Теоретические основы радиоэлектронной разведки

, (11)

где - ошибка измерения пеленга в градусах.

Среднеквадратическая ошибка определения линии равных пеленгов

. (12)

Из выражений (11) и (12) следует, что ошибка определения линии равных пеленгов пропорциональна дальности от приемного пункта до источника излучения: чем больше дальность до источника, тем ниже точность определения направления на источник. На больших дальностях величина ошибок может быть существенной. Так, например, при ошибке измерения пеленга, равной 2°, и дальностях до источников излучения 10 и 100 км ошибка определения линий положения составляет соответственно 3,5 и 35 км. Отметим также то, что для пеленгационных систем коэффициент пропорциональности между ошибками измерения геометрической величины и ошибками определения линий положения не зависит от направления на источник. Иными словами, эти системы по величине ошибки являются всенаправленными.

Найдем градиент для линии постоянной разности дальностей (рис. 17,б):

,

,

,



(13)

В этом выражении б - внутренний угол между радиусами-векторами D1 и D2, соединяющими приемные пункты с источником ЭМИ. Ошибка определения линии положения при пеленгации источника излучения:

.

2.7 Методы определения местоположения источников ЭМИ

По совокупности измеряемых геометрических параметров системы определения местоположения источников ЭМИ подразделяются [4]:

· на триангуляционные (угломерные, пеленгационные);

· разностно-дальномерные;

· угломерно-разностно-дальномерные.

Вид и количество измеряемых геометрических величин определяют пространственную структуру системы определения местоположения источника ЭМИ: количество пространственно разнесенных приемных пунктов сигналов источника ЭМИ и геометрию их расположения.

Триангуляционный (угломерный, пеленгационный) метод основан на определении направлений (пеленгов) на источник ЭМИ в двух точках пространства с помощью радиопеленгаторов, разнесенных на базу d (рис. 18,а).



а б

Рис. 18. Пояснение триангуляционного метода определения местоположения источника ЭМИ на плоскости (а) и в пространстве (б)

Если источник ЭМИ располагается в горизонтальной или вертикальной плоскости, то для определения его местоположения достаточно измерить два угла азимута ц1 и ц2 (или два угла места). Местоположение источника ЭМИ определяется точкой пересечения прямых О1И и О2И - двух линий положения.

Для определения местоположения источника в пространстве измеряют углы азимута ц а1 и ц а2 в двух разнесенных точках О1 и О2 и угол места цм1 в одной из этих точек или, наоборот, углы места цм1 и цм2 в двух точках приема и угол азимута ц а1 в одной из них (рис. 18,б).

Расчетным путем может быть определена дальность от одной из приемных точек до источника по измеренным углам и известной величине базы d:

, , ,

отсюда приравняем два выражения для h:

,

.

Таким образом, дальность до источника

.

Триангуляционный метод прост в технической реализации. Поэтому широко применяется в системах радио- и РТР, в пассивных радиолокационных разнесенных системах при обнаружении и определении координат излучающих объектов.

Существенным недостатком триангуляционного метода является то, что при увеличении количества источников ЭМИ, находящихся в зоне действия радиопеленгаторов, могут происходить ложные обнаружения несуществующих источников (рис. 19). Как видно из рис.19, наряду с определением координат трех истинных источников И1, И2 и И3 обнаруживаются и шесть ложных источников ЛИ1, …, ЛИ6. Исключить ложные обнаружения при применении триангуляционного метода можно путем получения избыточной информации о пеленгуемых источниках - увеличением количества разнесенных радиопеленгаторов или опознаванием принадлежности получаемой информации к определенному источнику. Опознавание может быть проведено при сравнении сигналов, принимаемых радиопеленгаторами, по несущей частоте, периоду следования и длительности импульсов



Рис. 19. Пояснение ложных обнаружений несуществующих источников ЭМИ

Дополнительную информацию об источниках получают и за счет взаимно корреляционной обработки сигналов, принимаемых в разнесенных точках пространства.

Устранение ложных обнаружений при применении триангуляционного метода возможно также за счет получения данных о разности дальностей от источника излучения до пунктов приема (пунктов расположения радиопеленгаторов). Если точка пересечения линий пеленгов не лежит на гиперболе, соответствующей разности дальностей, то она является ложной.

Разностно-дальномерный метод определения местоположения основан на измерении с помощью РЭС разности дальностей от источника ЭМИ до пунктов приема, разнесенных в пространстве на расстояние d. Местоположение источника на плоскости находится как точка пересечения двух гипербол (две разности дальностей, измеренные в трех приемных пунктах), принадлежащих различным базам А1А2, A2A3 (рис. 20). Фокусы гипербол совпадают с точками расположения пунктов приема.



Рис. 20. Пояснение разностно-дальномерного метода определения источников ЭМИ

Пространственное положение источников ЭМИ определяется по трем разностям дальностей, измеряемым в трех-четырех приемных пунктах. Местоположение источника - точка пересечения трех гиперболоидов вращения.

Угломерно-разностно-дальномерный метод определения местоположения предполагает измерение с помощью РЭС разности дальностей от источника ЭМИ до двух разнесенных приемных пунктов и измерение направления на источник в одном из этих пунктов.

Для определения координат источника на плоскости достаточно измерить азимут ц и разность дальностей АД от источника до точек приема. Местоположение источника определяется точкой пересечения гиперболы и прямой.

Для определения положения источника в пространстве необходимо дополнительно измерить в одной из точек приема угол места источника ЭМИ. Местоположение источника находится как точка пересечения двух плоскостей и поверхности гиперболоида.

Ошибки определения местоположения источника ЭМИ на плоскости зависят от ошибок измерения двух геометрических величин:

· двух пеленгов в триангуляционных системах;

· двух разностей дальностей в разностно-дальномерных системах;

· одного пеленга и одной разности дальностей в угломерно-разностно-дальномерных системах.

