Пояснювальна записка

до дипломного проекту за темою:

Конструкція модуля формування складного ортогонального сигналу



Анотація

Дипломний проект присвячений розробці модуля синтезу складного ортогонального сигналу та передачі дискретної інформації за допомогою дистанційної автоматики лінії електропередач.

У пояснювальній записці розглянуті методи модуляції складного ортогонального сигналу. Розроблена функціональна схема системи, проведені розрахунки принципової і структурної схем, виконані відповідні креслення.

У економічному розділі проведені розрахунки трудомісткості конструкторської підготовки виробництва.

У розділі охорони праці розглянуто питання кондиціонування приміщення при розробці модулятора.

Дипломний проект складається зі 97 сторінок друкованого матеріалу: пояснювальної записки, і семи листів графічного матеріалу.



• Вступ
• 1. Аналітичний огляд
• 1.1 Види виброакустичної активності
• 1.2 Методи виділення регулярних складових
• 1.3 Методи оцiнки амплiтуд окремих гармонік
• 2. Техніко-економічне обґрунтування
• 3. Розробка структурної схеми
• 3.1 Вибір структурної схеми
• 3.2 Вибір алгоритму модуляції
• 3.3 Оцінка швидкодії процесору
• 4. Розробка та обгрунтування принципової схеми
• 4.1 Вхідний ланцюг
• 4.2 Сигнальний процесор
• 4.3 ЦАП
• 4.4 Вихідний каскад
• 4.5 Cхема живлення
• 5. Розробка програмного забезпечення
• 5.1 Обґрунтування вибору сигнального процесору
• 5.2 Порядок формування вибірки QAM-16 та PSK сигналів
• 5.3 Програмне забезпечення сигнального процесора ADSP21264
• 5.4 Блок - схема алгоритму основної частини програми
• 5.5 Блок-схема алгоритму програми виводу результату
• 5.6 Моделювання алгоритму модуляції
• 6. Конструкторський розрахунок
• 6.1 Розрахунок розмірів друкованої плати
• 6.2 Розрахунок елементів провідного рисунка
• 6.3 Розрахунок відстаней між елементами провідного рисунка
• 6.4 Визначення паразитних параметрів між провідниками
• 6.5 Розрахунок потужності втрат на друкованій платі
• 7. Охорона праці
• 7.1 Обґрунтування вибору об'єкта
• 7.2 Аналіз умов праці на робочому місці
• 7.3 Індивідуальне завдання. Розрахунок занулення
• 7.4 Міри пожежної профілактики
• 8. Техніко-економічні розрахунки
• 8.1 Виробничі фонди підприємства
• 8.2 Визначення етапів НДР
• 8.3 Розрахунок заробітної плати
• 8.4 Калькуляція базової собівартості НДР
• 8.5 Калькуляція планової собівартості НДР
• 8.6 Побудова мережевого графіка
• 8.7 Висновки
• Висновок
• Перелік посилань
• Додаток

• Вступ
• Проект присвячений розробці модуля синтезу складного сигналу для передачі дискретної інформації в лініях електропередач. Сучасний стан ліній електропередач і складність автоматизації процесів їх управління енергопостачання, вимагає наявності надійних каналів передачі даних Актуальність даного проекту пов'язана із модернізацією та поліпшенням показників апаратури передачі дискретної інформації по лініям електропередач. В дипломі реалізована конструкція синтезу складного сигналу в режимі ортогональних частот як найбільш стійка до різних видів перешкод. Запропонований пристрій базується на використанні сигнального процесора, при якому формується ортогональний сигнал в смузі 20кГц. Ухвалене рішення відповідає існуючим нормам в системах обміну інформації.
• У дипломному проекті проведена робота по розробці структурної схеми, принципової схеми, конструкторської частини, а також промодельована робота алгоритмів синтезу сигналу.


1. Аналітичний огляд

1.1 Види віброакустичної активностi

У завданнях діагностування аналізується віброакустична активність роторних машин і механізмів, або двигунів внутрішнього згорання. При цьому формується складний спектр сигналу, проте, має складові, які підкоряються певним співвідношенням, пов'язаних з конструкцією самого двигуна. Зокрема він складається з регулярних шумів, шумоподібних і автоколивальних компонент, з яких націлюються на виділення саме регулярних і оцінку їх співвідношень між амплітуд і різних субгармонік .

Регулярна складова rуп(t), обумовлена періодичними пов'язаних з частотою зворотів ротора або кратно пов'язаною з нею і що виникає на частотах відмінних від р може бути апроксимувала виразом [ ].

де:

– = 1/Tупl -- коефіцієнт загасання;

– Tупl -- постійна часу загасання;

– Tупl -- період (або час кратний періоду) основної частоти;

n - 0,1....N

На основі аналізу амплітуд гармонік роторної частоти є можливість визначення широкого класу несправностей в роторних машинах. Наприклад амплітуда першої гармоніка ротора, це дисбаланс, амплітуда другої гармоніки роторної части пов'язана з пошкодженнями підшипника. Якщо на роторі є якась регулярна конструкція, наприклад, лопатки, то при 20 лопатках - повинна виявлятися бути 20-та гармоніка роторної частоти.З'являється набір гармонік, якщо дія імпульсна то виникає окрім 20-ii гармоніки, ще 40-ва 60-та, тобто кратність відносно цієї гармоніки.. Це в нормальному режимі. Тепер передбачимо якщо одна лопатка відвалиться, а машина продовжить працювати. Тодi вийде, що буде субгармоніка, відносно роторної частоти з'явиться окрім 20-ої, 21-ша гармоніка і 19-та.

У двигунах внутрішнього згорання є поршень, 4 імпульси за зворот мають бути, тобто має бути 4 гармоніка роторної частоти і їх кратні.

Якщо в роторній машині з'являться механічні взаємодії між вузлами елементів, що обертаються, то при значному характері взаємодії в параметрах вібрації виникають комбінаційні складові. Вони виявляються вигляді дробових гармонік, наприклад, 2.5, 2.75, 2.25 відносно частоти обертання ротора. Їх аналіз і порівняння з іншими гармоніками роторної частоти дозволяє виробляти раніше діагностування несправностей, що зароджуються, що актуально при обслуговуванні техніки по поточному стану.

Амплітуда некратних гармонік дуже мала в порівнянні з амплітудами цілих гармонік, що не дозволяло їх одночасно фіксувати і порівнювати. Проте в даний час є АЦП з динамічним діапазоном до 120 дБ. Одночасний розвиток датчиків фізичних величин і зарядочувствітельних підсилювачів також дозволяє без спотворень вимірювати рівні вібрації з діапазоном до 120 дБ, що відповідає граничним можливостям пьезоперетворювачiв.

