матрица обратной связи наблюдателя L в исходном базисе

L=; (9.12)

Решением уравнения (9.12) находятся аналитические выражения для коэффициентов обратной связи наблюдателя [13]:

(9.13)

(9.14)

(9.15)

В соответствии с уравнением состояния наблюдателя (9.2) вычисляется матрица А-LC и с учетом полученных значений коэффициентов НС представляется в развернутой форме в виде:

. (9.16)

По зависимости (9.16) на рисунке 9.2 изображена структурная схема асимптотического наблюдателя третьего порядка системы электропривода постоянного тока тиристорный преобразователь - двигатель совместно с синтезированным раннее модальным регулятором.

Расчёт параметров НС

Определим коэффициенты матрицы А^*, представленной в канонической форме фазовой переменной:

;

;

.

Найдем коэффициенты обратной связи матрицы L в НС:

;

;

= 145905.54.

Исследование СМУ с НС на ПЭВМ

Опыт 1. Исследовалась работа системы при ее пуске от ЗИ на холостом ходу. Переходный процесс, соответствующий данному опыту приведен на рисунке 9.3. Из рисунка 9.3 следует, что процесс разгона электропривода идет с t_p=0.544 с, с постоянным ускорением и динамический ток равен I_дин=194 А. Скорость двигателя выходит на установившееся значение с^-1.

Опыт 2. Его результаты показаны на рисунке 9.4, где представлена работа системы под нагрузкой. Статический ток равен I_ст=194 А. Полный ток двигателя во время разгона составляет величину 388 А. При этом время разгона двигателя t_p=0.544 с, скорость двигателя выходит на заданный уровень.

Опыты 3,4,5. В данных опытах осуществляется наброс нагрузки во время разгона электропривода рисунок 9.5, наброс (рисунок 9.6) и сброс нагрузки (рисунок 9.7) при установившейся скорости электропривода. Из представленных рисунков видно, что все процессы соответствуют желаемым.

Опыт 6. Здесь исследовалась переходная характеристика по возмущению. Она показана на рисунке 9.8. Из переходной характеристики видно уменьшение статической ошибки с^-1.

Рисунок 9.3 - Модальный регулятор с наблюдателем состояния от ЗИ: разгон на холостом ходу

Рисунок 19.4 - Модальный регулятор с наблюдателем состояния от ЗИ: разгон под нагрузкой Ic=194 A.

Можно сделать вывод, что использование наблюдателя состояния способствовало уменьшению статической ошибки. По результатам исследования СМУ с НС на рисунке 9.9 представлена разработанная принципиальная схема наблюдающего устройства.

10. Расчет и исследование одноканального позиционного электропривода

Расчет параметров регулятора положения

Для удобства, наглядности переходных процессов, в систему одноканального позиционного электропривода, включае вместо обратной связи по ЭДС обратную связь по скорости. Для этого следует подобрать тахогенератор и регулятор скорости. В данном случае регулятор скорости будет выражен как П-регулятор. Тип тахогенератора приведен в таблице 10.1.

Таблица 10.1 - параметры тахогенератора

Тип	Pн, кВт	Uн, В	Iн, А	nн, об/мин	Uвн, В	Iвн, А	Rяк, Ом	Rдп, Ом	Rяц, Ом	Rв, Ом	Число Коллекторных пластин
ПТ-22	0.046	230	0.2	800	55	0.35	48.8	21.9	70.7	127	63

Расчет параметров регулятора скорости ведется следующим образом:

Найдем передаточный коэфициент цепи обратной связи по скорости:

; (10.1)

.

Найдем коэфициент усиления объекта, расчитываемый по формуле:

; (10.2)

.

Передаточная функция П-регулятора скорости выражается уравнением:

; (10.3)

.

Исходные данные для расчета параметров регулятора положения приведены в таблице 10.2.

Таблица 10.2 - исходные данные

Коэф. повышения быстродействия

Вариант

Перемещение S, м

Диаметр шкива Dш, м

Пер-ое число редуктора ip

Размещено на http://www.allbest.ru/

Размещено на http://www.allbest.ru/

Коэф. увелич. иерегрузки
13	1	0.7	19.88	4.4	3

Позиционный электропривод (рисунок 10.1) обеспечивает перемещение исполнительного органа рабочей машини в соответствии с заданной програм-мой. Система построена по принципу подчиненного регулирования. Контроль положения механизма осуществляется датчиком положения. Датчиком поло-жения является сельсин, который преобразует угловую координату в напря-жение. Сельсинная пара используется как задающее устройство, для получения сигнала рассогласования. В зависимости от направления поворота вала выходное напряжение сельсина имеет разную фазу, которая контролируется фазочувствительным выпрямителем. Этот выпрямитель предназначен для выпрямления сигнала рассогласования. При повороте вала сельсина датчика на некоторый угол ц_З система будет отрабатывать рассогласование до тех пор, пока не наступит равенство углов ц_З=ц. Поэтому эту систему можно отнести к следящему электроприводу.

