Размещено на http://www.allbest.ru/

Размещено на http://www.allbest.ru/

Реферат

Отчет 127 с., 10 ч., 25 рис., 17 табл., 18 источников, 5 прил.

СЖАТИЕ, ФИЛЬТР СЖАТИЯ, ЛЧМ, КИХ-ФИЛЬТР, ОБРАБОТКА СИГНАЛОВ.

Объектом исследования является модуль сжатия ЛЧМ сигналов.

Цель работы - разработка системы сжатия эхо-сигналов различной длительности, отвечающая заданным требованиям к точности и скорости обработки.

В данной работе рассмотрен сигнал с линейной частотной модуляцией, его свойства и характеристики, показаны методы вычисления автокорреляционной функции и один из способов коррекции ее боковых лепестков. Приведены математические описания алгоритма вычисления быстрой линейной свертки и алгоритмов быстрого поточного преобразования Фурье, проанализирована эффективность этого метода обработки по сравнению с другими. Описана структурная схема устройства, на основании которой выполнен синтез системы. Разработана принципиальная электрическая схема устройства, осуществлен анализ быстродействия и функционирования системы, сделана оценка погрешностей, возникающих в процессе работы.

Результатом работы является полностью смоделированная система обработки радиосигнала сложной формы, параметры которой полностью удовлетворяют техническому заданию.

Содержание

Введение

1. ЛЧМ сигнал. Методы обработки

1.1 ЛЧМ сигнал и его характеристики

1.2 Методы обработки ЛЧМ сигнала и коррекция боковых лепестков

1.3 Выводы

2. Методы реализации цифровых фильтров сжатия и их сравнение

2.1 КИХ-фильтр общего вида. Оценки затраченных аппаратурных ресурсов на его построение и времени задержки

2.2 КИХ-фильтр, функционирующий по алгоритму быстрой свертки. Оценки затраченных аппаратурных ресурсов на его построение и времени задержки

2.3 Анализ полученных результатов

2.4 Выводы

3. Разработка технического задания

3.1 Техническое задание на разработку модуля сжатия сложных сигналов

3.2 Выводы

4. Разработка структурной схемы модуля и выбор элементной базы

4.1 Структурная схема модуля

4.2 Выбор элементной базы

4.3 Выводы

5. Реализация модуля сжатия ЛЧМ сигналов на базе ПЛИС

5.1 Функциональная схема устройства

5.2 Анализ работы и оценка быстродействия

5.3 Выводы

6. Конфигурирование ПЛИС

6.1 PPA - Конфигурирование

6.2 JTAG-программирование и конфигурирование микросхем

6.3 Конфигурирование ПЛИС с помощью загрузочного кабеля и конфигурационной микросхемы

6.4 Надёжность конфигурирования ПЛИС

6.5 Выводы

7. Технологическая часть

7.1 Описание принципиальной схемы

7.2 Технология изготовления печатной платы

7.3 Технология изготовления МПП методом металлизации сквозных отверстий

7.4 Расчет надежности модуля

8. Конструкторская часть

8.1 Выбор и обоснование принципов конструирования

8.2 Конструктивное построение модуля.

8.3 Конструктивное построение блока.

8.4 Выводы

9. Экономическая часть

9.1 Введение

9.2 Предприятие и отрасль, в котором оно занято

9.3 Описание организации работ

9.4 Описание продукта

9.5 Оценка рынка и конкурентоспособности

9.6 Маркетинг

9.7 Организация производства

9.8 Этапы разработки

9.9 Финансовый план

9.10 Расчет сметной стоимости ОКР

9.11 Техническо-экономической обоснование целесообразности выполнения работ

9.12 Использование программно-аппаратных средств.

9.13 Выводы

10. Экологичность и безопасность проекта

10.1 Введение.

10.2 Влияние электромагнитного излучения на человека.

10.3 Оценка опасности для персонала при воздействии ЭМП.

10.4 Средства и методы защиты от электромагнитного излучения.

10.5 Оценка опасности для персонала при испытаниях системы на испытательном полигоне.

10.6 Выводы

Заключение

Список источников

Приложения

Приложение А - программный код модуля «correlation»

Приложение Б - программный код модуля «mem_drv»

Приложение В - схема электрическая принципиальная

Приложение Г - схема функциональная

Приложение Д - экспериментальные результаты

Введение

Одной из важнейших проблем, стоящей перед современной радиолокацией, является обнаружение и обеспечение точности измерения основных параметров и характеристик отраженных радиосигналов, позволяющих определять пространственные координаты и скорость радиолокационной цели, а также расстояние до этой цели на фоне активных и пассивных помех.

Обнаружение радиолокационных целей зависит от энергии отраженного сигнала, точность же измерения параметров и характеристик принимаемых сигналов зависит, кроме энергии, и от формы зондирующего сигнала. Как известно, для того чтобы обеспечить высокоточное определение дальности и скорости радиолокационной цели, излучаемый сигнал должен иметь как можно большую длительность во времени и иметь как можно более широкий спектр, чего не могут обеспечить сигналы синусоидальной формы - простые сигналы. Таким требованиям удовлетворяют так называемые сложные сигналы, т.е. радиосигналы, имеющие базу много больше единицы и позволяющие преодолеть указанные выше недостатки простых сигналов.

Следует принять во внимание, что для обработки сигналов сложной формы с большой шириной спектра и малым значением длительности импульса требуется производить вычисления над достаточно большим количеством отсчетов принимаемого радиосигнала при высокой тактовой частоте работы всей системы в целом, то есть обеспечить высокую скорость вычислений.

Оптимальная обработка таких сигналов аналоговыми устройствами является сложной, однако на определённом этапе обработки можно выполнять дискретизацию сигналов по времени и по амплитуде аналого-цифровым преобразователем (АЦП) и проводить дальнейшую обработку цифровыми устройствами. Современная тенденция радиолокации состоит в как можно более скором переходе на полную цифровую обработку принятого сигнала.

Универсальные устройства, такие как сигнальные процессоры, не всегда обладают достаточным быстродействием и не всегда позволяют достичь требуемой скорости вычислений для режима реального времени, что вызывает необходимость построения специализированных систем обработки сигналов на программируемых логических интегральных схемах (ПЛИС).

Целесообразность цифровой обработки при обнаружении сигналов обусловлена прежде всего тем, что эффективность аналоговых устройств значительно снижается из-за различного рода нестабильностей, кроме того цифровые устройства лучше аналоговых поддаются микроминиатюризации. Положительными качествами цифровых устройств являются также высокие надежность и точность выполнения арифметических операций, возможность гибкой и оперативной перестройки параметров устройств.