При центрированном гауссовском законе распределения ошибок определения линий положения среднеквадратическое значение ошибки определения местоположения источника:

,

где - дисперсии ошибок определения линий положения; r - коэффициент взаимной корреляции случайных ошибок определения линий положения Л1 и Л2; г - угол пересечения линий положения.

При независимых ошибках определения линий положения r = 0.

При триангуляционном методе определения местоположения источника

.

Среднеквадратическая ошибка определения местоположения

.

При применении идентичных радиопеленгаторов

.



Наибольшая точность будет при пересечении линий положения под прямым углом (г = 90°).

При оценке ошибок определения местоположения источника в пространстве необходимо рассматривать ошибки измерения трех геометрических величин. Ошибка определения местоположения зависит в этом случае от взаимной пространственной ориентации поверхностей положения. Наивысшая точность определения положения будет при пересечении нормалей к поверхностям положения под прямыми углами.



3. Способы определения и запоминания частоты сигналов разведываемых РЭС

3.1 Способы определения несущей частоты сигналов

Несущая частота - один из основных параметров, подлежащих определению при ведении РТР.

Для ее определения разведывательный приемник должен принимать сигналы во всем предполагаемом диапазоне частот РЭС. Поэтому одна из основных характеристик разведывательного приемника является диапазон разведываемых частот р.

Просмотр разведываемого диапазона может осуществляться: последовательно во времени (поисковый метод) и одновременно по всем диапазону (беспоисковый).

Поисковые способы [4] определения частоты сигналов требуют определенного времени на просмотр диапазона р, минимальная полоса пропускания приемника много меньше р . Указанный способ реализуется в панорамных одноканальных приемниках прямого усиления и супергетеродинных приемниках, перестраиваемых по частоте.

Беспоисковые способы [4] реализуются:

· в многоканальных приемниках прямого усиления или супергетеродинного типа;

· в приемниках оптико-электронного типа;

· в приемниках, использующих устройства функционального типа.

Многоканальный прием основан на принципе разбиения разведываемого диапазона частот с помощью полосовых фильтров на ряд достаточно узких частотных поддиапазонов по частям.

Оптико-электронные приемники сочетают радиотехнические устройства с оптическими, что позволяет реализовать мгновенное преобразование Фурье.

Функциональный измеритель использует зависимость величины выходного напряжения от несущей частоты.

Функциональные измерители бывают следующие (курсивом выделены наиболее распространенные):

· интерференционного типа;

· дисперсионного типа;

· поляризационного типа;

· корреляционного типа.

Существуют комбинированные (поисковые+беспоисковые) способы, которые реализуют преимущества и свободны от недостатков поисковых и беспоисковых методов.

3.2 Поисковые способы определения частоты сигналов

Сущность поисковых методов [4] определения частоты иллюстрируется рис. 2



а

б

Рис. 2 К поисковому способу определения частоты

На рис. 21 обозначено: Tnp - период перестройки частоты приемника; Tnpf - время, в течение которого приемник перестраивается на ширину его полосы пропускания, то есть время, в течение которого разведываемый сигнал может наблюдаться на выходе приемника; Д fnp - ширина полосы пропускания приемника; Дfp - диапазон разведываемых частот. Эти параметры связаны соотношениями:

tgб=Дfp /Tnp = Дfпp /Tnpf, Tnpf =Дfnp /Дfp ?Tnp,

Д fp = fp max - fp min.



Для детального исследования параметров сигнала желательно иметь Tnpf большим. Выполнить это можно за счет расширения полосы пропускания приемника Дfnp .

Увеличение полосы пропускания приемника Дfnp ухудшает разрешающую способность по частоте и точность ее определения.

Увеличение периода перестройки приемника Tnp приведет к увеличению времени, необходимого для просмотра всего разведываемого диапазона частот.

Разрешающая способность по частоте и точность определения частоты ?f определяется шириной полосы пропускания приемника Дfnp, а среднеквадратическая ошибка измерения частоты

f= (0.1…0.2) Д fnp .

Как правило, в разведывательных приемниках выполняется

Д fnp << Дfp .

В зависимости от соотношения параметров Д fnp , Дfp , Tnp различают:

· медленный поиск;

· быстрый поиск;

· поиск со средней скоростью.

При медленном поиске - время перестройки приемника на ширину его полосы пропускания составляет не менее N периодов следования Tn разведываемых импульсных сигналов

Tnpf ?NTn ,

где N - минимально необходимое для измерения несущей частоты количество импульсов, которое должно поступить на вход приемника.

При выполнении условия Tnpf ?NTn вероятность обнаружения сигнала и определения его частоты равна

При быстром поиске время перестройки приемника на ширину его полосы пропускания не превышает длительности импульса фи разведывательных сигналов Tnpf ?фи. Вероятность пропуска сигнала при выполнении этого условия равна 0, а вероятность определения его частоты за время, равное периоду следования входных импульсных сигналов, равна

При этом полоса пропускания разведывательного приемника должна быть относительно широкой.

Чтобы искажения сигналов были минимальными, необходимо, чтобы соотношение между скоростью перестройки разведывательного приемника по частоте и полосой пропускания приемника Дfnp было

С ростом необходимо расширять Дfnp, а это приводит к уменьшению точности определения частоты.

При поиске по частоте со средней скоростью:

NTn?Дfp/Дfnp > Tnp > фи .

Если перестройка разведывательного приемника по частоте осуществляется по линейному закону, то несущая частота разведываемого РЭС может равновероятно находиться в любой части рабочего диапазона, то вероятность приема сигнала за n циклов перестройки радиоразведовательного приемника (РРП):

Wn=1 - (1- W1)n,

где W1 - вероятность приема сигнала за один период перестройки.