Методи виділення регулярних складових

Найбільш простимчасто використовуваним методомєметод перетворення Фур'є, коли, знаючи часто туобертанняротора, можна визначати рівні сигналу гармонік на вибраних частотах, відповідають часто там гармоні кроторної частоти. Недолік методу в тому, що перетворення є правильним за умови стаціонарності вхідного сигналу. Це означає, що за час перетворення, сигнал ні по частоті, ні по амплітуді не повинен мінятися. В даному випадку, якщо двигун весь час змінює зворот і режими, то замість однієї гармоніки після перетворення, буде знову набір гармонік або навіть шумоподiбний спектр. Тому спектральне перетворення достовірне, коли машина не змінює свій режим роботи. Крім того є погрішність оцінки частоти обертання ротора і, відповідно, наростаюча помилка у визначенні частот гармонік, що вимушує замість однієї гармоніки спектру виробляти оцінку амплітуди по декількох гармоніках в діапазоні частот.Т. е. метод навіть при стаціонарному режимі роботи машини має погрішність в оцінці амплітуд. Іншим підходом для оцінки амплітуд гармонік є їх фільтрація перебудовуваним смуговим фільтром. Найбільш простим рішенням є використання перебудовуваної біквадратної ланки активного фільтру на основі

ОУ. Якщо в цій біквадратній ланці значення одне резисторів визначає його центральну частоту, яка може плавно міняється в чималих межах. Проте у нього є ряд недоліків: неможливість точного налаштування на задану частоту і в разі високодобротної ланки потрібно використовувати группу біквадратних ланок. В даний момент такі методи на практиці майже не застосовуються.

Найбільш оптимальним методом виділення гармонік є метод синхронної обробки даних. Його особливість полягає в тому, що точно знаючи параметри обертання ротора можна виробляти синхронне детектування сигналів. Синхронне детектування дозволяє виконувати оцінку амплітуди фази сигналу в тому випадку, якщо опорний сигнал збігається з сигналом, що приймається, або кратний йому. Пристрій, який дозволяє відразу фільтрувати і гармоніки кратні роторній частоті, називають синхронно-гребінчастим фiльтром (СГФ) [ ]. СГФ застосовується для виділення регулярних складових процесу за наявності міток про фазове положення ротора (рисунок1.1 ).



а)

б)

Рисунок	1.1 - Структурна схема СГФ. а) - структура одиничного фiльтра, б) - структура об'єднання набору фільтрів в складі СГФ.

Базова структура фільтру і загальна передавальна функція СГФ визначається співвідношенням [1]

	,	(1.1)
	,	(1.2)

де:

- -передавальна функція одиничної ланки;

-передавальна функція СГФ;

-коефіцієнт, що визначає параметри одиничної ланки СГФ.

СГФ має наступні характеристики АЧХ и ФЧХ,

	,	(4.3)
	,	(4.4)



де T - період часу між мітками фазового положення ротора;

N -число міток за зворот ротора;

-середня частота обертання ротора.

а)

б)

	Рисунок 1.2 - АЧХ (а) та ФЧХ (б) СГФ на iнтервалi

СГФ з такою структурою здатний виділяти частоти кратні . При цьому ширина смуги пропускання в районі кожної роторної частоти буде рівна

	.	(1.5)

Для поліпшення міри розділення регулярною і шумоподобних складових в структурі на малюнку 1.1 фільтр повинен мати структуру з великою кількістю відведень і ліній затримок

Цей напрям розвивався до середини 80-х років і зараз воно продовжує розвиватися як елементи фільтрів на перемиканих конденсаторах, і довгий час такі пристрої робилися. [ ] Онако, аналіз показав, що зробити динамічний діапазон більше 75 дБ за допомогою перемиканих конденсаторів нереально. Можливість по цифровій реалізації гребінчастих фільтрів. наступна: в даний час подібні підходи ґрунтуються на аналогова реалізація - виконується реалізація деякої функції фільтру нижніх частот в даному випадку, - оскільки rc-ланцюжок це фільтр нижніх частот, лише відповідно до формули ( ), сигнал запам'ятовується не один за одним, а через зворот ротора. Це є інтервал лінії затримки що показує скільки гармонік можна тим самим відфільтрувати. Т.ч. є можливість реалізувати пристрій аналогічне по властивостях типової реалізації синхронно-гребінчастого фільтру в аналоговій формі . Але оскільки є теорія у Фінкельштейнi [ ], що можливість його реалізації із складнішою АЧХ в інтервалі від 0 до 2 Пі, то його можна реалізувати, націливши на виділення відразу цілою і нецілою кратністю і навіть дробовій цілій кратності. У цей час існує й використовується СГФ зі зворотними зв'язками й з нагромадженням сигналу. Такі фільтри реалізовувалися на основі конденсаторів, що перемикаються. Однак реалізація схеми з перемиканням конденсаторів має обмеження по динамічному діапазоні, зокрема більше чим 77-80 дБ одержати неможливо. У той же час віброакустичний сигнал характеризується дуже широким динамічним діапазоном. Так у сучасних ЗЧП він має динамічний діапазон потенційно за 100дб, а це значить, що він ще на 10 разів дає більше кращу оцінку, що дозволяє виділяти сумарний сигнал більш точно без втрати інформації.

Реалізація СГФ з урахуванням необхідного частотного діапазону можлива з використанням двадцяти чотирьох розрядного АЦП та алгоритму цифрової обробки сигналу з плаваючою крапкою.

Методи оцiнки амплiтуд окремих гармонік

Після вживання синхронно-гребінчастих фільтрів з'являється сигнал, в якого відфільтровані гармоніки з цілою і не цілою кратністю і певним кроком по частоті. Вони є вузькосмуговими компонентамі, оскільки їх ширина спектру визначається можливістю фільтрації. З цього виходить, що якщо зробити звичайне перетворення Фур'є,в якого порядок перетворення дорівнюватиме порядку міток за зворот ротора, то центральні частоти кожної гармоніки Фур'є перетворення збігатимуться з частотою відфільтрованих гармонік. Таким чином, застосувавши просте перетворення Фур'є на короткому інтервалі часу можна відразу виробити оцінку амплітуд всіх гармонік, в даному випадку номер перетворення Фур'є відповідатиме номеру гармоніки.