1. ЛЧМ сигнал. Методы обработки

1.1 ЛЧМ сигнал и его характеристики

Применение сложных сигналов дает возможность выбрать длительность зондирующего сигнала из условия обеспечения необходимой энергии и разрешающей способности по скорости ДVR, а ширину спектра - из условия обеспечения необходимой разрешающей способности по дальности ДR [1].

Увеличение ширины спектра при заданной длительности импульса получают за счет внутриимпульсной модуляции: частотной или фазовой. В общем случае математическое описание сложных радиолокационных сигналов можно представить в виде:

, (1.1)

где огибающая a(t) и функция угловой модуляции являются медленно изменяющимися функциями времени по сравнению с щo - . Следует отметить, что существуют несколько видов частотной модуляции, например линейная (ЛЧМ), нелинейная (НЧМ) и другие. Однако в рамках данной работы остановимся на рассмотрении ЛЧМ сигнала и его свойств.

Аналитическая запись импульсного сигнала с линейной частотной модуляцией имеет вид:

при (1.2)

и u(t) = 0 при других t. Произведение ширины спектра сигнала на длительность импульса называется базой сигнала или коэффициентом сжатия:

где фи- длительность импульса сигнала, Дfс - ширина спектра сигнала, U0 - амплитуда сигнала.

Следует учесть, что в настоящий момент радиосигнал сложной формы, в том числе и ЛЧМ сигнал, можно перенести на более низкую частоту. Наиболее часто такое преобразование выполняется следующим образом: входной сигнал u(t) одновременно умножается на cos(щ0.t) и на sin(щ0.t), затем произведения сигналов проходят через фильтры нижних частот (ФНЧ) с соответствующей полосой пропускания, на выходе которых получаются квадратурные составляющие комплексной огибающей радиосигнала A(t): Re(A(t)) - действительная и Im(A(t)) - мнимая часть. На рисунке 1.1. изображена структурная схема такого преобразования.

Рисунок 1.1 Структурная схема преобразования ЛЧМ сигнала

В рассматриваемом случае такое преобразование позволяет перейти к комплексной огибающей ЛЧМ сигнала, именно она имеет наибольший практический интерес. Одна из математических записей комплексной огибающей ЛЧМ сигнала имеет вид

при (1.4)

и A(t) = 0 при других t.

Следует заметить, что если сам ЛЧМ сигнал в общем виде можно описать только вещественными числами, то его комплексную огибающую можно представить только с помощью комплексных чисел. Итак, на рисунке 1.2. изображены ее квадратурные компоненты: действительная и мнимая части. Очевидно, что мнимая часть комплексной огибающей будет отличаться от действительной лишь начальной фазой.

Рисунок 1.2 Квадратурные компоненты комплексной огибающей

Переход от аналогового представления комплексной огибающей к ее цифровому виду производится при помощи аналого-цифрового преобразования. На рисунке 1.3 представлены эпюры квадратурных составляющих комплексной огибающей в цифровом виде с параметрами, указанными в техническом задании (ТЗ) и амплитудой 4095 единиц младшего разряда. При этом математическое описание комплексной огибающей будет иметь следующий вид:

(1.5)

Где Тд - период дискретизации. Амплитудный спектр комплексной огибающей ЛЧМ сигнала не выражается через элементарные функции, а при большом значении базы становится все более равномерным, близким к прямоугольному виду. В общем случае спектр комплексной огибающей может быть не симметричным относительно «нулевой» частоты.

Рисунок 1.3 Квадратурные компоненты оцифрованный комплексной огибающей

Одна из основных характеристик радиолокационного сигнала - автокорреляционная функция (АКФ). Она служит мерой связи исходного и сдвинутого по времени и частоте сигналов, которую обеспечивает применение выбранного вида модуляции, то есть определяет корреляционные связи сигнала при временных и частотных сдвигах. На рисунке 1.4. приведен пример для рассматриваемого в рамках данной работы случая АКФ комплексной огибающей ЛЧМ сигнала.



Рисунок 1.4 Вид модуля АКФ

Действительно, из рисунка 1.4 видно, что это действительно АКФ комплексной огибающей ЛЧМ сигнала. Виден характерный главный максимум и боковые лепестки (БЛ), значения которых находятся ниже уровня -29 (дБ). Следует отметить, что в настоящее время такой УБЛ недопустим, поэтому существуют различные методы обработки ЛЧМ сигнала и его комплексной огибающей.

1.2 Методы обработки ЛЧМ сигнала и коррекция боковых лепестков

Обработку сложного радиолокационного сигнала ведут так, чтобы в некоторый единственный момент времени получить наибольшее отношение сигнал/шум. Это означает, что колебание на выходе системы обработки принимаемого сигнала имеет вид короткого импульса, или сжатого. Форма сжатого импульса с точностью до постоянных коэффициентов полностью повторяет вид АКФ. Сжатие ЛЧМ сигнала можно осуществить несколькими способами: корреляционным способом, сверткой сигнала в частотной области и другими.

Для сжатия сигнала корреляционным способом необходимо произвести больше операций по сравнению со вторым вариантом, однако в целом временных затрат требуется меньше.

В большинстве систем полезный главный лепесток сопровождается боковыми лепестками достаточно большой интенсивности. При обработке сигналов от нескольких целей с различной отражающей способностью это может оказаться весьма нежелательным, так как главный лепесток более слабой цели может быть скрыт боковым лепестком отклика от более сильной цели.

Используя взвешивание, можно понизить уровень боковых лепестков за счет ухудшения разрешения по дальности и ухудшения отношения сигнал/шум. Взвешивание можно выполнить во временной области, пропуская сигнал через дополнительный фильтр, в частотной области, взвешивая спектр между прямым и обратным БПФ либо однократно взвесить копию сигнала, в случае корреляционного алгоритма.

В процессе применения метода взвешивания возникают два требования к оконным функциям:

1) ширина главного лепестка частотной характеристики окна, содержащего по возможности большую часть энергии, должна быть малой.

2) энергия в боковых лепестках ЧХ окна должна быстро уменьшаться.

Существует множество окон, удовлетворяющие в той или иной степени заданным требованиям. Однако следует отметить тот факт, что ни одно окно не позволяет получить оптимальную аппроксимацию произвольной идеальной частотной характеристики, в силу свертки частотных характеристик окна и «идеального» фильтра.

Математическое описание окна Ханна выглядит следующим образом:

(1.6)

На рисунке 1.5. приведена дискретная амплитудно-частотная характеристика окна Ханна.

Рисунок 1.5 Дискретная АЧХ окна Ханна

Результирующая АЧХ системы представляется виде (1.8):

HН(k) = Н(k).wн(k). (1.7)

На рисунке 1.6. на одном поле приведены две эпюры: цифровых взаимнокорелляционной функции (ВКФ) с окном Ханна и АКФ без коррекции БЛ.