При заданной вероятности обнаружения сигнала Wзад=Wn, найдем количество необходимых циклов перестройки:



(1 - W1)n=1 - Wзад,

n?ln(1 - W1)=ln(1 - Wзад) ,

n= ln(1 - Wзад)/ ln(1 - W1);

отсюда время перестройки (разведки)

tp=n?Tnp.

3.3 Беспоисковые способы определения частоты

Беспоисковые способы определения частоты [4] обеспечивают одновременный прием сигналов в диапазоне разведываемых частот без перестройки гетеродинов или частотных фильтров.

Многоканальные приемники используют разбиение разведываемого диапазона на множество поддиапазонов. Это достигается использованием набора одноканальных приемников, полосы пропускания которых примыкают друг к другу (рис. 22,а).

Отдельный канал включает в себя полосовой фильтр, амплитудный детектор, усилитель и индикатор. Имеется общее регистрирующее устройство, к которому подводятся сигналы с выходов всех каналов.

Если полосы пропускания всех каналов одинаковы и равны Дfпp , то

Дfp=nДfnp .

Точность измерения частоты и разрешающая способность по частоте принимают равной полосе пропускания i-го канала дf= Дfnpi .



а

б

Рис. 22. Полосы пропускания фильтров многоканальных приемников

Структурная схема многоканального приемника прямого усиления представлена на рис. 23.

Максимальная ошибка определения частоты Дfmax=Дfnpi/2.

Если РРП предназначен для приема сигналов в широком диапазоне частот, то целесообразно применять каналы с различными полосами пропускания (рис. 22,б), что позволяет сохранить постоянной по диапазону относительную ошибку измерения.

Матричный приемник (рис. 24) содержит n столбцов по m строк в каждом [4]. От антенны принятые сигналы поступают на m фильтров с одинаковыми полосами пропускания Дfnp1, которые разбивают диапазон разведываемых частот Дfp на m равных частей Дfnp1= Дfp/m, образуя первый столбец матричного приемника. Резонансные частоты фильтров сдвинуты друг относительно друга на полосу пропускания фильтра. Колебания, прошедшие через любой из фильтров, с помощью гетеродинов первого столбца преобразуются в колебания первой промежуточной частоты и подводятся к УПЧ1, имеющему полосу пропускания Дfnp Если fс - частота сигнала, то после преобразования она будет лежать в пределах

f1 - Дfnp1/2 ? fc - fг1i ? f1 + Дfnp1/2.

Рис. 23. Многоканальный приемник прямого усиления

Фильтры второго столбца, имеющие полосу пропускания Дfnp2 , делят полосу пропускания Дfnp1 также в m раз (рис. 25)

Дfnp2=Дfnp1/m= Дfp/m2 и т.д. .

Точность измерения частоты и разрешающая способность по частоте определяются полосой пропускания фильтров последнего столбца.



Рис. 24. Матричный приемник

Основной недостаток - при одновременном приеме двух или нескольких частот возникает неоднозначность отсчета частоты.

Рис. 25. АХЧ фильтров матричного приемника

Приемник с реализацией мгновенного преобразования Фурье (МПФ) (рис. 26) использует сочетание радиотехнических устройств с оптическими устройствами [4].

Рис. 26. Структурная схема приемника с реализацией мгновенного преобразования Фурье

Главным звеном приемника с реализацией МПФ является акустооптическая дифракционная ячейка Брегга, состоящая из лазера, пьезоэлектрического преобразователя (ПП) и кристалла, в котором происходит взаимодействие акустической и световой волн. Пьезоэлектрический преобразователь преобразовывает высокочастотный сигнал в волны сжатия и разрежения, которые распространяются в акусто-оптической среде.

Диэлектрическая проницаемость кристалла

,

где Щ - акустическая частота, рис. 27,в. Длина волны в акусто-оптической среде будет намного короче, чем длина волны электромагнитного сигнала, поскольку скорость распространения акустической волны в данной среде намного ниже, чем скорость света. Так как показатель преломления среды является функцией плотности вещества, периодические сжатия и разрежения (рис. 27,а) вызовут модуляцию показателя преломления среды в пределах всей зоны распространения акустической волны.

В результате зона распространения преобразуется в дифракционную решетку для падающего когерентного луча света нормально к направлению акустической волны, при этом преломляемый лазерный луч будет состоять из очень большого количества составных лучей, расширяющихся в пространстве (дифракционные полосы).

В кристалле происходит дифракция света на акустических волнах [10]. Вообще, различают два вида дифракции, отличающиеся разными дифракционными спектрами: Рамана-Ната и Брегга. Дифракция Рамана-Ната наблюдается на низких звуковых частотах и при не слишком большой длине взаимодействия L (рис. 27,в). При нормальном падении света, то есть параллельно волновому фронту звуковой волны, дифракционный спектр Рамана-Ната представляет расположенные симметрично по обе стороны от прошедшего пучка равноотстоящие друг от друга дифракционные максимумы (рис. 27,б). При наклонном падении света интенсивность максимумов уменьшается, но их угловые направления остаются неизменными. Угловое направление дифракционных максимумов иm относительно нулевого (соответствующего прямо прошедшему свету) определяется формулой

, ,

где л - длина световой волны, Л - длина звуковой волны (период акустической решетки, рис. 27,в), в общем случае

.

О дифракции Брегга говорят в том случае, когда дифракционный спектр состоит из двух максимумов, соответствующих значениям и (рис. 27,г). Интенсивность минус первого максимума будет наибольшей, если свет падает под углом к волновому фронту акустической волны, удовлетворяющей условию Брегга

, отсюда ,

где иб - угол Брегга.



а б в г

Рис. 27. Ячейка Брегга

Дифракция Брегга имеет место на высоких частотах при большой длине взаимодействия света с акустической волной.

Вид дифракции зависит от величины безразмерного параметра

.