Результати аналізу роторної машини показали, що в ній крім основних гармонік ротора існують гармоніки некратні гармонікам ротора, типу 0,25Fp. Розглянемо можливість їх виділяти, оскільки вони характеризують такі діагностичні несправності, як затирання, торкання ротором статора, які є провісниками руйнування. Тому розглянемо рішення чи можна реалізувати СГФ, здатний цієї гармоніки виділяти як у загальному складі, так і некратні тільки. Як уже було зазначено раніше, нашим завданням також є фільтрація сигналу в широкому динамічному діапазоні. Тому, у цей час має сенс розглядати цифрові реалізації, чим пряму обробку аналоговими сигналами, тому що навіть шістнадцяти розрядне АЦП дає вже кращий результат, забезпечуючи динамічний діапазон до 96дб, а останні рішення на основі 24-х розрядних АЦП дають до 110-120дб. А також використовувати DSP із плаваючою крапкою коли немає втрат у розрядності при розрахунках.

Підходи побудови діагностичних моделей і визначення ваги діагностичної ознаки [ ] мають важливе теоретичне значення, але практично не можуть бути використані для складних об'єктів, оскільки вимагають організації процесу вчення для розпізнавання стану і визначення вибіркових статистичних характеристик, які неможливо реалізувати для складних систем зважаючи на унікальність або обмеженість кількості об'єктів діагностики.Виходом з цієї ситуації може бути метод, який полягає в організації процесу вчення, виділення діагностичних ознак і визначення діагностичної цінності інформації в процесі експлуатації. Його суть полягає в експериментальному формуванні еталонних портретів об'єкту контролю, що включають відомості як по ММП так і по БМПз використанням штатних або спеціальних інформаційно-вимірювальних систем, і проведенні порівняльного аналізу з поточними портретами, визначуваними в ході експлуатації з метою виявлення і ідентифікації відхилень, що розвиваються, від нормального стану.

Поняття еталонного портрета об'єкту контролю включає набір формованих в спеціальних інформаційно-вимірювальних системах або СЬКДА діагностичних ознак, що відображають динамічні характеристики об'єкту контролю або характеристик БМП елементів його конструкції, з прив'язкою до поточних значень режимних параметрів при нормальному функціонуванні.

Поняття поточного портрета об'єкту контролю включає набір формованих миттєвих значень діагностичних ознак конкретного об'єкту контролю або характеристик БМП елементів його конструкції, з прив'язкою до поточних значень режимних параметрів в ході експлуатації. Під «порівняльним аналізом» слід розуміти організацію автоматичного контролю відхилень від еталонів за допустимі границi.

Інформаційно-вимірювальні системи або СЬКДА повинні функціонувати так, щоб у міру відробітку нових інформативних діагностичних ознак технічного стану, могло б виробляється формування нових еталонів і організація автоматичного контролю відхилень від них. Здобуття діагностичної інформації в СКДА здійснюється методами і засобами виміру параметрів:

вiбрацiй;

акустичних полів;

тиск (абсолютних і пульсацій) в рідинах і газах;

обертання (абсолютних і миттєвих значень);

крутильних коливань;

напруги в елементах конструкцій (тензометричних);

температур;

витрат енергоносіїв;

навантаження.

Найбільш широкого поширення на сьогоднішній день набули СКДА, засновані на вимірі параметрів вібрацій. Використовуючи структурні властивості вимірюваних сигналів, можна значно скоротити число діагностичних ознак, збільшити їх інформаційну цінність і спростити процедуру розпізнавання поточного стану. Вимірювані сигнали несуть надлишкову інформацію про поточний стан об'єкту контролю.Запропоновані в розділі 1.1 моделей БМП вимірюваних сигналів показують, що вони містять обмежене число складових: квазірегулярна та випадкова . У свою чергу квазірегулярна компонента мiстить складовi, пов'язані з процесами обертання або зворотно-поступальними рухами , пов'язані з автоколивальними процесами, викликану періодичними ударами з частотою зворотів ротора. Випадкова компонента містить вузькосмугові випадкові складові , складові обумовлені випадковими ударними обуреннями та широкосмугову складову типа білого шуму з обмеженим спектром .

Розглянуті параметри, характеризуючи джерела збудження і ті або інші динамічні ланки машини, можуть прямо або побічно використовуватися для формування діагностичних ознак, локально чутливих до певних дефектів і несправностей. Так дiагностичними ознаками, що мiстяться в параметрах регулярних складових можуть бути:

- -миттєві значення амплітуд гармонік роторної частоти р;

- -середні значення амплітуд гармонік роторної частоти р;

- -швидкість зміни роторнй частоти р ;

- д -величина девіації роторнй частоти р ;

- s(t) -модулююче обурення;

- -амплітуда модулюючого обурення;

- -частота модулюючого обурення;

- i -ширина i-й спектральної складової;

- -спектральна щільність потужност;

- -автокореляційна функція.

Діагностичними ознаками, що містяться в параметрах регулярної складової можуть бути:

- -амплітуди автоколивань;

- -частоти автоколивань;

- -час появи автоколивань.

Діагностичними ознаками, що містяться в параметрах регулярної складовоїможуть бути:

- -амплітуди коливань;

- - фази коливань;

- - частоти коливань;

- -коефіцієнти загасання.

Діагностичними ознаками, що містяться в параметрах випадкової складової можуть бути:

- -що огинають вузькосмугових складових;

- -фази вузькосмугових складових;

- -середні частоти вузькосмугових складових;

- -ширина смуги вузькосмугових складових;

- -время корреляции узкополосных составляющих;

- -коефіцієнт загасання вузькосмугової складової;

- -спектральна щільність потужності вузькосмугової складової;

- -кореляційна функція вузькосмугової складової.

Діагностичними ознаками, що містяться в параметрах випадкової складової можуть бути:

- -амплітуди коливань;

- -фази коливань;

- - частоти коливань;

- -коефіцієнти загасання.

Діагностичними ознаками, що містяться в параметрах випадкової складової можуть бути:

- дисперсiя;

- ширина спектрe шумоподiбної складової.

Аналогічну структуру мають вимірювані БМП крутильних коливань, які раніше не використовувалися при побудові систем СЬКДА. Вони також містять квазірегулярнута випадкову якiскладаються, проявляютьсяу вигляді нерівномірності обертання ротора.

В свою чергумістить квазірегулярну складову , пов'язану з регулярною нерівномірністю процесу обертання, складову, обумовлену автоколивальними процесами, а також, викликану періодичними ударами з частотою зворотів ротора або кратно пов'язаною з нею.

Компонента містить вузькосмугові складові пов'язані з резонансними частотами ротора як крутильного маятника, складову пов'язану з випадковими ударними обуреннями та широкосмугову, типа білого шуму з обмеженим спектром.

Очевидно, діагностичні ознаки, що містяться в параметрах крутильних коливань аналогічні.

Наступні характеристики і параметри можуть бути використані як діагностичні ознаки.

Інтегральні характеристики досліджуваних БМП роторних машин і їх окремих складових - регулярною і шумоподiбноi:

максимальне значення;

размах;

дисперсiя;

середнє та середнєквадратичне значення.