Рисунок 1.6. Вид АКФ без коррекции БЛ и ВКФ с окном Ханна

УБЛ ВКФ с окном Ханна значительно ниже и составляет - 42,0 (дБ).

Расширение главного лепестка составляет примерно 1,5 раза.

1.3 Выводы

В данной главе рассмотрено математическое описание ЛЧМ сигнала. Отмечено, что комплексная огибающая ЛЧМ сигнала имеет наибольший практический интерес, так как существуют преобразователи, которые позволяют перейти от высокочастотного ЛЧМ сигнала к более низкочастотному, то есть комплексной огибающей. Приведены эпюры квадратурных составляющих дискретной комплексной огибающей с параметрами, указанными в техническом задании. Рассмотрена одна из основных характеристик радиолокационного сигнала - дискретная автокорреляционная функция и приведена ее эпюра из которой видно характерный главный максимум и боковые лепестки, значения которых находятся ниже уровня - 29 (дБ). Далее обоснована необходимость коррекции БЛ при помощи оконных функций, а так же кратко корреляционный метод обработки сигнала, что в общем случае может выполнить фильтр с конечной импульсной характеристикой. Рассмотрены ВКФ для систем с коррекцией БЛ и без коррекции. Показано, что при использовании оконной функции Ханна можно получить УБЛ - 42,0 (дБ), при соответствующем расширении главного лепестка примерно в полтора раза.

Исходя из проведенного анализа, необходимо заключить: ЛЧМ сигнал без коррекции уровня боковых лепестков не подходит для применения в данном устройстве, из-за неприемлемо высокого УБЛ, а, следовательно, необходимо применить корректирующую функцию. В данной работе корректирующая функция - оконная функция Ханна, была выбрана исходя из требований по УБЛ, в настоящее время. Далее необходимо рассмотреть методы реализации сжатия сигналов.

2. Методы реализации цифровых фильтров сжатия и их сравнение

2.1 КИХ-фильтр общего вида. Оценки затраченных аппаратурных ресурсов на его построение и времени задержки

При построении цифровых устройств используют двухвходовые сумматоры/вычитатели и умножители, а так же их комбинации для получения результата, например сложения, трех и более слагаемых. При обработке комплексного сигнала используется квадратурная. Таким образом, все операции вычисляются с действительными числами, а следовательно анализ затраченных ресурсов будет произведен именно для действительных чисел, из которых потом сформируется последовательность комплексных отсчетов.

По сути дела, КИХ-фильтр общего вида выполняет линейную свертку двух последовательностей: комплексных отчетов цифрового сигнала и последовательность отсчетов импульсной характеристики в соответствии с выражением:

. (2.1)

Структурная схема КИХ фильтра показана на рисунке 2.1.



Рисунок 2.1 Блок-схема КИХ-фильтра комплексного сигнала

Из-за сходства этой структуры с линией задержки с отводами ее часто называют фильтром с многоотводной линией задержки (или иногда трансверсальным фильтром), где Z-1 означает задержку на один период тактовой частоты. Очевидно, что есть много и других способов организации вычисления и, таким образом, много других теоретически эквивалентных структур для которых количество задействованных аппаратных ресурсов будет примерно таким же.

Порядок КИХ фильтра определяется длиной его импульсной характеристики (в общем случае комплексной) h(n), которая имеет вид:

h(n) = Re(h(n)) + j. Im(h(n)), где (2.2)

Re(h(n)) = Re(h0).д(n,0) + Re(h1).д(n,1) + …+ Re(hNh-1.д(n,Nh-1) (2.3)

Im(h(n)) = Im(h0).д(n,0) + Im(h1).д(n,1) + …+ Im(hNh-1.д(n,Nh-1) (2.4)

и Nh - длина импульсной характеристики фильтра, n - номер отсчета, д(n,i) - дельта символ Кронекера, принимающий значение 1 при n = i и 0 при n ? i.

Пусть x(n) - цифровой комплексный сигнал, поступающий на вход КИХ-фильтра с импульсной характеристикой h(n), который имеет вид:

x(n) = Re(x(n)) + j. Im(x(n)), (2.5)

где Re(x(n)) = Re(x(n)) + Re(x(n-1)) + Re(x(n-2)) + …+ Re(x(n-(Nx-1))) (2.6)

Im(x(n)) = Im(x(n)) + Im(x(n-1)) + Im(x(n-2)) + …+ Im(x(n-(Nx-1))) (2.7)

и Nx = 128 - количество обрабатываемых отсчетов сигнала x(n).

Тогда выходной сигнал y(n) ,будет определяться как:

y(n) = x(n) . h(n). (2.8)

или y(n) = [Re(x(n)) + j. Im(x(n))].[Re(h(n)) + j.Im(h(n))]. (2.9)

Выражение (2.8) можно представить для наглядности в виде:

y(n)=[Re(x(n)).Re(h(n))-Im(x(n)).Im(h(n))]+j.[Re(x(n)). Im(h(n))+Im(x(n)).Re(h(n))] (2.10)

Теперь не сложно сделать вывод о том, сколько понадобится операций, а точнее умножений и сложений/вычитаний для обработки комплексной последовательности отсчетов КИХ-фильтром. Целесообразно предположить, что операции сложения и вычитания производятся примерно за одинаковое время с одинаковой затратой на аппаратные ресурсы. Итак, для обработки одного комплексного отсчета необходимо произвести

Pумн КИХ = 4.Nh (2.11)

умножения с действительными числами. Не сложно показать, что количество сложений/вычитаний с действительными числами будет равно:

Pсл КИХ = 4.(Nh -1) + 2. (2.12)

Следует заметить, что количество умножителей и сумматоров для КИХ фильтра будет равняться Pумн КИХ и Pсл КИХ соответственно. Для того, чтобы получить оценку количества операций для обработки всей последовательности отсчетов x(n), необходимо умножить предыдущие результаты (2.11) и (2.12) на Nx = 128, получим:

Pумн КИХ У = 4.Nh.Nx (2.13)

умножений и

Pсл КИХ У = (4.(Nh -1) + 2).Nx (2.14)

сложений с действительными числами.

Таким образом была получена априорная оценка количества операций.