При Q?0.3 наблюдается дифракция Рамана-Ната, а при Q?4р - дифракция Брегга. Большинство акустооптических приборов работают в режиме дифракции Брегга.

Таким образом, изменение показателя преломления приводит к отклонению лазерного луча на угол, пропорциональный длине волны входного сигнала, чем выше частота, тем больше угол отклонения.

Если соответствующая линза помещена после акусто-оптической зоны взаимодействия, то можно фокусировать первичный луч света, преломляемый ячейкой, в точке фокальной плоскости. Поскольку точка изображения зависит от направления прихода луча света, то устанавливается взаимно-однозначная зависимость между частотой и точками в фокальной плоскости линзы.

При одновременном поступлении на вход приемника нескольких сигналов различных частот дифракция света будет происходить под различными углами, соответствующими этим частотам. Приемник с МПФ аналогичен многоканальному приемнику, число каналов в нем равно числу фотодетекторов.

Функциональные измерители несущей частоты [4] подключаются к выходному высокочастотному каскаду приемника, выходное напряжение или ток которых является функцией частоты приходящего сигнала.

Интерференционный измеритель (рис. 28) позволяет осуществлять измерения частоты во всем рабочем диапазоне без пропусков.



Рис. 28. Структурная схема интерференционного измерителя несущей частоты

Принятые антенной сигналы поступают на входной фильтр, полоса пропускания которого определяет ширину полосы рабочих частот. После широкополосного усилителя радиочастот (УРЧ) и амплитудного ограничителя сигналы поступают к волноводному тракту.

На входе волноводного тракта амплитуда напряжения постоянна .

На выход волноводного тракта сигнал поступает по прямому тракту и по ответвителю:

где - скорость распространения волны в волноводном тракте; то есть амплитуда на выходе детектора - функция частоты.

С помощью фильтра выделяется диапазон частот от min до max (рис. 29).

Рис. 29. Пояснение принципа однозначного определения несущей частоты

В пределах от min до max фазовый сдвиг составляет ????

, ,

где n - целое число, равное отношению времени распространения на участке l к периоду ВЧ колебаний,

.

Откуда ширина диапазона разведываемых частот

,

изменяя l можно регулировать f.

Изменяя величину разности длин прямого и разветвленного участков волновода, можно изменять ширину диапазона разведываемых частот; при уменьшении l ширина рабочего диапазона интерференционного измерителя возрастает (рис. 30). Одновременно ухудшается точность измерения частоты, так как уменьшается средняя крутизна функции.

Рис. 30. Зависимость f от разности длин участков волновода l

Если l задана, то f= const; коэффициент перекрытия по частоте

.

Здесь изменению п соответствуют различные участки используемого частотного диапазона (l= const). При п = 1 kf достигает максимального значения, равного двум. При п>? kf >l.

В основу корреляционного измерителя частоты [4] положена зависимость автокорреляционной функции от частоты. Структурная схема корреляционного измерителя частоты показана на рис. 3



Рис. 31 Структурная схема корреляционного измерителя несущей частоты

Сигнал, принятый антенной, подается на широкополосный усилитель (ШУС), а затем на умножитель. Этот же сигнал подается на умножитель через линию задержки (ЛЗ).

Значения этих напряжений соответственно

и ,

где tз - время задержки.

Выходное напряжение на выходе схемы умножения

.

После прохождения низкочастотного фильтра с коэффициентом передачи kФ напряжение

.

Значение автокорреляционной функции при фиксированном tз зависит от амплитуды и частоты исходного процесса. Квадратичный детектор служит для устранения зависимости автокорреляционной функции от амплитуды сигнала.

Выходное напряжение квадратичного детектора фильтра с коэффициентом передачи kд:

.

Регистрирующее устройство измеряет отношение амплитуд

.

Измерение несущей частоты с помощью частотных дискриминаторов (ЧД) основано на свойстве ЧД преобразовывать отклонение частоты от заданного значения в напряжение (рис. 32), пропорциональное величине и знаку этого отклонения.

Рис. 32. Дискриминационная характеристика ЧД

Структурная схема приемника с частотным дискриминатором показана на рис. 33.



Рис. 33. Структурная схема приемника с частотным дискриминатором

Принятый сигнал после усиления в широкополосном усилителе подается на дискриминатор, выходной сигнал которого после детектирования и усиления поступает на горизонтальные отклоняющие пластины электронно-лучевой трубки. Немодулированные гармонические колебания наблюдаются на экране индикатора в виде одной линии. Частотно-модулированный сигнал - в виде двух линий, угловое расстояние между которыми зависит от девиации частоты.

Рассматриваемый приемник обеспечивает определение частоты разведывательной РЭС при условии, что принимаемые сигналы не совпадают по времени. Иначе принимаемые сигналы вызовут на экране линию, положение которой будет определяться вектором суммирования принимаемых сигналов.

Комбинированные способы определения частоты сигналов [4] реализуются путем использования различного сочетания приемников беспоискового и поискового типов: широкополосные РПрУ и узкополосные, многоканальные и одноканальные, включенные последовательно или параллельно в зависимости от конкретных решаемых задач. Это позволяет сократить время анализа по сравнению с поисковым способом без ухудшения точности определения частоты или, наоборот, повысить точность, сократив скорость анализа.



4. Анализ структуры сигналов РЭС

4.1 Совокупность параметров РЭС, подлежащих радио- и РТР

Устройства измерения параметров сигналов

Радиосигналы РЭС характеризуются вполне определенной совокупностью параметров [4], которые описывают их свойства:

· пространственные;

· временные;

· энергетические;

· поляризационные;

· спектральные;

· корреляционные и др.