Диференціальні характеристики БМП роторних машин і їх складових: амплітудні, фазові, енергетичні і взаємні спектри; ? миттєві значення частоти зворотів ротора і її похідної;

миттєві значення частоти зворотів ротора і її похідної;

спектр похідної частоти зворотів;

спектр похідної частоти зворотів;

авто- і взаємно кореляційні функції;

щільність розподілу вірогідності вибіркових БМП.

Системи технічної діагностики, засновані на діагностичних моделях об'єкту контролю, можуть бути створені лише для простих об'єктів контролю з невеликою кількістю діагностичних ознак.

Для здобуття діагностичних моделей і розпізнавання поточного стану складних об'єктів необхідний процес вчення, який виробляється не під час експлуатації, а в умовах спеціальний організованих повчальних експериментальних досліджень (тривалих і дорогих), оскільки інакше неможливо отримати необхідні вибіркові статистичні характеристики зважаючи на унікальність або обмеженість кількості об'єктів діагностики.

Визначення діагностичної цінності ознак і створення діагностичних моделей, що мають важливе теоретичне значення, не може вироблятися для складних об'єктів, оскільки вимагає розгляду дуже великого числа варіантів і тому для вирішення практичних завдань рекомендується використання інших методів, наприклад, передбачення вперед на один або декілька кроків або пропонований метод використання структурних властивостей вимірюваних сигналів.

Пропонований метод полягає в організації процесу вивчення, виділення діагностичних ознак і визначення діагностичної цінності інформації в процесі експлуатації, суть якого полягає в експериментальному формуванні еталонних портретів об'єкту контролю, що включають відомості як по ММП так і по БМП і проведенню порівняльного аналізу з поточними портретами, визначуваними в ході експлуатації з метою виявлення і ідентифікації відхилень, що розвиваються, від нормального перебування на основі розроблених в розділі 1.1 моделей вимірюваних сигналів.



2. Техніко-економічне обґрунтування

Базовий пристрій, описаний в попередньому розділі є аналоговою на перемиканих конденсаторах, яке має недолік, що полягає в тому, що відношення сигнал/шум для польових конденсаторів не більш чим 70 дБ. У теж час сучасні датчики вібрації дозволяють виробляти виміри з динамічним діапазоном 100 - 120 дБ,а апаратура не забезпечує обробку сигналу з таким діапазоном. Саме з цієї причини є необхідність в розробці досконалішої апаратури. Тому описаний пристрій може служити базовим прототипом.

Одночасно врахуємо, що в тих, що існують рішення є необхідність виміру параметрів з прив'язкою до опор роторів. В цьому випадку можна сказати, що мінімальна кількість датчиків встановлюваних в блізі опори є три (по числу осей виміру). Отже мінімальна кількість вимірювальних каналів має бути три і кратно терм при збільшенні числа вимірювальних каналів.

З врахуванням величини інформаційного потоку має сенс не передавати вимірювані дані в систему верхнього рівня, а виробляти обчислення рівнів роторних складових безпосередньо в приладі, що знижує інформаційний потік даних. Оскільки одночасно виробляється оцінка значень періоду обертання ротора, то є можливість введення в пристрій додаткової функції за оцінкою значень звороту ротора.

Основні технічні характеристики ІПР:

Число вхідних каналів :

-- досліджуваних сигналiв - 2;

Параметри досліджуваних сигналів:

-- дiапазон частот 20-5000 Гц.;

-- вхiдна напруга -- 5 В;

-- вхiднийопір -- 1Мом;

--коефіцієнт посилення вхідних сигналів -- 1, 2, 3, 4, 5;

-- Число вихідних каналів:- 2

Параметри вихідних сигналів:

-- дiапазон частот 0-200 Гц.;

-- виходна напруга -- 0-10 В;

Параметри сигналу датчика зворотів ротора:

-- частота - 16fр;

-- дiапазон частот сигналу сiнхронiзацii -- 300-6400 Гц.

Гармоніки роторної частоти, що виділяються -- 1-33;

В таблиці 3.1 зображена порівняльна характеристика пристроїв.

Таблиця 3.1 Порівняльна характеристика пристроїв

Найменування	Величина показника
Показника	Базове	Нове
1.Кiлькiсть каналiв	2	3
2.Коефiцiент посилення вхiдних сигналiв	1, 2, 3, 4, 5	Не треба
3.Діапазон частот, кГц	0-20	0 -10
4. Вихiдна напруга	0-10 В	Цифровий код
5.Гармоніки роторної частоти, що виділяються	1-33	1-60
6.Дiапазон частот сигналу сiнхронiзацii, Гц	300-6400	5-100000

Рішення цифровим методом забезпечує те, що параметри не міняються з часом. Пристрій володіє гнучкістю в конфігурації, а також можливістю взаємодії з існуючими системами діагностування.



3. Розробка структурної схеми

3.1 Вибір структурної схеми

У відповідності до аналізу існуючих рішень та особливостей розроблюваної системи була виконана розробка структурної схема модулявидiлення гармонiчних коливань, яка зображена на рисунку 3.1.

Рисунок 3.1 - Структурна схема модулявидiлення гармонiчних коливань

Опишемо коротко призначення вузлів структурної схеми. Вхїдний вузол являє собою гальванічну розв'язку, що призначенна для безконтактного керування та захисту кіл автоматики від занадто великих струмів. Далі слідує сигнальний процесор, що формує коефіцієнти сигналу у відповідності до одного з алгоритмів кодування: PSK чи QAM-16. У процесорі ж відбувається синтез сигналу шляхом виконання Зворотного Швидкого перетворення Фур'є над сформованою сукупністю відліків. ЦАП є 16-ти розрядним та слугує для формування каналового сигналу. ФНЧ використовується для подавлення збиткових частот на частоті дескрититизації ставимо на виході конвертора. Підсилювач реалізований у виді диферинціального драйвера забезпечує підсилення сигналу при заданій смузі частот.

3.2 Вибір алгоритму модуляції

У даній роботі ми будемо синтезувати сигнал за допомогою DSP, який виконує PSK та QAM-16 модуляцію. Вхідний потік даних являє собою слова розмірністю 32 біт для фзової або 64 біт для квадратурної модуляції. Дані розбивається на дві групи та послідовно біт за бітом надходять до SPORT сигнального процесору. Для формування вихідного сигналіу використовуються IFFT - Зворотне Швидке Фур'є Перетворення, правильніше було б сказати IDFT - Зворотне Дискретне Фур'є Перетворення, що загалом суті не міняє. IFFT все одно як саме отримані початкові дані, штучно, або вони результат реального FFT, у будь-якому випадку результатом буде перенесення початкових даних в часову область. Умова ортогональності для PSK сигналу проста - швидкість маніпуляції на кожній частоті рівна рознесенню частот сітки і маніпуляція відбувається на всіх частотах одночасно, з цього виходить рознесення частот і швидкість маніпуляції це константа для конкретного сигналу OFDM [8]. Оскільки пристрій працює в умовах великих імпульсних завад та паразитних випромінювань, то використрання більш складних методів модуляції є неприпустимим.