Однако в данном проекте используется несколько другая схема. Регулятор положения представлен безинерционным звеном. Система будет отрабатывать перемещение, определяемое напряжением задания, до тех пор, пока суммарный сигнал на входе регулятора положения не станет равным нулю.

Для преобразования вращательного движения в поступательное, исполь-зуется передача типа шкив-канат.

Передаточная функция позиционной части обьекта, с учетом наличия в схеме редуктора имеет вид: (10.4)

где D_Ш - диаметр шкива; i_P - передаточное число редуктора.

Поэтому получим:

(10.5)

Найдем коэффициент обратной связи К_дп по формуле:

В/м; (10.6)

где U_{зп.макс.} - максимальная величина напряжения задания, принимаемая равной 10 В;

S_макс - максимальное задаваемое перемещение.

Расcчитаем величину малого перемещения, по формуле:

; (10.7)

где S_м - максимальное малое перемещение, м;

С - коэффициент передачи, равный ;

Размещено на http://www.allbest.ru/

Размещено на http://www.allbest.ru/

- относительная величина момента статического сопротивления;

М_макс - максимальный момент двигателя, равный 2575.35 Нм;

Щ_сп - частота среза контура положения, принимаемая равной 25 с^-1

Относительная величина момента статического сопротивления m_с, определяется по формуле:

(10.8)

.

Тогда для малого перемещения получим:

м.

В случае работы ЭП на холостом ходу, зона больших перемещений опреде-ляется нижней границей S?_д расcчитываемой по формуле:

(10.9)

где S?_д - минимальная величина больших перемещений, м.

.

Расcчитаем значение S_д, м при работе электропривода с номинальной нагруз-кой, по формуле:

(10.10)

.

Зона средних перемещений определяется границей S_м, нижней и верхней границей S_д при работе под нагрузкой. Определим коэффициент усиления регулятора положения К_рп.м. в режиме малых перемещений для холостого хода и работы под нагрузкой по формуле:

; (10.11)

где К_рп.м - коэффициент усиления регулятора положения при отработке малых перемещений;

Т_мс - малая некомпенсируемая постоянная времени оптимизированного контура скорости, равная:

. (10.12)

.

Рассчитаем величину малого перемещения при холостом ходу по формуле:



(10.13)

м.

Определим коэффициенты К?_рп.сб, при отработке средних и больших переме-щений на холостом ходу, по формуле:

;

(10.14)

где К?_рп.сб - коэффициент усиления регулятора положения при отработке средних и больших перемещений.

.

Найдем значение коэффициента К_рп.сб, при работе ЭП под нагрузкой, по формуле:

; (10.15)

.

Исследование переходных процессов в одноканальной системе

В первом и втором опытах исследовалась работа позиционного электропривода в режиме отработки малых перемещений с К_рп.м=18 на холостом ходу, и К_рп.м=12 под нагрузкой. Изменение коэфициента регулятора положения вызвано возникновением режима дотягивания. На холостом ходу S_м=0.01 м (рисунок 10.3) и под нагрузкой S_м=0.00756 м (рисунок 10.4). Видно, что оба процесса протекают без перерегулирования. Ток нагрузки I_с=194 А.

На рисунке 10.5 и рисунке 10.6 показаны переходные процессы при обработке системой средних перемещений на холостом ходу с К_рп=К_рп.б=9.4; S_ср=0.1 м и под нагрузкой с К_рп= К_рп.б = 13.2; S_ср=0.0978 м при линейном регуляторе положение. Эти процессы также не имеют перерегулирования.

На рисунке 10.7 и рисунке 10.8 показаны переходные процессы отработки больших перемещений с К_рп.б=2.47 в режиме холостого хода S_м=1 м и под нагрузкой с К_рп.б=2.56 и S_м=0,976 м. Оба процесса имеют участок установившейся скорости с^-1 и также протекает без перерегулирования.

Работа данной системы с нелинейным регулятором положения при отработке средних перемещений на холостом ходу c К_рп=4.6 и под нагрузкой c К_рп=5.8; показаны на рисунке 10.9 и рисунке 10.10. Работа нелинейного регу-лятора положения также характеризуется отработкой задаваемых переме-щений без перерегулирования и без участка дотягивания. Как правило при отработке больших перемещений в состав системы положения вводится ЗИ, структурная схема которого показана на рисунке 10.11. Характер переходного процесса в ЗИ при отработке большого перемещения показан на рисунке 10.12. Видно, что он обеспечивает время разгона и торможения ЭП на уровне t_р = t_т = 0.544 с, что соответствует расчетным значениям. Схема ЗИ рисунок 10.11 введена в состав системы положения рисунке 10.2 после блока ограничения скорости и перед РЭДС. Проведены два эксперимента отработ-ки системой большого перемещения на холостом ходу и под нагрузкой. Результаты этих опытов показаны на рисунке 10.7 и рисунке 10.8. Анализ переходных процессов показывает, что они отвечают требуемым, так как разгон и торможение ЭП идет за время 0.544 с с динамическим током 194 A.