При РТР измеряются параметры радиосигнала, которые дают о нем наиболее полное представление и позволяют произвести распознавание типа РЭС. Так, при анализе импульсных радиосигналов наибольший интерес представляют временные параметры импульсной последовательности:

· длительность фи;

· период повторения Тп импульсов;

· длительность Тпач пачки импульсов;

· период повторения Тпач пачек импульсов;

· законы внутриимпульсной модуляции частоты;

· коды импульсов.

Радио- и РТР непрерывных радиосигналов позволяет определить:

· вид и параметры модуляции;

· временные характеристики модулирующих сигналов;

· спектральные характеристики модулирующих сигналов;

· корреляционные характеристики модулирующих сигналов.

Измерение параметров радиосигналов возможно с использованием

· цифровых устройств;

· аналоговых устройств;

· комбинированных устройств.

Упрощенная структурная схема цифрового измерителя параметров радиосигнала (устройства цифровой обработки - УЦО) представлена на рис. 34. Измеритель состоит из приемного тракта (ПТ), аналого-цифрового преобразователя (АЦП), блока цифровых вычислений (БЦВ) и блока управления (БУ).

В приемном тракте осуществляются прием, усиление и селекция радиосигналов в заданной полосе несущих частот. Операция преобразования аналоговой величины параметра сигнала в цифровую форму выполняется в АЦП. Измерение величины параметра производится в БЦВ. Алгоритм вычислений задается БУ. Выбор способа регистрации определяется требуемым быстродействием.

Рис. 34. Упрощенная структурная схема устройства цифровой обработки сигналов

Аналоговые устройства измерения вычисляют значения параметров сигналов, являющиеся непрерывной функцией значений исходного сигнала.

Комбинированные устройства измерения параметров сигналов содержат в различных сочетаниях аналоговые и цифровые измерители.

При цифровой обработке аналоговую величину ?(t) необходимо преобразовать в цифровой код (рис. 35). Такое преобразование осуществляется квантованием (дискретизацией) величины ?(t) по времени и уровням.

Рис. 35. Дискретизация сигналов по времени и уровням

Чем меньше интервал дискретизации, тем точнее отображается исходная функция ?(t) и меньше ошибки квантования по времени. Однако при этом увеличивается и объем обрабатываемой информации, что требует увеличения как объема памяти, так и быстродействия устройства обработки информации.

4.2 Цифровые устройства измерения временных параметров сигналов

Измерение длительности импульсов. Для измерения длительности импульсов [4] применяется метод счета тактовых (эталонных) импульсов в течение времени действия входного импульса (сигнала). Счет импульсов обычно производится двоичным цифровым счетчиком, причем:

- перед поступлением каждого входного импульса счетчик устанавливается в нулевое состояние 00…0;

- поступление тактовых импульсов на вход счетчика происходит после появления импульса u1>0 (рис. 36) и прекращается после пропадания импульса u

Для регистрации импульсов, повторяющихся с частотой Fп, длительность которых изменяется от импульса к импульсу, используется устройство, структурная схема которого показана на рис. 37. Здесь входной импульс uвх подается на дифференцирующую цепь (ДЦ). Импульс u1>0 устанавливает триггер в положение, при котором схема И открывает доступ тактовым импульсам u2 на вход счетчика. Импульсы u1 с выхода ДЦ подаются также на ограничитель сверху, пропускающий только импульс u1<0, который инвертируется схемой НЕ. Положительный импульс с выхода этой схемы устанавливает триггер Ту в положение, при котором схема И прекращает поступление импульсов на вход счетчика. Число импульсов, зафиксированное в счетчике, пропорционально длительности измеряемого импульса. Сформированный в счетчике цифровой код считывается через вентили Вc при воздействии на них импульса считывания u4 и передается в другое устройство для дальнейшей обработки информации. Для подготовки всего устройства к обработке следующего входного сигнала uвх служит импульс u5 с выхода ЛЗ2 (рис. 36 и 37), который устанавливает счетчик в исходное нулевое состояние 00. . .0.

Тактовые (эталонные) импульсы вырабатываются высокостабильным генератором тактовых импульсов (ГТИ) с периодом повторения Тт. Длительность измеренного импульса фи?NTT. Наибольшая методическая ошибка в измерении длительности импульса равна периоду Tт тактовых импульсов. Относительная величина этой ошибки:

.



Рис. 36. Графики, поясняющие принцип действия цифрового измерителя длительности импульсов

Рис. 37. Цифровой измеритель длительности импульсов



Если длительность измеряемых импульсов фи =1 мкс, а допустимая величина ошибки , то для получения указанной точности потребуются тактовые импульсы с весьма малым периодом повторения мкс (fт=10 МГц) и соответственно с весьма малой длительностью - около 10…20 нс. При большой же длительности измеряемых импульсов возникают трудности конструирования ЛЗ.

Измерение периода следования импульсов. Структурная схема цифрового измерителя периода следования импульсов [4] изображена на рис. 38. Основными элементами устройства являются: генератор тактовых импульсов (ГТИ), счетчик тактовых импульсов, схемы И, управляющий триггер Ту и вентили Вс считывания цифрового кода.

Рис. 38. Измеритель периода следования импульсов

Работа рассматриваемого устройства иллюстрируется временными диаграммами (рис. 39).



Рис. 39. Графики, поясняющие принцип действия измерителя периода следования импульсов

ГТИ вырабатывает периодическую (с периодом ТТ) последовательность положительных импульсов. Короткий импульс uн, возникающий одновременно с началом анализируемого процесса, длительность которого подлежит измерению, переключает триггер Ту, управляющий схемой И, в состояние, при котором схема И пропускает импульсы uТ на вход счетчика импульсов (триггер То). С этого времени производится счет тактовых импульсов до момента появления импульса uк, фиксирующего окончание анализируемого процесса. Импульс uк подается на другое плечо триггера Ту и переключает его, в результате чего схема И закрывает доступ тактовых импульсов на вход счетчика. Счет импульсов на этом заканчивается.