С целью организации линии задержек (ЛЗ) на один интервал следования отсчетов целесообразно использовать параллельные регистры соответствующей разрядности (здесь и далее разрядность отсчетов не будет учитываться, так как предполагается, что на входы рассматриваемых фильтров поступает одна и та же последовательность x(n)). Очевидно, что количество регистров задержки хорошо аппроксимируется выражением

Рлз КИХ= 2.(Nh -1). (2.15)

Заметим, что для построения фильтра, необходимо иметь запоминающее устройство (ПЗУ) для хранения значений отсчетов импульсной характеристики. Очевидно, что ЗУ должно осуществлять хранение действительной и мнимой частей Nh отсчетов, по этому количество слов ПЗУ можно определить как

Рпзу КИХ= 2.Nh. (2.16)

Теперь, после оценки количества аппаратурных ресурсов, можно оценить время, за которое будет происходить обработка сигнала. Но прежде необходимо сделать несколько предположений:

1) все блоки фильтра синхронизированы между собой

2) исходя из предположения о том, что интервал следования отсчетов равен длительности одного такта, то для простоты анализа положим, что время вычисления суммы/разности (Тсумм) и произведения (Тумн) двух чисел занимают ровно один тактовый интервал (Тт)

3) время задержки регистров сдвига (Трег) равняется одному такту.

Время вычисления Тких - время, через которое n-й отсчет появится на выходе фильтра, будет определяться суммой задержек регистров, умножителя и сумматоров/вычитателей:

Тких=Трег+Тумн+Тсумм=(Nh -1).Тт+Тт+(log2Nh+1).Тт=(Nh+ log2Nh+1) .Тт (2.17)

Таким образом, были получены оценки количества операций, необходимых для обработки цифрового сигнала, количества задействованных аппаратурных ресурсов и времени задержки, то есть времени, необходимого для выполнения процесса вычисления n-го отсчета КИХ-фильтром.

2.2 КИХ-фильтр, функционирующий по алгоритму быстрой свертки. Оценки затраченных аппаратурных ресурсов на его построение и времени задержки

Для осуществления процесса фильтрации цифрового сигнала по одному из алгоритмов быстрой линейной свертки необходимо выполнить следующие этапы:

1) выполнить быстрое преобразование Фурье (БПФ) над комплексными отсчетами x(n) и получить последовательность X(k). По идее, БПФ необходимо произвести и над отсчетами импульсной характеристики h(n), но целесообразно исходить из предположения, что проектируемый фильтр не будет изменять свою частотную характеристику в процессе работы. Таким образом, можно выполнить БПФ над h(n) и внести результат H(k) в память проектируемого фильтра

2) выполнить перемножение соответствующих отсчетов X(k) и H(k), получив новую последовательность Y(k) = X(k).H(k)

3) выполнить обратное БПФ над Y(k).

Прежде чем приступить к оценке количества аппаратурных ресурсов целесообразно рассмотреть структурную схему фильтра, функционирующего по алгоритму быстрой свертки (БС-фильтр) двух последовательностей с применением поточного быстрого преобразования Фурье. Блок - схема БС-фильтра приведена на рисунке 2.2.



Рисунок 2.2 Блок-схема фильтра быстрой свертки

Целесообразно заметить, что последовательность отсчетов x(n) может оказаться на много длиннее чем h(n). В этом случае рекомендуется производить секционирование линейной свертки, то есть разбить более длинную последовательность на секции, вычислить частичные свертки, из которых затем сформировать искомую выходную последовательность y(n). Существует несколько методов вычисления свертки при выполнении которых количество операций будет примерно одинаковым, однако логичнее всего выбрать метод перекрытия с накоплением, так как он больше всего подходит для вычисления свертки с применением алгоритмов поточного БПФ и ОБПФ.

С целью пояснения последнего утверждения рассмотрим сущность метода перекрытия с накоплением. Для примера рассмотрим последовательность HH(n) содержит Nh =256 отсчетов, а последовательность x(n) состоит из Nх = 128 и дополнена количеством N0 = 128 нулевых отсчетов. Таким образом, две следующие друг за другом последовательности x(n) перекрываются друг с другом на участках длиной по N0 отсчетов. Участок перекрытия находится в конце секции, что и является удобством при применении алгоритмов поточного БПФ и ОБПФ. В рассматриваемом методе нет никаких операций сложения отсчетов частичных сверток, в отличие от метода перекрытия с суммированием.

Теперь необходимо оценить количество операций на всех трех этапах вычисления. При вычислении БПФ по алгоритму с основанием 2 необходимо, чтобы количество обрабатываемых отсчетов было равно 2b, где b - целое число и не меньше, чем N = Nх + N0. Тогда БПФ будет N=256 - точечным. Нетрудно показать, что количество вычислений базовых операций [2], необходимых для выполнения любого алгоритма БПФ будет равно:

(N/2)log2N. (2.18)

Если учесть, что последовательность отсчетов x(n) комплексная, то для вычисления одной базовой операции необходимо произвести четыре умножения числами и шесть сложений/вычитаний, где все операции с действительными числами. Таким образом, для вычисления N - точечного БПФ необходимо произвести

Pсл БПФ = 4.(N/2)log2N = 2.N.log2N (2.19)

умножений и

Pумн БПФ = 6.(N/2)log2N = 3.N.log2N (2.20)

сложений/вычитаний.

При выполнении обратного преобразования Фурье количество производимых операций будет таким же. Это утверждение следует из того, что ОБПФ можно вычислить следующим образом [2]:

, (2.21)

где символ «*» означает комплексно - сопряженное число, которое получается путем простого изменения знака «мнимой» части отсчета. Деление на N производится путем отбрасывания необходимого количества младших разрядов. Таким образом, для выполнения БПФ и ОБПФ потребуется произвести

Pумн БПФ У = 2. Pумн БПФ (2.22)

умножений и

Pсл БПФ У = 2. Pсл БПФ (2.23)

сложений/вычитаний.

При выполнении умножения отсчетов X(k) на отсчеты H(k) потребуется 4N операции умножения и 2N операции сложения/вычитания.

Итак, количество операций, необходимых для вычисления одной секции быстрой свертки, потребуется выполнить:

Pумн У = Pумн БПФ У + 4.N =4.N.log2N + 4.N = 4.N.(log2N + 1) (2.24)

умножений и

Pсл У = Pсл БПФ У + 2.N = 6.N.log2N + 2.N = 2.N.(3.log2N + 1) (2.25)

сложений/вычитаний с действительными числами.

Следует заметить, что количество перемножителей и сумматоров для БС фильтра будет равняться:

Pперемн У = (4.N.log2N)/(N/2) + 4.N = 8.N.log2N + 4.N (2.26)

умножений и

Рсум У = (6.N.log2N)/(N/2) + 2.N = 2.N.(3.log2N + 1) (2.27)

сумматоров. Такое количество можно объяснить тем, что при использовании алгоритма поточного БПФ количество базовых операций не будет соответствовать выражению (2.18), а будет в N/2 раз меньше.

Таким образом была получена оценка количества операций, необходимых для обработки БС-фильтром комплексной последовательности отсчетов. Однако полученный результат не отображает количество задействованных аппаратных ресурсов, которые будут использованы при построении рассматриваемого фильтра.