В последнем опыте исследовалась статистическая ошибка при работе системы в режиме отработки малых и больших перемещений (рисунок 10.13). В первом случае статическая ошибка составила величину , а во втором случае метра.

Статическая ошибка в системе, настроенной на отработку малых перемещений, определяется как:

; (10.17)

.

Зависимость для статической ошибки в линейной системе, настроенной на отработку средних и больших перемещений будет иметь вид:

; (10.18)

.

Анализ ошибок расчитанных с помощью компьютера и вручную говорит о правильности функционирования системы, так как их значения совпадают.

11. Исследование электромеханической системы с параллельными связями по управляющему воздействию

Описание системы

Функциональная схема подобной электромеханической системы двухдвигательного электропривода при питании якорей М1 и М2 от отдельных тиристорных преобразователей ТП1 и ТП2 представлена на рисунке 11.1.

Из схемы видно, что требования обеспечения равенства скорости и двух двигателей достигается использованием одного регулятора скорости РС1 и двух, параллельно включенных, регуляторов тока РТ1 и РТ2. Однако при слабой механической связи между двигателями или вообще при ее отсутствии работа системы может сопровождаться большими рассогласованиями по скорости между двигателями, что является недопустимым. Подобное имеет место, например, в электромеханической системе вращения двух конусов разматывателя листового прокатного стана, если из-за перекоса рулона один из конусов проскальзывает (буксует).

Для ликвидации этого явления используется дополнительный регулятор соотношения скоростей РСС, который должен иметь пропорционально-интегральную характеристику.

При использовании ПИ - регулятора соотношения скоростей с передаточной функцией

; (11.1)

. (11.2)

; (11.3)

двухконтурная система отрабатывает рассогласование =.

При ПИ регуляторе тока и настройке контура регулирования ошибки на симметричный оптимум замкнутая система становится двукратноинтегрирующей. Известно, что в данной системе будет отсутствовать статические ошибки по управляющему и возмущающему воздействиям. Это легко проверить с помощью ЭВМ.

В первом случае необходимо внести рассогласование по заданию скорости, например, для второго двигателя. Для этого достаточно между РС1 и РТ2 поставить дополнительное пропорциональное звено с коэффициентом передачи К₁=0.8. Система без ошибок не только статической _ст, но и скоростной должна отработать 20% разбаланс между скоростями и .

Во втором случае разбаланс по скорости может быть вызван различными величинами момента статического сопротивлении М_с, действующими на двигатели М1 и М2. При М_с1= М_н и М_с2= 0 и отсутствии РСС статическая ошибка в первом электроприводе составит величину:

_ст1=. (11.4)

а во втором электроприводе при К₁=1 будет равна нулю (_ст2=1).

Если включить РСС, то возникшее рассогласование _ст1 должно быть ликвидировано.

Полная структурная схема взаимосвязанной по управляющему воздействию электромеханической системы, состоящей из двух одинаковых по параметрам электроприводов.

Расчёт параметров РСС

;

.

Исследование взаимосвязанной электромеханической системы на ЭВМ

В опыте 1 проверялась правильность расчета и проектирования двухдвигательного электропривода. Исследовалась работа системы в режиме холостого хода без ЗИ при К₁=1. Результаты опыта подтверждающего правильность работы системы показаны на рисунке 11.3.

На рисунке 11.4 приведены результаты работы системы от ЗИ при К₁=0.8 и выключенном РСС. Видно, что с^-1; с^-1; I₁=194 А; I₂=155 А; то есть ощутимо рассогласование по скорости, =15.7 с^-1.

В опыте 3 подключался РСС, что привело к выравниванию скорости. Это видно из рисунка 11.5, так как с^-1; I₁= I₂=194 А.

В опытах 4 - 6 проверялась работа РСС, когда разбаланс скорости двух электроприводов вызывался различным характером действующей на один из электроприводов нагрузки.

На рисунке 11.6 она действовала на второй ЭП при t=0, на рисунке 11.7 при t=0.3 с, на рисунке 11.8 при t=0.9 с, т.е. в установившемся режиме.

На всех рисунках видно, что время выравнивания скорости находится в пределах t_выр=(0.050.07) с. Под действием нагрузки понимают I_с= I_н=194 А.

Таким образом, можно прийти к выводу о целесообразности использования РСС для выравнивания скоростей двух ЭП с параллельными связями по управляющему воздействию.