FFT, яке дозволяє, не докладаючи зусиль отримати, скільки завгодно широку (ну вже значно ширшу, ніж якщо її реалізовувати на окремих генераторах) лінійку підканалів з автоматично гарантованою ортогональністю і максимальною швидкістю маніпуляції, що дозволяє легко переходити з тимчасової області представлення сигналів в частотну і назад, що як не можна краще підходить для завдань модуляції демодуляції в принципі, і OFDM зокрема, та і будь-яких багатоканальних систем так само. Немає нічого складного у використанні ПФ для OFDM. Опишемо принципу OFDM та PSK за допомогою рисунка 3.2

Рисунок 3.2 - Принцип OFDM

З наступного рисунка виходить, що сформувавши комплексний сигнал в частотній області, шляхом зворотного БПФ з нього отримують фрагмент сигналу в тимчасовій. З рисунка 2.2 виходить, що створивши частотні компоненти X0,X1...Xn-1 і підсунувши їх ОБПФ отримуємо фрагмент сигналу x0,x1...xN-1, який після перенесення на робочу частоту випромінюється в ефір [9]. Така схема автоматично забезпечує дотримання необхідних умов для коректного формування OFDM.

Проте, якщо спробувати чесно робити як зображено на рисунку 3.2, то є дві проблеми:

- перша, після ОБПФ виходить комплексна послідовність, а взагалі то потрібна дійсна розміром 2*N;

- друга, як відомо пряме ПФ розкладає сигнал на постійну складову і набір частотних компонент, у постійної складової немає сенсу в реальній і уявній частинах комплексного числа, а це означає, що зворотне перетворення трактує одну з частот набору X0,X1...Xn-1 як постійну компоненту сигналу, що автоматично викреслює її з використовуваних.

По схемі це X0, таким чином виходить, що на N тимчасових відліків укладається фактично N-1 робочих, в сенсі їх управління, частот. Це нічому не загрожує і ні чого поганого в цьому немає, що була компоненту X0 приймається завжди рівною нулю, для відновлення статус-кво, додаємо ще одну частоту при формуванні сигналу і використовуємо як ні в чому не бувало. Ніяких основоположних принципів не порушено, навпаки все стало правильнішим і зрозумілішим, при демодуляції, так само, компоненту відповідна постійною складовою просто ігнорується. З однією проблемою розібралися, друга має два способи рішення, один стандартний, шляхом перемножування уявної і дійсної частин з синусом і косинусом частоти перенесення, складанням і подальшою фільтрацією, і другий шлях, безпосереднє отримання дійсної послідовності розміром 2*N, для чого використовують деякі попередні маніпуляції з компонентами X0,X1...XN-1, і подальше перенесення на робочу частоту. Обидва абсолютно однакові в сенсі кінцевого результату [10].

Таким чином, використовується 19 частот OFDM, але необхідно розуміти, що реально мова йде про 18, просто завжди робимо "мінус один в думці", на постійну складову, і говоримо про тих, що залишилися 18.

Частоти розташовані від 501 кГц до 518 кГц з кроком 1 кГц. Частота зміни кадрів дорівнює 500 Гц, що забезпечує подвійний захисний інтервал у спектральній області.

Давайте визначимося з розміром блоку IFFT на практиці як правило використовують розміри IFFT блоків 2^n, це неістотне обмеження обумовлене великою кількістю дуже оптимізованих за швидкістю алгоритмів FFT/IFFT саме під ці розміри, ну і зрозуміло потрібно пам'ятати, що одна частота з сітки частот це дві крапки, або одне комплексне число для IFFT і те, що нульова частота випадає, це означає якщо ми хочемо використовувати шістнадцять реальних частот в OFDM сигналі, мінімальний розмір блоку IFFT не може бути менше ніж розрахований:

де:

– - мінімальний розмір блоку даних

- розмір блоку.

Згідно даної формули розрахуємо :

Для зручності вибираємо розмір блоку 8192.

Розглянутий спосіб модуляції широко використовується в модуляторах передавачів даного типу. Так як всі обчислення в сигнальному процесорі проводяться нальоту - вибір типу процесора зводиться до вибору його швидкодії.[11]

3.3 Оцінка швидкодії процесору

В даному проекті використовується метод синтезу гармонік вже з використанням готової таблиці коефіцієнтів на кожну частоту. Даний підхід дозволяє прискорити синтез сигналу, так як не проводиться складне обчислення на яке процесор витрачає досить багато часу. Але для зберігання таблиці в пам'яті процесора, необхідно заданий об'єм. Розрахуємо необхідний об'єм пам'яті для 18 частот:

Отже необхідний об'єм пам'яті процесора, який включає таблицю коефіцієнтів та код програми повинен бути більше ніж 136 кбіт.

Оцінимо затрати на обчислювальний алгоритм, вважаючи що вони виконуються одним сигнальним процесором. Будемо вважати, що швидкодія процесорів оцінюється на основі швидкодії базових алгоритмів обробки сигналів, в якості яких виступають затрати на обчислення: одного кроку фільтра не рекурсивного, рекурсивного, біквадратного, операція обчислення квадратного кореня, обчислення матриці, розміром 3х3, обчислення перетворення Фур'є. Накладні витрати на пересилку даних не враховуються, оскільки вони мінімізовані самою архітектурою сигнального процесора [12].

Розрахуємо необхідну швидкодію ADSP з урахуванням на те, що проводиться синтез 18 частот, кількістю операцій на кожну 4 та об'ємом буфера 8192 коморок.

Так як, процессор працює з тактовою частотою , то провіримо чи виконується вимога слідкування повідомлень з частотою

Розраховані параметри є необхідним критерієм вибору сигнального процесора.