Цифровой код числа N поступивших на вход счетчика тактовых импульсов определяет длительность Т процесса (с точностью примерно до периода ТТ длительность ). Полученный в счетчике цифровой код числа N считывается посредством вентилей Вс, управляемых импульсом считывания.

Измерение периода синусоидальных колебаний. При измерении периода синусоидальных колебаний Тх могут использоваться цифровые измерители [4], рассмотренные ранее. В процессе измерения Тх необходимо выделить границы периода по моментам переходов синусоидального колебания через нуль. Эта операция осуществляется усилителем-формирователем (УФ), структурная схема которого приведена на рис. 40,а.

Для исключения зависимости длительности от амплитуды необходимо увеличить крутизну колебания в области переходов через нуль. Это достигается за счет усиления сигнала в усилителе (У), его ограничения в ограничителе (Огр) на определенном уровне (рис. 40,б) и дифференцирования полученного сигнала дифференцирующей цепью (ДЦ). Для управления работой последующего ключа (Кл) обычно используют типовой узел (рис. 40,в), на вход которого через диоды Д проходят только импульсы отрицательной полярности, на последние реагируют триггеры Тг.

При достаточно больших значениях коэффициента передачи усилителя форма ограниченного сигнала близка к прямоугольной, т. е. можно считать, что передний фронт импульсов после дифференцирующей цепи практически совпадает с моментами перехода измеряемого напряжения через нулевой уровень (рис. 40, б).

Вариант структурной схемы устройства измерения периода Тх показан на рис. 41, а. В устройстве используется заполнение периода Тх импульсами опорной частоты f0 от генератора импульсов ГИ (рис. 41, б). Если на счетчик ЦС поступило N импульсов, то .



а

б

в

Рис. 40. Структурная схема устройства измерения периода синусоидальных колебаний (а), его временная диаграмма работы (б) и структурная схема типового триггерного узла (в)



а б

Рис. 4 Структурная схема устройства измерения периода синусоидальных колебаний (а) и временные графики его работы (б)

Относительная погрешность квантования в процентах D=100/N=100Т0/Тх=100fх/f0, т. е. растет прямо пропорционально fх. Поэтому временное преобразование применимо для измерения параметров только низкочастотных процессов (примерно до 1000 Гц).

Нижний предел по частоте определяется емкостью счетчика, например, при Nmах= 106 и f0=106 Гц , fх min =1 Гц.

4.3 Аналоговые устройства измерения временных параметров сигналов

Для измерения периода следования импульсов Тп используют различные устройства. Структурная схема одного из таких устройств [4] приведена на рис. 42. Принцип действия устройства поясняется графиками, приведенными на рис. 43.

Рис. 42. Структурная схема устройства измерения периода следования импульсов

Рис. 43. Графики, поясняющие принцип действия устройства измерения периода следования импульсов

Входной импульс поступает на первую дифференцирующую цепочку (ДЦ1), исключающую влияние длительности входных импульсов на работу схемы. Первый положительный импульс ДЦ1 запускает схему формирования импульса подсвета (ИП). Импульсы подсвета подаются на управляющий электрод электронно-лучевой трубки (ЭЛТ).

Яркостная отметка на экране трубки появляется только в момент поступления импульсов подсвета. Параллельно импульсы подсвета подаются на вторую дифференцирующую цепочку (ДЦ2). Отрицательный импульс ДЦ2 запускает схему формирования импульсов разряда (ИР). Импульсы разряда подаются на схему развертки (СР).

Рассматриваемое устройство позволяет определить период следования по двум соседним импульсам.

4.4 Определение вида и параметров модуляции непрерывных сигналов

В современных РЭС широко используют АМ и ЧМ-радиосигналы. Для определения вида модуляции необходимо принятый сигнал подать одновременно на амплитудный (АД) и частотный (ЧД) детекторы [4]. В последнем случае необходимо предварительно ограничить сигнал по амплитуде в усилителе-ограничителе (УО). Структурная схема устройства, применяемого для определения параметров модуляции непрерывных сигналов, изображена на рис. 44. С выходов АД и ЧД напряжение поступает на коммутатор (К).

Рис. 44. Структурная схема устройства измерения параметров модуляции непрерывных сигналов

Если на вход разведывательного приемника поступает частотно-модулированный (ЧМ) сигнал, то на выходе ЧД будет переменное напряжение, а на выходе АД - постоянное. Если на вход приемника поступает амплитудно-модулированный (АМ) сигнал, то наоборот. Форму и параметры модулирующего напряжения непрерывных сигналов можно определить, используя ЭЛТ. На вертикально отклоняющую систему подается переменное напряжение с выхода АД или ЧД. На управляющий электрод трубки поступают сигналы генератора масштабных меток (ГММ), модулирующие луч по яркости.

Период модулирующего напряжения разведываемых сигналов определяют с помощью калибрационных меток ГММ.

При неточной настройке приемника на частоту разведываемого сигнала его частотная модуляция вызывает паразитную амплитудную модуляцию (АМ) выходных сигналов. В свою очередь, АМ не проявляется на выходе ЧД только при идеальном ограничении принимаемых сигналов по амплитуде. Указанные факторы снижают точность измерений.

Одним из методов определения угловых координат и автоматического сопровождения цели по направлению, используемых в РЛС, является метод конического сканирования [4]. При этом методе информация о координатах цели содержится в огибающей амплитуды радиосигналов, отраженных от нее, и ее фазе.

Структурная схема устройства, предназначенного для измерения частоты сканирования диаграммы направленности антенны разведываемого РЭС, представлена на рис. 45.

Рис. 45. Структурная схема устройства измерения частоты сканирования диаграммы направленности антенны



Входные радиосигналы, модулированные по амплитуде с частотой сканирования, с выхода усилителя поступают на детектор. Последний выделяет огибающую частоты модуляции, которая подается на фильтр. Ширина полосы пропускания фильтра определяется возможным диапазоном частот сканирования разведываемых РЭС.