12. Разработка систем подчинённого регулирования с цифровими регуляторами

Получение передаточных функций дискретных регуляторов

В данной работе дискретизацию СПР скорости будем производить методом подстановок, т.е. будем заменять непрерывные интеграторы дискретными. Выделим интегральную часть ПИ - регулятора тока:

.

При использовании интегрирования по методу опережающих прямоугольников получим следующую передаточную функцию дискретного

ПИ - регулятора тока (ДРТ)

. (13.1)

Для получения рекурентного уравнения преобразуем передаточную функцию (12.1) к следующему виду:

; (12.2)

Для всех остальных методов интегрирования получение передаточных функций будут аналогично выше изложенной методике.

Запишем рекуррентное уравнение в z-преобразованиях по передаточной функции ДРТ (12.2)

. (12.3)

Представим уравнение (12.3) в отсчетах решетчатой функции

. (12.4)

После преобразований окончательно получим

. (12.5)

По данному уравнению (12.5) можно просчитать переходный процесс для n тактов. Запишем уравнение (12.5) в численных значениях:

.

Считая, что начальные условия нулевые () и входной сигнал решетчатая функция рисунок 12.2 рассчитаем рекурентное уравнение для 8-ми тактов (), результаты занесем в таблицу 12.3.

;

;

;

;

;

;

;

;

.

Таблица 12.3 - Значения выходной решетчатой функции

№ такта	Отстающие прямоугольники	Опережающие прямоугольники	Трапеций
0	0.947	1.05	0.99
1	1.051	1.153	2.87
2	1.155	1.256	4.75
3	1.259	1.359	6.63
4	-0.531	-0.638	6.53
5	-0.635	-0.741	4.65
6	-0.739	-0.844	2.77
7	-0.843	-0.947	0.89
8	-0.947	-1.05	-0.99

При использовании других методов интегрирования процесс получения значений выходной решетчатой функции ПИ-регулятора тока будет аналогичным.

Исследуем реакцию дискретных регуляторов на гармоническое воздействие. Для этого промоделируем все три интегратора, структурные схемы которых показаны на рисунках 12.3 - 12.5. На вход будем подавать гармонический сигнал вида:

; (12.6)

где - частота входного сигнала равная 125 рад/с, 628 рад/с и равная частоте среза контура тока.

Частота среза контура тока при настройке контура на МО определяется по формуле:

; (12.7)

где - малая постоянная времени ТП,

рад/с.

Дискретные регуляторы вносят фазовые сдвиги, которые вызывают перерегулирование тока . Это приводит к тому, что контур тока в дискретно-непрерывной системе не отвечает настройке на модульный оптимум. Для компенсации фазовой погрешности введем последовательно с РТ (после него) так называемый фильтр фазовой коррекции (ФФК) с передаточной функцией:

. (12.8)

U_вх= 0.1U_д.т.max c ФФК.

Моделирование СПР с дискретными регуляторами

Так как в СПР согласно заданию обратная связь осуществляется по ЭДС, а также установлен П-регулятор ЭДС, то контур ЭДС нуждается в дискретизации в том числе.

Анализ данных переходных процессов показал, что в нашем случае наибольшее приближение к СПР дает метод отстающих прямоугольников, поэтому для дальнейшего моделирования применим этот метод.

Анализ графиков показывает, что динамические параметры переходных процессов в аналоговой и дискретных системах мало отличаются по внешнему виду. Наблюдаются некоторые колебания координат электропривода, однако существенного влияния на качество переходных процессов в СПР дискретные регуляторы не оказывают.

T_oc = 0.0066 c

13. Экономическое обоснование

Технико-экономические показатели проектируемого изделия

Современные научно-технические разработки характеризуются новизной и сложностью. Для их планирования и управления используется сетевые методы планирования и управления, организации мероприятий и контрольных приемов, обеспечивающих моделирование, анализ и динамическую перестройку плана выполнения сложных проектов и разработок. Все более главной становится роль науки по отношению к технике, но техника также стимулирует процесс науки.

Фундаментальные научные исследования и практические разработки являются основой научно-технического прогресса, повышает производительность труда при снижении себестоимости изделий в результате рационального использования рабочего времени. Это способно существенным способом сократить материальные затраты и время на разработку технико-экономических машин и энергетических систем.

В настоящее время остро стал вопрос о разработке и внедрении передовых технологий. Каждая разработка должна быть экономически выгодной, иначе потребность в не отпадает. Поэтому необходимо уделять большее внимание технико-экономическому обоснованию проведенной разработки.

При выполнении проекта был произведен расчет параметров силовой части ЭП, а также параметров системы управления, сделан выбор силового оборудования, датчиков и регуляторов. Кроме этого, при помощи персональной ЭВМ было проведено моделирование и получены графики переходных процессов исследуемых систем.