Обробка з плаваючою крапкою хороша в тому випадку, якщо необхідно проводити швидкі перетворення Фур'є (FFT) для великого об'єму даних, тому ми можемо реалізувати кінцеву частотну імпульсну характеристику (FIR). Один з широко використовуваних для цієї мети алгоритмів є перетворення Фур'є методом перекриття з підсумовуванням (overlap-add FFT). В цьому випадку ми виберемо вікно з 4096 крапок для обчислення перетворення Фур'є методом перекриття з підсумовуванням (overlap-add FFT). Процесори ADSP-2126x SHARC можуть виконувати складні перетворення Фур'є з використанням технології SIMD (SIMD FFT) по 1024 крапкам приблизно за 9200 циклів. Так, щоб обчислити 1024 вихідних вибірки необхідно виконати перетворення Фур'є для 1024 крапок, потім 1024 комплексних множення, потім зворотне швидке перетворення Фур'є (IFFF) по 1024 крапкам. На процесорах SHARC комплексні множення займуть 2048 циклів. Таким чином, щоб обчислити 1024 вихідних вибірки необхідно виконати перетворення Фур'є для 1024 крапок, потім 1024 комплексних множення, потім зворотне швидке перетворення Фур'є (IFFF) по 1024 крапкам. На процесорах SHARC комплексні множення займуть 2048 циклів. Так, щоб розрахувати 1024 величини буде потрібно 9200+2048+9200=20448 циклів, що складає приблизно по 20 циклів на одну вихідну величину. Врахуємо додавання нулями, необхідне для того, щоб виконати перетворення Фур'є методом перекриття з підсумовуванням, звернення до зовнішньої пам'яті для витягання заздалегідь обчислених FFT для імпульсної характеристики, все помножимо на два для того, щоб врахувати обидва канали, і ось ми вже маємо по 100 циклів на кожну вихідну величину. Іншими словами, це зажадає лише 10 мільйонів операцій в секунду -- 10 MIPS. Тепер давайте розглянемо це ж завдання, але вирішимо його на ПФТ. Спробувавши реалізувати швидке перетворення Фур'є тим способом, як було зроблено вищим, ми натрапимо на великі проблеми. Комбінація прямого і зворотного перетворень Фур'є по 1024 крапкам приводить до збільшення в 1024, тобто -- на десять біт. Для того, щоб уникнути переповнювання в ході обчислення прямого і зворотного перетворень -- сигнал повинен буде зрушуватися управо на 10 біт. Якщо ми хочемо, щоб на виході у нас був 24-бітовий дозвіл, то нам слід було б виконувати 34-бітові операції[13].

Отже, проаналізувавши існуючі рішення приходимо до висновку, що реалізація пристрою, який здійснює широкосмугове кодування для передачі інформації по лініям електропередач регламентовано діючими стандартами та має широке застосування на практиці. Візьмемо сигнальний процесор фірми Analog Devices ADSP-21264.



4. Розробка та обгрунтування принципової схеми

4.1 Вхідний ланцюг

Згідно завдання та структурної схеми побудуємо принципову схему.Вхідний ланцюг складається з мікросхеми AduM 1400, схемя якої зображена на рисунку 4.1 Це Чотирьох канальні гальванорозв'язка від фірми Analog Devices. Чотирьох канальні пристрої позбавляють від застосування численних додаткових компонентів, дозволяючи зменшити на 60% розмірів виробу, на 40% вартість і аж до 98% споживання потужності при порівнянні з існуючими рішеннями на оптопарах. Ізолятори призначені для промислових застосувань, що включають передачу даних з можливістю одночасного перетворення рівнів передавальних сигналів.

Рисунок 4.1 - Структурна схема роботи чотирьох канального цифрового ізолятора

Розглянемо принцип дії ізолятора, структурна схема якого зображена на рисунку4.1. Вхідний цифровий сигнал через формувач - кодер подається на високодобротну котушку, що передає, розташовану зверху над приймальною котушкою. Окрім котушки, приймач даних містить декодер - формувач вихідної послідовності даних. Запатентований алгоритм кодування-декодування сигналів гарантує, що вихідний сигнал з високою точністю повторить вхідний сигнал без обмеження частоти сигналу в низькочастотній області, аж до постійної складової. Вся система кодування, передачі і відновлення сигналів забезпечує електричну міцність ізоляції 2500 В. Крім того, оскільки електромагнітна енергія повністю обмежується областю двох котушок трансформатора, декілька каналів iCoupler можуть бути об'єднані в одному корпусі без інтермодуляционних перешкод [14].

На відміну від більшості оптопар, не вимагає додаткових компонентів, окрім звичайного фільтруючого конденсатора на шині живлення. Ізолятор має незалежне живлення частин, як передавальної так і приймальної, тим самим дозволяючи перетворювати, при необхідності, рівні сигналів, подаючи на одну частину мікросхеми, наприклад, живлення 3,3 В, а на іншу 5 В. iCoupler не використовує неефективне електро - оптичне перетворення і тому його споживана потужність складає 10…20% потужностей оптопари. Крім того, він забезпечує значно велику швидкість передачі даних. Багатоканальні ізолятори, на відміну від оптопар, мають варіанти виконання з прямим і зворотним напрямом зв'язку каналів, і перекривають всі можливі конфігурації напрямів зв'язку

4.2 Сигнальний процесор

В якості обробника даних був узятий 32-розрядний сигнальний процесор ADSP21264, критеріями вибору якого є обсяг пам'яті та швидкодія які розраховані в розділі 1. а також необхідно врахувати:

1. наявність бібліотеки обробки даних для роботи на мові С;

2. безупинний потік даних в обчислювальному пристрою;

3. наявність послідовних портів, сумісних з ЦАП і вхідним ланцюгом;

Приведемо структурну схему підключення зовнішніх пристроїв до мікропроцесора.



Рисунок 4.2 - Функціональна схема підключення зовнішніх пристроїв

На ній прийняті наступні позначення:

Кв.Г - кварцовий генератор

ЦАП - цифрово - аналоговий перетворювач

Послідовний порт SPORT0 використовується для прийому даних з входу, який відділений від цифрової частини схеми за допомогою гальванорозв'язки, виконаній на мікросхемі AduM 1400 Послідовний порт SPORT1 використовується для видачі даних на ЦАП.

DSP-процесори, що мають послідовні порти дозволяють організовувати простий інтерфейс із такими периферійними пристроями, як АЦП і ЦАП. Наявність послідовного порту усуває необхідність використання рівнобіжних шин для підключення АЦП чи ЦАП до DSP-процесорів.

У прийомної частини послідовного порту сигнал фреймової синхронізації прийому ініціює прийом даних. Послідовний потік прийнятих даних (DR) від входу, побітово направляється в прийомний регістр зрушення. Для бітової синхронізації використовуються спадаючі фронти тактових імпульсів сигналу SCLK. Після завершення прийому чергового слова, воно записується в регістр прийому даних (RX), і послідовний порт генерує запит переривання, по якому ядро процесора має можливість прочитати прийняте слово з регістра (RX).