Как видно из рисунке 2.2, количество линий задержек для осуществления поточного БПФ и ОБПФ будет одинаковым. Количество затраченных ЛЗ на один тактовый интервал для БПФ и ОБПФ хорошо аппроксимируется выражением

Рлз У = 4.(N -1). (2.28)

Учтем размерность задействованных ПЗУ, которая складывается из:

1) ПЗУ для хранения значений поворачивающих множителей объемом N для БПФ и объемом N для ОБПФ

2) ПЗУ для хранения значений отсчетов импульсной характеристики, над которыми выполнено преобразование Фурье, объемом N.

Таким образом, информационная емкость слов ПЗУ соответствующей разрядности составит

Рпзу У = 3.N. (2.29)

Теперь, после оценки количества аппаратурных ресурсов, можно оценить время, за которое будет происходить обработка отсчета одним АУ:

ТАУ=2.ТСУММ+ТУМН=3.Тт . (2.30)

Время вычисления ТБС - время, через которое n-й отсчет появится на выходе БС-фильтра, будет определяться суммой задержек ЛЗ - ТЛЗ, арифметических устройств - ТАУ, умножителей - ТУМН и сумматоров/вычитателей - ТСУММ:

ТБС =2.ТЛЗ+2.log2N.ТАУ +ТУМН+ТСУММ =(N/2).Тт+2.(N -1)Тт+6(log2N).Тт +2.Тт (2.31)

Таким образом, были получены оценки количества операций, необходимых для обработки цифрового сигнала, количества задействованных аппаратурных ресурсов и времени задержки, то есть времени, необходимого для выполнения процесса вычисления n-го отсчета БС-фильтром.

2.3 Анализ полученных результатов

С целью упорядочивания полученных данных, оценки количества производимых операций сведены в таблицу 1. В табл. 1 так же приведены рассчитанные значения для Nx = 128, Nh = 256, N = Nx + N0 = 256.

Таблица 2.1

Тип фильтра	Количество умножений	Количество сложений/вычитаний
КИХ-фильтр	Pумн КИХ У = 4.Nh.Nx = = 131072	Pсл КИХ У = (4.(Nh -1) + 2).Nx = = 130816
БС-фильтр	Pумн У = 4.N.(log2N + 1) = = 18432	Pсл У = 2.N.(3.log2N + 1) = = 25600

Как видно из приведенной выше таблицы, выигрыш БС - фильтра по сравнению с КИХ - фильтром составляет: более семи раз в количестве производимых умножений и более пяти раз в количестве умножений.

С целью сравнения количества затраченных аппаратных ресурсов для построения вариантов фильтров с конечной импульсной характеристикой, полученные ранее оценочные результаты сведены в таблицу 2.1.

Целесообразно отметить, что даже при умеренном количестве отсчетов импульсной характеристики - 256, количество сумматоров и умножителей, необходимых для построения КИХ-фильтра общей структуры значительно больше, чем у БС-фильтра. Сравнение двух рассматриваемых вариантов построения фильтров с конечной импульсной характеристикой предполагает поточную организацию обработки отсчетов, а, следовательно, в обоих структурах сигнал будет обрабатываться в режиме «реального времени». Однако, время задержки рассматриваемых фильтров будет различным. Оценочный результат, полученный по выражениям (2.17) и (2.31) показывает, что от порядка фильтра, отношение времен задержек практически не зависит и составит примерно пять, то есть у КИХ-фильтра с общей структурой время задержки будет примерно в пять раз меньше, чем у фильтра, функционирующего по алгоритму быстрой линейной свертки.

Так как на современной элементной базе одинаково успешно реализуются оба алгоритма, а время обработки становится значительно более критичным, было решено реализовать КИХ-фильтр. Также было решено серьезно модифицировать структуру КИХ-фильтра общего вида (разбив вычисление свертки на 4 параллельных потока, а также применив альтернативный способ умножения комплексных чисел, позволяющий использовать 3 умножителя вместо 4, подробнее алгоритм работы устройства будет рассмотрен далее). Данные модификации позволяют немного снизить затраты аппаратных ресурсов, при вычислениях на параллельной архитектуре.

2.4 Выводы

В процессе работы были получены результаты, показывающие, что даже при умеренных порядках рассматриваемых цифровых фильтров, несмотря на меньшую требовательность к аппаратным ресурсам фильтра с конечной импульсной характеристикой, функционирующего по алгоритму быстрой свертки, необходимо использовать согласованный модифицированный КИХ-фильтр. Далее кратко приведены результаты работы:

1) выигрыш в производимом количестве операций фильтра на основе быстрой свертки при длине импульсной характеристики 256 отсчетов получается больше семи раз.

2) для количества отсчетов импульсной характеристики, которое используется в работе, Nh = 256 выигрыш БС-фильтра в количестве сумматоров составляет примерно 10 раз, а умножителей в 14 раз, но для построения КИХ-фильтра будет затрачено примерно в 6 раз меньше ЛЗ и всего в 1,5 раза меньше объем ПЗУ. Для модифицированного КИХ-фильтра умножителей затрачивается примерно в 10 раз больше.

3) у КИХ-фильтра с общей структурой время задержки будет примерно в пять раз меньше, чем у БС-фильтра.

На основании полученных результатов можно сделать вывод о том, что в рамках данной работы целесообразнее использовать модифицированный согласованный КИХ-фильтр, однако для получения максимального выигрыша во времени необходимо использовать ПЛИС для реализации алгоритмов, т.к. ПЛИС позволяет выполнять множество вычислений параллельно.

3. Разработка технического задания

3.1 Техническое задание на разработку модуля сжатия сложных сигналов

В соответствии с заданием на диплом и общими требованиями, предъявляемыми к разрабатываемым приборам на предприятии, составляем техническое задание на модуль сжатия сложных сигналов.

1. Функциональное назначение

Модуль является составной частью системы ЦОС и предназначен для цифровой обработки (сжатия) эхо-сигналов.

2. Состав

В состав ячейки входят следующие функциональные части:

2.1 Управления и синхронизации.

Функции:

· синхронизации от внешних сигналов;

· формирование сигналов синхронизирующих серий;

· формирование сигналов временной развертки;

· формирование сигналов управления.

2.2 Память квадратур опорной функции.

Функции:

· хранение копии квадратур зондирующего сигнала;

2.3 Память квадратур тестовых ЛЧМ сигналов.

Функции:

· хранение копии квадратур тестовых сигналов;

2.4 Приема эхо-сигналов.

Функции:

· прием и распаковка эхо-сигналов основного канала;

· коммутация эхо-сигналов двух входных каналов с тестовым ЛЧМ сигналом из памяти;

2.5 Вычисления свертки.