Рис. 46. Графики, поясняющие принцип действия устройства частоты сканирования

Выделенная огибающая может быть использована для измерения частоты сканирования или для модуляции помеховых сигналов (рис. 46) при создании радиопомех РЭС.

При определении частоты сканирования в качестве выходных устройств можно использовать различные схемы измерителей частоты - цифровые измерители частоты или индикаторы на ЭЛТ.

4.5 Анализ спектров радиоизлучений

Цифровые методы и устройства спектрального анализа. Спектр электромагнитного излучения в некотором диапазоне частот определяется совокупностью амплитуд напряжений различных частот. Следовательно, устройства анализа спектров должны обеспечивать измерение амплитуды и частоты каждой гармоники исследуемого процесса.

При частотном анализе периодический радиосигнал может быть представлен рядом Фурье:

где Сm - амплитуда: , щ0 - несущая частота, Щ -частота повторения, шm - начальная фаза.

Сигнал u(t) и его спектральная плотность U(щ) взаимно-однозначно связаны обратным и прямым преобразованием Фурье [28]:

, .

В практике исследования сигналов типична такая ситуация [28]: непрерывный сигнал s(t) на интервале времени (0,Т) описывается своими отсчетными значениями, взятыми соответственно в моменты времени (0,Д,…(М-1)Д). Массив этих чисел, вещественных или комплексных, является той единственной информацией, по которой можно судить о спектральных свойствах сигнала. Методика изучения таких дискретных сигналов состоит в том, что полученная выборка отсчетных значений мысленно повторяется бесчисленное число раз. В результате сигнал становится периодическим. Периодические сигналы всегда имеют дискретные спектры, образованные равноотстоящими спектральными линиями. Структурная схема цифрового анализатора спектра [4] изображена на рис. 47.

Для обработки отсчетов по алгоритму дискретного преобразования Фурье (ДПФ) необходимо накопить реализацию длительностью Т, то есть М отсчетов сигнала.

Рис. 47. Структурная схема цифрового анализатора спектра

Алгоритм ДПФ позволяет по временным отсчетам определить комплексный дискретный спектр :

, ,

,

где h - весовой коэффициент, определяемый объемом выборки. Это осуществляется буферным накопителем, на вход которого поступают кодовые комбинации с выхода АЦП. После умножения анализируемой реализации на требуемую выделяющую функцию отсчеты сигнала поступают в блоки, производящие вычисления по алгоритму ДПФ, и по полученным отсчетам комплексного спектра рассчитываются коэффициенты спектра амплитуд Сm. При этом объем вычислений, а, следовательно, и время, затраченное на него, определяется числом одновременно обрабатываемых отсчетов М.

Результаты окончательного вычисления спектра сигнала могут индицироваться на ЭЛТ так же, как в аналоговом спектроанализаторе, и могут быть использованы для дальнейшей автоматизированной обработки результатов спектральных измерений.

В настоящее время разработаны алгоритмы быстрого преобразования Фурье, позволяющие сократить время вычислений.

Аналоговые устройства спектрального анализа. Спектральный анализ сигналов осуществляется параллельными, последовательными и комбинированными устройствами.

Сущность параллельного частотного анализа [4] заключается в том, что все частотные составляющие в определенной полосе частот, называемой полосой обзора, выявляются одновременно и практически мгновенно.

Структурная схема параллельного устройства приведена на рис. 48. В широкополосном тракте (ШПТ), в состав которого входят все каскады от входной цепи до смесителя, происходит усиление составляющих анализируемого спектра до уровня, необходимого для нормальной работы последующих элементов анализатора. В смесителе (См) спектр преобразуется в область более низких (обычно промежуточных) частот, которые поступают в узкополосные фильтры. Каждый фильтр откликается на воздействие частотной составляющей, находящейся в пределах его полосы пропускания. Точность измерения частот спектральных составляющих будет определяться шириной полосы пропускания каждого фильтра. Общее число фильтров должно быть таким, чтобы их суммарная полоса пропускания равнялась полосе обзора.



Рис. 48. Анализатор спектра сигналов параллельного типа

Сущность последовательного частотного анализа [4] состоит в том, что частотные составляющие исследуемого радиоизлучения в определенной полосе обзора выявляются последовательно. Широко используются панорамные устройства с перестройкой резонатора (рис. 49) и с перемещением спектра по оси частот. В процессе перестройки резонатора его частота, плавно изменяясь, последовательно совпадает с частотными составляющими исследуемого радиоизлучения.

Для определения частоты каждой составляющей спектра и частотного интервала между ними перестройка резонатора должна быть согласована по времени с процессом отображения результатов анализа на индикаторе. Для этого используется генератор развертки (ГР), обеспечивающий перестройку резонатора синхронно с горизонтальной разверткой луча на индикаторе. В качестве индикатора применяют ЭЛТ. На экране ЭЛТ будут наблюдаться импульсы, которые расположены вдоль линии развертки соответственно частотным составляющим исследуемого процесса.



Рис. 49. Анализатор спектра сигналов последовательного типа

Устройства последовательного спектрального анализа применяют при исследовании процессов, характер которых изменяется достаточно медленно по сравнению со временем ведения анализа. При исследовании быстро меняющихся процессов или кратковременных радиоизлучений последовательный анализ возможен лишь при их периодическом повторении причем периодичность повторения должна быть выше или во всяком случае соизмерима с периодом просмотра полосы обзора.