Запис у регістр передачі даних (TX) підготовляє послідовний порт до передачі даних. Початок передачі даних супроводжується сигналом фреймової синхронізації передачі. Потім слово з регістра передачі даних (TX) записуються у внутрішній передаючий регістр зрушення. Дані з передаючого регістра зрушення побітно посилаються на периферійний пристрій. Для синхронізації послідовно переданих на зовнішній пристрій даних (DT) використовуються позитивні фронти імпульсів тактового сигналу SCLK. Після передачі першого біта послідовний порт генерує запит переривання, по якому ядро може записати в регістр передачі даних нове слово, незважаючи на те, що передача попередніх даних ще не довершена[15].

При нормальному режимі фреймової синхронізації сигнал фреймової синхронізації перевіряється по спадному фронті тактового сигналу SCLK. Якщо в цей момент сигнал фреймової сигналізації активний, то дані доступні (у режимі передачі) чи дані фіксуються в прийомному регістрі зрушення (у режимі прийому) по спадному фронті наступного тактового імпульсу сигналу SCLK. Сигнал фреймової синхронізації не перевіряється далі до закінчення чи передачі прийому всього слова, що залишилося. При альтернативному режимі фреймової синхронізації сигнал фреймової синхронізації встановлюється в тім же самому такті сигналу SCLK, що і перший біт слова. Біти даних фіксуються по спадному фронті сигналу SCLK, але сигнал фреймової синхронізації перевіряється тільки в такті, що відповідає першому біту. Генерований усередині сигнал фреймової синхронізації залишається в активному стані на увесь час прийому чи передачі послідовного слова. Альтернативний режим фреймової синхронізації послідовного порту в процесорах сімейства ADSP звичайно використовується для прийому даних від АЦП.

Оскільки сигнальний процесор не має власної пам'яті, то для початкового завантаження використовується послідовна SPI Flash пам'ять AT25F12N. Обєм памяті мікросхеми становить 512 Кб , що цілком достатньо для зберігання та завантаження програми. Щоб забезпечити роботу пам'яті, будемо використовувати процесор в якості ведучого пристрою. Для цього з'єднаємо ніжку MISO, що працює на прийом даних, з виводом SO Flash памяті.

З урахуванням вибраної частоти кварцового генератора, рівною 25 МГц та значенням внутрішньої частоти ядра 333 МГц значення коефіцієнта множення становить 14. Це реалізується за допомогою подачі логічної одиниці на ніжку CLKCFG0 та логічного нуля на ніжку CLKCFG1.

Ініціалізація загрузки процесора з пам'яті проводиться подачею на ніжку BOOTCFG1рівня логічного нуля, а на BOOTCFG0 рівня логічної одиниці.

Напруга живлення становить 3.3 В та 1.2 В.

4.3 ЦАП

ЦАП вибираємо по критерію: забезпечити необхідний динамічний діапазон та частоту дискретизації 4 МГц.

Що забезпечити необхідний динамічний діапазон, розрядність вибираємо рівною 16 біт. Для узгодження с сигнальним процесором, ЦАП потрібен бути послідовного типу.

Відповідно до вимог, виберемо мікросхему AD5453[16].

Для забезпечення стабільності роботи і зниження рівня завад ЦАП має гальванічну розв'язку від цифрової частини модулятора.

Схема підключення цифрово-аналогового перетворювача зображена на рисунку 4.3



Рисунок 4.3 - Схема підключення ЦАП

Даний ЦАП видає сигнал у вигляді струму. Отже після нього використовуємо конвертер із струму в напругу. Цей конвертер будується на базі операційного підсилювача AD829 [17].

Для подавлення збиткових частот на частоті дискретизації ставимо на виході конвертора два послідовно з'єднаних ФНЧ 2 порядку з частотою зрізу 1,5МГц, кожен яких виконаний на мікросхемі AD829. Електрична принципова схема системи фільтрів приведена на рисунку 4.4

Рисунок 4.4 - Схема електрична принципова фільтру на ОП

Таким чином система являє собою фільтр 4 порядку. Фільтр будуємо ДНКН (джерело напруги, керований напругою). Проведемо розрахунок для одного із фільтрів.Для іншого фільтру параметри будуть аналогічні.

Смуга пропускання , коефіцієнт посилення , з додатка А літератури [18], находимо . Вибираємо номінальнезначення

Отже обираємо стандартне значення .

З умови цього розрахуємо :

Обираємо значення ємкості . По даним розрахункам, знайдемо номінали опорів:

Номінал резистору вибираємо 1.3 кОм. Таким чином усі елементі фільтру розраховані.



4.4 Вихідний каскад

Для підсилення сигналу на виході системи ставимо диференціальний каскад виконаний на здвоєному підсилювачі AD815. Вона забезпечує віддачу в лінію струму 0.5 А при подвійній амплітуді вихідного. Схема диференціального драйверу зображена на рисунку 4.5

Рисунок 4.5 - Схема диференціального підсилювача

Номіналирезисторів оберемо типовими[7] та рівними Проведемо оцінкувхідних шумів підсилювача. Вона обчислюється за формулою:



Провівши розрахунки отримаємо значення шумів 0,3 мкВ, що значно менше шумів ЦАП.

4.5 Cхема живлення

Загальна схема живлення складається з трьох вузлів:

- живлення вхідного ланцюга;

- живлення цифрової частини;

- живлення вихідного ланцюга;

Схема живлення представлена на рисунку 4.6

Рисунок 4.6 - Загальна схема живлення

Визначимо потужність споживання вхідного ланцюга при напрузі 3.3 В та струму гальванорозв'язки І = 20 мА. Отже, потужність вхідного блоку живлення:

де - КПД DC/DC перетворювача.

Даним вимогам відповідає мікросхема TEL 15-2410 [19].

Розрахуємо живлення цифрової частини. До якої входять: гальванорозв'язка, сигнальний процесор.

Визначимо струм, який споживає процесор по ланцюгах 1,2 В та 3,3 В:

Струм на мікросхемах гальванорозв'язки становить

Кварцовий генератор споживає:

Визначаємо сумарний струм з запасом 20%:

Отже потужність цифрового блоку живлення складає:



Виходячи з розрахунків, виберемо мікросхему DS/DS перетворювача, який забезпечує стабільне живлення 3.3 В, а при наявності нестабільного живлення, наприклад, 18 - 36 В. Даним вимогам відповідає мікросхема TEL 15-2410, [19].

Розрахуємо фільтруючі конденсатори в колах живлення. Рекомендується ставити по 1-2 конденсатори на кожні дві ніжки електроживлення. Враховуючи розташування конденсаторів на оціночній платі, кількість конденсаторів, які повинні забезпечувати мінімум наводок і зовнішніх завад для сигнального процесора становлять вісім керамічних конденсаторів, величиною 0,1 мкФ та один електролітичний, номіналом 10 мкФ по ланцюгам живлення 1,2 В.

По ланцюгах живлення 3,3 В ставимо 11 керамічних конденсаторів, величиною 0,1 мкФ та один електролітичний, номіналом 10 мкФ.