Функции:

· Вычисление свертки принятых эхо-сигналов с опорной функцией длиной до 256 отсчетов.

3. Требования назначения

3.1 Основные технические характеристики модуля:

3.1.1 В устройстве должны реализовываться следующие функции:

· хранение квадратур опорной функции (копии) для разных ДЗИ;

· хранение 13-ти разрядных кодов тестовых ЛЧМ сигналов с параметрами, соответствующими кодам опорной функции, передача тестового сигнала на внутренний коммутатор «тестовый ЛЧМ - внешний сигнал» в режиме отладки и контроля в соответствии с кодами управления и по внешней команде “Контроль”;

· прием 13-разрядных(12р+знак) квадратур входных сигналов двух каналов и коммутация их с сигналом тестового ЛЧМ сигнала для выдачи на выход ячейки соответственно для рабочего и отладочного режимов; вид кодов прямой со знаком, частота следования каждой квадратуры 1.2 МГц. Период приема входных сигналов расположен от импульса НРД до КРД.

· сжатие принятых эхо-сигналов (вычисление свертки входного сигнала с опорной функцией в соответствии с ДЗИ);

3.2 Входные сигналы модуля сжатия

3.2.1 На вход опорного напряжения поступает сигнал типа меандр с параметрами:

- частота, МГц 24 ± 0,1;

- скважность 50%±5%;

- уровень напряжения…………………….………………………… ТТЛ;

- уровень активности………………….………………………… верхний;

3.2.2 На входы синхронизации поступают сигналы:

НУМП -начало угломестного положения, фазирующий сигнал,

с параметрами:

период повторения, мс

не менее ….……………………………… 2;

не более ….………………...…………… 20;

длительность импульса, период М2-4 ,

не менее ….………..……………...………. 1;

не более …….…………….……………… 2;

уровни напряжения……………….………………...……………… ТТЛ;

уровень активности…………….…………………………...…… нижний;

НРД - начало рабочей дистанции,

с параметрами:

период повторения, мс

кратен периоду серии М1_2;

длительность импульса,

один период М1-2;

уровни напряжения……………….……………….……… LVTTL/CMOS;

уровень активности………………………………………...….… нижний;

КРД - конец рабочей дистанции ЛЧМ сигнала, определяет момент закрытия приемника, т. е. поступления на вход ячейки квадратур сигналов ЛЧМ зоны,

с параметрами:

период повторения, мс кратен периоду серии М1_2;

длительность импульса, один период М1_2;

уровни напряжения……………….……………………… LVTTL/CMOS;

уровень активности……………….………………………………. нижний;

Код ДЗИ - цифровой код, определяющий длительность обрабатываемого ЛЧМ сигнала,

с параметрами:

разрядность …………………………………………………….………… 5;

задержка смены относительно сигнала НУМП периодов серии М1_2,

не более……………………..……………. 5-6;

не менее………………………….…………. 4;

уровни напряжения………………………………………LVTTL/CMOS;

уровень активности………………….……………..……….…верхний;

Вход X, Вход Y - цифровые коды квадратур сигналов основного канала сжатия, с параметрами:

разрядность …………………………………………….……………… 13;

вид кода………………………………………………………….. прямой;

знаковый разряд………………………………………………………….13;

частота смены отсчетов квадратур…………………..………….. 1,2 МГц;

уровни напряжения……………….……………….……… LVTTL/CMOS;

уровень активности………………….……………………...….… верхний;

3.3 Выходные сигналы модуля сжатия

3.3.1 Устройство должно формировать следующие сигналы

Выход Xсж, Выход Yсж - цифровые коды квадратур сжатых сигналов,

с параметрами:

разрядность …………………………………………….………………28;

вид кода………………………………………………………….. прямой;

знаковый разряд…………………………………………………………. 28;

частота смены отсчетов квадратур…………………..………….. 1,2 МГц;

уровни напряжения……………….……………….……… LVTTL/CMOS;

уровень активности………………………………………...….… верхний;

4. Требования радиоэлектронной защиты

4.1 В части радиоэлектронной защиты модуль сжатия должен соответствовать требованиям РУК УВАИ.461311.020.

4.2 При разработке модуля сжатия должны быть обеспечены меры, предусмотренные ОТТ 1.1.3, приложение 4 (СФ 16356) и РД В 107.460401.001 по электромагнитной совместимости, помехозащищенности и защите от электромагнитных излучений.

5. Требования живучести и стойкости к внешним воздействиям

5.1 Модуль сжатия по стойкости, прочности и устойчивости к воздействию климатических и механических факторов должен соответствовать ГОСТ РВ 20.39.304 со следующими уточнениями:

- пониженная температура среды - минус 500С;

- повышенная температура среды - плюс 650С;

- относительная влажность - 98% при температуре 350С;

- синусоидальная вибрация: ускорение - 3g, диапазон частот - 1-500 Гц;

- механический удар многократного действия: пиковое ударное ускорение - 15g, длительность действия ударного ускорения - 5…10 мс;

- размещение на высоте до 2000 м над уровнем моря.

6. Конструктивные требования

6.1 Модуль должен быть выполнен на печатной плате размером 200170.

6.2 Печатная плата может должна быть многослойной со сплошными полигонными слоями цепей питания и земли.

6.3 Должен быть использован разъем СНП269-224ВП41-4 РЮМК.430420.006 ТУ.

6.4 Питание модуля должно осуществляться от внешних источников напряжением +5,0В и 3,3В.

6.5 На печатной плате должны быть установлены разъемы типа СНП346-10ВП22-2-В РЮМК.430420.011ТУ для программирования.

7. Требования технологичности

7.1 Уровень выполнения требований по технологичности модуля в соответствии с ГОСТ 107.15.2010 - 86 должен быть не менее единицы.

7.2 Конструкторская документация должна соответствовать общим правилам технологичности по ГОСТ 14.201-83.

8. Требования надежности

8.1 Модуль сжатия должен обеспечивать следующие показатели долговечности:

- Средний ресурс до капитального ремонта, тыс. ч, не менее - 25;

- Средний срок службы до капитального ремонта, лет, не менее -15;

8.2 Средняя наработка на отказ, не менее, ч - 50000;

8.3 Устойчивая работа при изменениях напряжения во вторичном питании ± 10%.

9. Требования к эксплуатации, хранению, удобству технического обслуживания и ремонту

9.1 Требования по техническому обслуживанию должны соответствовать РУК УВАИ.461311.020.

9.2 Ремонт модуля осуществляется только в заводских условиях.

9.3 Работоспособность должна проверяться при помощи встроенной аппаратуры контроля.

10. Требования по метрологическому обеспечению

10.1 Метрологическое обеспечение должно соответствовать требованием СТП УВАИ 8.001-99.