Комбинированный частотный анализ [4] основан на комплексном использовании в одном панорамном устройстве параллельного и последовательного анализаторов спектров. При комбинированном анализе можно реализовать преимущества каждого анализатора, сочетая их в различных вариантах. Анализ ведется одновременно с помощью большого числа резонаторов, но напряжение с них снимается последовательно (поочередно) (рис. 50). Комбинированный анализ используется в тех случаях, когда необходимо сократить время анализа или когда последовательный анализ невозможен из-за очень широкой общей полосы обзора. Физические процессы в резонансных системах комбинированных устройств не отличаются от процессов в параллельных и последовательных устройствах комбинированного типа.



Рис. 50. Структурная схема панорамного анализатора



Литература

1. Нелинейная динамика и управление. Выпуск 5; ФИЗМАТЛИТ - Москва, 2007. - 400 c.

2. Александровская А.Н. Автоматика. 2-е изд., стер. Александровская А.Н.; Гостехиздат - Москва, 2013. - 996 c.

3. Андреев В. А., Бурдин А. В., Кочановский Л. Н., Портнов Э. Л., Попов В. Б. Направляющие системы электросвязи. В 2 томах. Том 2. Проектирование, строительство и техническая эксплуатация; Горячая Линия - Телеком - Москва, 2010. - 424 c.

4. Андреев В. А., Портнов Э. Л., Кочановский Л. Н. Направляющие системы электросвязи. В 2 томах. Том 1. Теория передачи и влияния; Горячая Линия - Телеком - Москва, 2009. - 424 c.

5. Антипов Б. Л., Сорокин В. С., Терехов В. А. Материалы электронной техники. Задачи и вопросы; Лань - Москва, 2003. - 208 c.

6. Галперин В. А., Данилкин Е. В., Мочалов А. И. Процессы плазменного травления в микро- и нанотехнологиях; Бином. Лаборатория знаний - Москва, 2010. - 288 c.

7. Гольдштейн Б. С. Системы коммутации. Учебник для вузов; БХВ-Петербург - Москва, 2004. - 318 c.

8. Гоноровский И. С. Радиотехнические цепи и сигналы; Дрофа - Москва, 2006. - 720 c.

9. Громов Д. Г., Мочалов А. И., Сулимин А. Д., Шевяков В. И. Металлизация ультрабольших интегральных схем; Бином. Лаборатория знаний - Москва, 2009. - 280 c.

10. Дмитриев А. С., Панас А. И. Динамический хаос. Новые носители информации для систем связи; ФИЗМАТЛИТ - Москва, 2002. - 252 c.

11. Дмитриев В. И., Григорян В. Л., Катенин В. А. Навигация и лоция; Моркнига - Москва, 2009. - 472 c.

12. Егупов Н.Д., Пупков К.А. (Ред.) Методы классической и современной теории автоматического управления. В 5 томах. Том 5. Методы современной теории автоматического управления; МГТУ им. Н. Э. Баумана - Москва, 2004. - 784 c.

13. Запечников С. В., Милославская Н. Г., Толстой А. И., Ушаков Д. В. Информационная безопасность открытых систем. В 2 томах. Том 2. Средства защиты в сетях; Горячая Линия - Телеком - Москва, 2008. - 560 c.

14. Казеннов Г. Г. Основы проектирования интегральных схем и систем; Бином. Лаборатория знаний - Москва, 2005. - 296 c.

15. Калугин Н. Г. Электропитание устройств и систем телекоммуникаций; Академия - Москва, 2011. - 192 c.

16. Козачок В. И., Семкин С. Н., Крюков О. В., Смирнов С. В., Карнаев Ю. С. Теоретические основы построения систем документальной электросвязи; Горячая Линия - Телеком - Москва, 2011. - 248 c.

17. Королев М. А., Крупкина Т. Ю., Путря М. Г., Шевяков В. И. Технология, конструкции и методы моделирования кремниевых интегральных микросхем. В 2 частях. Часть 2. Элементы и маршруты изготовления кремниевых ИС и методы их математического моделирования; Бином. Лаборатория знаний - Москва, 2009. - 424 c.

18. Костров Б. В., Ручкин В. Н. Архитектура микропроцессорных систем; Диалог-МИФИ - Москва, 2007. - 304 c.

19. Кузьмин А. В., Схиртладзе А. Г., Борискин В. П. Основы построения систем числового программного управления; ООО "ТНТ" - Москва, 2012. - 200 c.

20. Логвинов В. В., Фриск В. В. Схемотехника телекоммуникационных устройств, радиоприемные устройства систем мобильной и стационарной радиосвязи, теория электрических цепей; Солон-Пресс - Москва, 2011. - 656 c.

21. Лурье Б. Я., Энрайт П. Дж. Классические методы автоматического управления; БХВ-Петербург - Москва, 2004. - 628 c.

22. Меньков А. В., Острейковский В. А. Теоретические основы автоматизированного управления; Оникс - Москва, 2005. - 640 c.

23. Морозов В. К., Рогачев Г. Н. Моделирование информационных и динамических систем; Академия - Москва, 2011. - 384 c.

24. Музылева И. Элементная база для построения цифровых систем управления; Техносфера - Москва, 2006. - 144 c.

25. Першин В. Т. Основы радиоэлектроники и схемотехники; Феникс - Москва, 2006. - 544 c.

26. Полещук В. И. Задачник по электронике. Практикум; Академия - Москва, 2011. - 160 c.

27. Рангайян Р. М. Анализ биомедицинских сигналов. Практический подход; ФИЗМАТЛИТ - Москва, 2007. - 440 c.

28. Росляков А. В. Оконечное оборудование сети ISDN; Горячая Линия - Телеком - Москва, 2008. - 104 c.

29. Сергиенко А. Б. Цифровая обработка сигналов; БХВ-Петербург - Москва, 2011. - 768 c.

30. Шмид Дитмар , Бауман Альбрехт , Кауфман Ханс , Зиппель Бернард Управляющие системы и автоматика; Техносфера - Москва, 2007

Размещено на Allbest.ru