В вузлі ЦАП за гальванобар'єром необхідно розмістити один електролітичний конденсатор, номіналом 10 мкФ та 1 керамічний, номіналом 0,1 мкФ на кожне з плечей двополярного живлення. Визначимо споживану потужність вихідного вузла. До нього входить гальванорозв'язка, ЦАП, інвертор, фільтр, причому два останніх елемента живляться від напруги В. Струм на мікросхемах гальванорозв'язки становить

ЦАП споживає:

Розрахуємо отужність , при живлення 3.3 В:



Даним вимогам відповідає мікросхема TEL 15-2410 .

Фільтр та інвертор побудовані на операційному підсилювачі AD829 та споживають:

Сумарний струм найдемо за формулою (4.9):

Потужність , при живлення В:

Використаний DC/DC перетворювачзабезпечує стабілізоване живлення ±15В при допустимій потужності навантаження 7,5Вт (TEL 15-2423) [19]. Вибір такого потужного перетворювача викликаний необхідністю забезпечення стабілізованого живлення при зміні вхідного живлення.

Визначимо сумарну споживану потужність всього модулятора



5. Розробка програмного забезпечення

5.1 Обґрунтування вибору сигнального процесору

Вибір сигнального процесора полягає не тільки у підрахунку необхідної для даної задачі швидкодії та об'єму пам'яті, яку було розраховано в розділі 3. А також необхідно врахувати можливість виконання процесором наступні функції:

а) обмін даними по SPI протоколу;

б) завантаженням сигнального процесора з зовнішньої пам'яті;

в) взаємодія з вхідним вузлом та ЦАП;

г) виконувати ODFM та PSK модуляцію.

Виходячи з вище викладених функцій обраний сигнальний процесор повинен володіти послідовним портами. У результаті проведеного пошуку виберемо, як найбільш задовольняючий вимогам, 32 - розрядний сигнальний процесор ADSP21264, тактова частота якого 333 МГц[12].

5.2 Порядок формування вибірки QAM-16 та PSK сигналів

Розглянемо принципи формування QPSK - 4-позиційної фазової маніпуляцшї. В QPSK використовується сузір'я із чотирьох точок розміщених на однаковій відстані на окружності (рисунок5.1).

Рисунок 5.1 - Сузір'я DPSK та QPSK модуляції



Хоч QPSK може розглядатися як квадратурна модуляція, її простіше представити у вигляді двох незалежних модульованих несучих зміщених на . При такому підході парні(непарні) біти використовуються для модуляції синфазної складової, а непарні(парні) - квадратурної складової. Часова діаграма QPSK показана на рисунку 5.2:

Рисунок 5.2 - Формування QPSK сигналу

Кожен з 4-можливих станів фази в QPSK кодується двома бітами. Зведемо алгоритм кодування сигналу(таблиця 5.1) відповідно до рисунку 5.1

Таблиця5.1 - Алгоритм кодування QPSK

Код символу	I	Q
00	+1	+1
01	-1	+1
10	-1	-1
11	+1	-1

При використанні QAM-16 модуляції окрім фази сигналу змнюється ще і його амплітуда. На рисунку 5.3 показано сузір'я для квадратчної QAM-16 модуляцї



Рисунок 5.3 - Сузір'я QAM-16

Як видно з рисунку для кожен стан сигналу в QAM-16 кодується 4 бітами.

5.3 Програмне забезпечення сигнального процесора ADSP21264

Сигнальний процесор повинний виконувати наступні дії:

а) початкова загрузка з зовнішньої пам'яті;

б) прийом даних з вхідного вузла;

в) модуляція;

г) видача даних в ЦАП.

Оскільки відсутня зовнішня система запуску переривань, то зчитування даних з вхідного вузла та запис в ЦАП покладається на сигнальний процесор. Приймемо за основу слідуючу загальну структуру роботи програмного забезпечення в сигнальному процесорі - використання основної програми та програми виводу результату. В тілі основної програми реалізовано прийом даних портом SPORT0 з вхідного вузла та обробка алгоритму модуляції.

В програмі виводу результату, будемо зчитувати буфер та виводити дані на ЦАП . При такому підході необхідно забезпечити несуперечливий обмін даними між алгоритмами основним тілом програми та програми виводу результату.

Дана проблема може бути вирішена декількома методами, з яких найбільш оптимальним для використання в рамках сигнального процесора буде реалізація взаємодії з використанням циклічних буферів. Крім того визначаємо, що основна програма буде виконувати запис даних з вхідного вузла та обробки модуляції, а інша (програма виводу результату) частина програми тільки зчитування даних з буфера результату для ЦАП. Можливі протиріччя можуть виникнути при використанні індексних змінних циклічних буферів. Але в сигнальному процесорі всі змінні є 32-розрядними, тому при виклику обробника переривань не може виникнути протиріччя з недостовірністю представлення змінних. При зчитуванні даних з циклічних буферів з використанням індексу вершини циклічного буфера значення індексу буде однократно переписуватися з основної змінної в тимчасову, значення якої не може бути змінене основною програмою. В цьому випадку виконується алгоритми обробки даних, розміщені в основному тілі програми будуть по мірі просування до вершини буфера будуть в шматочно - безперервному стилі виконувати обробку даних, відповідно до алгоритму і заповнювати результатом виконання алгоритмів циклічний буфер результату. Еквідестантність вхідних та вихідних вибірок забезпечується за допомогою улагодженого алгоритму роботи основної програми та програми виводу результату.

Вибрана структура вимагає побудови двох формально незалежних блок-схем алгоритмів, які повинні бути реалізовані в рамках єдиної програми. Вибрана структура побудови програми може бути ефективно реалізована в середовищі засобу розробки VisualDSP++ 4.0.



5.4 Блок - схема алгоритму основної частини програми

Блок - схема алгоритму основної частини програми приведена у графічній частині дипломного проекту. Вона складається та передбачає слідуючи операції.

Спочатку виконуємо заборону на переривання, щоб провести ініціалізацію портів SPORT0, SPORT1 та таймера, установити початкові значення індексів циклічних буферів основного та вторинного індексу. Потім виконується прийом даних з порту SPORT0. Далі виконується запис даних в циклічний буфер прийнятих даних. При цьому відбувається збільшення індексу буфера по модулю розміру буфера. Потім зчитується індекс вершини буфера результату.

Далі відбувається вибірка даних з вхідного буфера та обробка їх. Аналізується вхідне слово, і при наявності в ньому одиниць, формує вихідний відлік.

Формування вихідного відліку проводиться шляхом вибору з таблиці необхідних коефіцієнтів для заданої частоти. Даний масив зберігається в пам'яті процесора та має вигляд