10.2 Контрольно-измерительные приборы должны быть стандартизованы, обеспечены поверкой и входить в государственный реестр и «Перечень средств измерений» Заказчика.

11. Требования к упаковке и маркировке

11.1 Требования к упаковке и маркировке должны соответствовать ГОСТ Р 20.39.309-98.

11.2 Требования к таре не предъявляются.

12. Требования защиты государственной тайны

12.1 Требования не предъявляются.

3.2 Выводы

В данной главе было составлено техническое задание на разработку модуля сжатия сложных ЛЧМ сигналов. Были определены уровни напряжений входных и выходных сигналов, определены основные характеристики синхронизационных и информационных сигналов. Учтены и указаны основные требования по надежности, радиоэлектронной защите, живучести, стойкости, технологичности, защите государственной тайны, метрологическому обеспечению, а также требования к эксплуатации, хранению, техническому обслуживанию, упаковке и маркировке.

4. Разработка структурной схемы модуля и выбор элементной базы

4.1 Структурная схема модуля

Согласно техническому заданию составим структурную схему модуля:

Рисунок 4.1 Структурная схема модуля сжатия ЛЧМ сигналов

Рассмотрим коротко принцип работы устройства. Блок вычисления сверточных сумм начинает свою работу при поступлении сигнала «НРД» ( начало рабочей дистанции ) и завершает по «КРД» ( конец рабочей дистанции ). Отсчеты квадратур, поступающие на вход этого блока, записываются в 1 элемент массива из 256 элементов, при этом данные, находящиеся в этом массиве сдвигаются вправо, с потерей последнего элемента. Такая структура представляет собой аналог многоотводной линии задержки. Далее массив условно разбивается на 4 части по 64 элемента. Каждая из частей затем сворачивается с соответствующим участком импульсной характеристики (копии сигнала). Эти 4 потока вычисляются параллельно относительно друг друга. Для каждого из этих потоков единовременно необходимо иметь 2 отсчета импульсной характеристики (итого - 8), соответственно, необходимо заранее загрузить данные из ПЗУ в 4 ОЗУ. Эту процедуру организует контроллер оперативной памяти. Выполнение операции комплексного умножения с накоплением (базовая операция при вычислении свертки) в каждой из этих частей происходит последовательно, однако с высокой тактовой частотой (96МГц). Такая тактовая частота позволяет выполнить всю операцию свертки менее чем за 0.7мкс, в то время как период смены отсчетов квадратур составляет 0.833мкс, следовательно, устройство работает полностью в режиме «реального времени». По завершении вычисления сверточных сумм, результат суммируется для каждой квадратуры.

Необходимо отметить, что в зависимости от кодограммы «ДЗИ» (длина зондирующего импульса) контроллер оперативной памяти выбирает область ПЗУ с соответствующей копией сигнала. Переключение в тестовый режим происходит при поступлении сигнала «Тест». В таком режиме на вход блока сжатия поступают отсчеты квадратур не со входа модуля, а из ПЗУ с записанным эталонным ЛЧМ сигналом.

4.2 Выбор элементной базы

В течение последних лет, когда для многих разработчиков аппаратуры ЦОС стало ясно, что программируемые логические интегральные схемы (ПЛИС) - это удобная в освоении и применении элементная база, альтернативы которой зачастую не найти. Последние годы характеризуются резким ростом плотности упаковки элементов на кристалле, многие ведущие производители либо начали серийное производство ПЛИС с эквивалентной емкостью более 1 миллиона логических вентилей. Цены на ПЛИС неуклонно падают.

Приведем известную классификацию ПЛИС по структурному признаку, т.к. она дает наиболее полное представление о классе задач, пригодных для решения на той или иной ПЛИС. Следует заметить, что общепринятой оценкой логической емкости ПЛИС является число эквивалентных вентилей, определяемое как среднее число вентилей 2И-НЕ, необходимых для реализации эквивалентного проекта на ПЛИС и базовом матричном кристалле (БМК). Понятно, что эта оценка весьма условна, поскольку ПЛИС не содержат вентилей 2И-НЕ в чистом виде, однако для проведения сравнительного анализа различных архитектур она вполне пригодна. Основным критерием такой классификации является наличие вид и способы коммутации элементов логических матриц. По этому признаку можно выделить следующие классы ПЛИС.

Программируемые логические матрицы - наиболее традиционный тип ПЛИС, имеющий программируемые матрицы “И” и “ИЛИ” В зарубежной литературе соответствующими этому классу аббревиатурами являются FPLA (Field Programmable Logic Array) и FPLS (Field Programmable Logic Sequencers). Недостаток такой архитектуры - слабое использование ресурсов программируемой матрицы “ИЛИ”, поэтому дальнейшее развитие получили микросхемы, построенные по архитектуре программируемой матричной логики (Зарубежная аббревиатура - PAL от Programmable Array Logic) - это ПЛИС, имеющие программируемую матрицу “И” и фиксированную матрицу “ИЛИ”. К этому классу относится большинство современных ПЛИС небольшой степени интеграции. В качестве примеров можно привести отечественные ИС КМ1556ХП4, ХП6, ХП8, ХЛ8, ранние разработки (середина -- конец 80-х годов) ПЛИС фирм «Intel». «Altera», «AMD», «Lattice» и др. Разновидностью класса ПМЛ являются ПЛИС, имеющие только одну (программируемую) матрицу «И», например, схема 85С508 фирмы «Intel», Следующий традиционный тип ПЛИС -- программируемая макрологика. Они содержат единственную программируемую матрицу «И-НЕ» или «ИЛИ-НЕ», но за счет многочисленных инверсных обратных связей способны формировать сложные логические функции. К этому классу относятся, например, ПЛИС PLHS501 и PLHS502 фирмы «Signetics», имеющие матрицу «И-НЕ», а также схема XL78C800 фирмы «Exel», основанная на матрице «ИЛИ-НЕ».

Вышеперечисленные архитектуры ПЛИС, содержащие небольшое число ячеек, к настоящему времени морально устарели и применяются для реализации относительно простых устройств, для которых не существует готовых ИС средней степени интеграции. Естественно, для реализации алгоритмов ЦОС они не пригодны.

ИС ПМЛ (PLD) имеют архитектуру, весьма удобную для реализации цифровых автоматов. Развитие этой архитектуры -- программируемые коммутируемые матричные блоки (ПКМБ) -- это ПЛИС, содержащие несколько матричных логических блоков (МЛБ), объединенных коммутационной матрицей. Каждый МЛБ представляет собой структуру типа ПМЛ, т. е. программируемую матрицу «И», фиксированную матрицу «ИЛИ» и макроячейки. ПЛИС типа ПКМБ, как правило, имеют высокую степень интеграции (до 10000 эквивалентных вентилей, до 256 макроячеек). К этому классу относятся ПЛИС семейства МАХ5000 и МАХ7000 фирмы «Altera», схемы ХС7000 и ХС9500 фирмы «Xilinx», а также большое число микросхем других производителей («Atmel», «Vantis», «Lucent» и др.). В зарубежной литературе они получили название Complex Programmable Logic Devices (CPLD).

Другой тип архитектуры ПЛИС -- программируемые вентильные матрицы (ПВМ), состоящие из логических блоков (ЛБ) и коммутирующих путей -- программируемых матриц соединений. Логические блоки таких ПЛИС состоят из одного или нескольких относительно простых логических элементов, в основе которых лежит таблица перекодировки (ТП -- Look-Up Table, LUT), программируемый мультиплексор, D-триггер, а также цепи управления. Таких простых элементов может быть достаточно большое количество, у современных ПЛИС емкостью до 1 миллиона вентилей число логических элементов достигает нескольких десятков тысяч. За счет такого большого числа логических элементов они содержат значительное число триггеров. Также некоторые семейства ПЛИС имеют встроенные реконфигурируемые модули памяти (РМП -Embedded Array Block - EAB), что делает ПЛИС данной архитектуры весьма удобным средством реализации алгоритмов цифровой обработки сигналов, основными операциями в которых являются перемножение, умножение на константу, суммирование и задержка сигнала. Вместе с тем, возможности комбинационной части таких ПЛИС ограничены, поэтому совместно с ПВМ применяют ПКМБ (CPLD). В зарубежной литературе такие ПЛИС получили название Field Programmable Gate Array.

Множество конфигурируемых логических блоков (Configurable Logic Blocks, CLBs) объединяются с помощью матрицы соединений. Характерными для FPGA архитектур являются элементы ввода-вывода (Input/Output Blocks, lOBs), позволяющие реализовать двунаправленный ввод/вывод, третье состояние и т. п.

Особенностью современных ПЛИС является возможность тестирования узлов с помощью порта JTAG (B-scan), а также наличие внутреннего генератора и схем управления последовательной конфигурацией. Фирма «Altera» пошла по пути развития FPGA архитектур и реализовала в семействе CYCLONE быстродействующие блоки умножения 18х18(до 150 блоков на одной ПЛИС). Дальнейшее развитие архитектур идет по пути создания комбинированных архитектур, сочетающих удобство реализации алгоритмов ЦОС на базе таблиц перекодировок и реконфигурируемых модулей памяти, характерных для FPGA структур и многоуровневых ПЛИС с удобством реализации цифровых автоматов на CPLD архитектурах. Так, ПЛИС EP2C(Cyclone II) фирмы «Altera» сочетают в себе фактически все вышеперечисленные достоинства, что позволяет применять ПЛИС как основную элементную базу для «систем на кристалле» (SOC). В основе идеи SOC лежит интеграция всей электронной системы в одном кристалле (например, в случае ПК такой чип объединяет процессор, память и т. д.). Компоненты этих систем разрабатываются отдельно и хранятся в виде файлов параметризируемых модулей. Окончательная структура SOC-микросхемы выполняется на базе этих «виртуальных компонентов» с помощью систем автоматизации проектирования (САПР) электронных устройств EDA (Electronic Design Automation). Благодаря стандартизации в одно целое можно объединять «виртуальные компоненты» от разных разработчиков.

Основная цель заключается в выборе такой элементной базы, которая позволила бы выполнить данное техническое задание с учётом всех технических требований. При выборе элементной базы устройства необходимо руководствоваться следующими критериями:

· быстродействие;

· логическая емкость, достаточная для реализации структуры;

· стоимость оборудования для программирования ПЛИС или конфигурационных ПЗУ;

· наличие методической и технической поддержки;

· потребление энергии;

· требования к спецфакторам;

· стоимость микросхем.

Таким образом, реализация устройства на микросхемах будет достаточно сложна и не дешева из-за своей громоздкости, потребляемой мощности, отсутствия возможности программирования и затрат на производство. Реализация устройства на микропроцессоре также нецелесообразна, поскольку при использовании микропроцессора будет тратиться достаточно много времени для обращения к внешней памяти для считывания выполняемой программы и данных.

Альтернативой микросхемам и микропроцессору в данном случае может послужить ПЛИС. Учитывая данные критерии отбора, для реализации устройства сжатия остановимся на элементной базы фирмы «Altera» и САПР Qaurtus II v. 9.0, поскольку САПР фирмы Altera гораздо более доступны для пользователей, нежели, например, аналогичные САПР Xilinx. Наличие качественных САПР и общепринятых индустриальных стандартов (JTAG) даёт возможность конфигурирования микросхем ПЛИС напрямую из САПРа, что делает процесс проектирования удобным, быстрым, обеспечивает возможность переноса проекта на различные микросхемы ПЛИС, причем процесс разработки аппаратно независим. Сделаем свой выбор в пользу семейства микросхем серии EP2C70 , поскольку данное семейство микросхем, по заявлению разработчиков, создавалось и оптимизировалось с учетом возможности эффективной реализации алгоритмов ЦОС и является достаточно высокопроизводительным. Максимальная тактовая частота для данной серии составляет около 260 МГц. В техническом задании задано период следования отсчётов t = 0.833 мкс, иначе, тактовая частота составляет f = 1/ 0.833 мкс = 1.2 МГц. Поэтому возможность данной серии по тактовой частоте превышает необходимые требования к техническому заданию.

Особенности микросхем семейства CYCLONE II (EP2C)

· Расширеные возможности встроенных блоков памяти.

· Высокая логическая емкость. Логический массив позволяет реализовать цифровые функций общего назначения:

o От 4,608 до 68,416 логических элементов;

o До 1,152 Кбит внутренней памяти ПЛИС, которые могут быть использованы без уменьшения логической емкости;

· Решение по низкой цене для высокопроизводительных приложений;

· Особенности системного уровня:

o MultiVolt I/O контакты могут управлять или управляться устройствами с напряжением питания 1.5В, 1.8В, 2.5В или 3.3В;

o Низкое энергопотребление;

o Производительность двунаправленных контактов Ввода/Вывода до 260 МГц;

o Полная совместимость с PCI Local Bus Specification, Revision 3 для 3.3В при 33МГц или 66МГц;

o Полная совместимость с PCI Express x1

o Полная совместимость PCI-X1 133 МГц;

o Поддержка высокоскоростной внешней памяти, включая DDR и DDRII;

o Встроенная схема граничного сканирования JTAG совместимая с IEEE 1149.1-1990, доступна без использования дополнительной логики;

o Вычислительное ядро микросхемы работает от напряжения питания 1.2В;