Аналіз побудови радіотрактів багаточастотних широкосмугових сигналів з OFDM

Часові характеристики сигналів з OFDM. Спектральні характеристики випадкової послідовності сигналів. Смуга займаних частот і спектральні маски. Моделі каналів розповсюдження OFDM-сигналів. Розробка імітаційної моделі. Оцінка завадостійкості радіотракту.

Рубрика Коммуникации, связь, цифровые приборы и радиоэлектроника
Вид дипломная работа
Язык украинский
Дата добавления 07.10.2014
Размер файла 2,3 M

Отправить свою хорошую работу в базу знаний просто. Используйте форму, расположенную ниже

Студенты, аспиранты, молодые ученые, использующие базу знаний в своей учебе и работе, будут вам очень благодарны.

Размещено на http://www.allbest.ru/

Зміст

  • Перелік умовних скорочень
  • Вступ
  • Розділ 1. Аналіз побудови радіотрактів багаточастотних широкосмугових сигналів з OFDM
  • 1.1 Часові характеристики сигналів з OFDM
  • 1.2 Спектральні характеристики випадкової послідовності сигналів з OFDM
  • 1.3 Смуга займаних частот і спектральні маски
  • 1.4 Формування сигналів з OFDM
  • 1.5 Прийом сигналів з OFDM
  • 1.6 Стандарт IEEE 802.11а
  • 1.7 Загасання і інтерференція
  • 1.8 Методи модуляції OFDM - сигналу, зворотне дискретне перетворення Фур'є
  • 1.9 Моделі каналів розповсюдження OFDM-сигналів
  • 1.10 Параметри, що характеризують завадостійкість радіотрактів багаточастотних широкосмугових сигналів
  • 1.11 Імітаційний метод оцінки завадостійкості
  • 1.12 Постановка задачі дослідження
  • Висновки до розділу
  • Розділ 2. Розробка імітаційної моделі
  • 2.1 Структура прикладу
  • 2.2 Основні параметри фізичного рівня стандарту 802.11a
  • 2.3 Структура фрейму
  • 2.4 Математичний опис сигналів фрейму
  • 2.5 Формування фрейму фізичного рівня стандарту IEEE 802.11a
  • 2.6 Допустимі помилки в амплітуді при модуляції
  • Висновки до розділу
  • Розділ 3. Оцінка завадостійкості
  • 3.1 Параметри що оцінюються
  • 3.2 Планування експерименту
  • Висновки до розділу
  • Розділ 4. Охорона праці
  • 4.1 Вимоги до виробничих приміщень для експлуатації ВДТ ЕОМ та ПЕОМ
  • 4.2 Гігієнічні вимоги до параметрів виробничого середовища приміщень з ВДТ ЕОМ та ПЕОМ
  • 4.3 Розробка заходів з забезпечення пожежної безпеки
  • 4.4 Розрахунок штучного освітлення приміщення
  • Висновки до розділу
  • Висновок до роботи
  • Список використаної літератури

Перелік умовних скорочень

3G-HF (3 Generation - Huge Frequency) - широкосмугові короткохвильові радіостанції 3 покоління.

3GPP (англ.3rd Generation Partnership Project) - партнерська асоціація груп телекомунікаційних компаній, головною метою створення якої є розробка і затвердження стандартів для мережевих технологій третього покоління (3G) , стандартизація архітектури мереж та сервісів.

AM (Amplitude Modulation) - амплітудна модуляція.

AWGN (Additive white Gaussian noise) - адитивний білий гаусів шум.

ARQ (Automatic Repeat reQuest) - автоматичний запит повтору передачі, тобто спосіб контролю помилок при передачі даних.

BDPSK (Binary Differential Phase Shift Keying) - двійкова диференціальна фазова маніпуляція.

BLER (Block Error Rate) - частота блочних помилок.

BPSK (Binary Phase-Shift Keying) - двійкова фазова маніпуляція.

BWA (Broadband wireless access) - широкосмуговий безпроводовий доступ.

CCK (Complementary Code Keying) - це схема модуляції, яку застосовується у бездротові мережі (WLAN), які використовують специфікації IEEE 802.11b.

CDMA (Code Division Multiple Access) - множинний доступ з кодовим розділом каналів.

COFDMA (Coded OFDM) - Цей вид OFDM відрізняється лише тим, що дані попередньо кодуються коригуючими кодами.

CRC (Cyclic Redundancy Check) - циклічний надлишковий код.

DAB (Digital Audio Broadcasting) - цифрове радіо.

DAC (Digital Analog Converter) - цифро - аналоговий перетворювач.

DFS (Dynamic Frequency Selection) - динамічний вибір частоти, технологія призначена для забезпечення максимальної продуктивності радіо каналів в областях з наявністю сильних радіо перешкод.

DL-SCH (Downlink Shared Channel) - низхідний канал розповсюдження.

DRM (Digital rights management) - керування цифровими правами.

DSSS (Direct-sequence spread spectrum) - пряме послідовне розповсюдження спектру.

DVB (Digital Video Broadcasting) - цифрове телевізійне мовлення.

EPA (Extended pedestrian A model) - модель каналу завмирань.

ETSI HiperMAN (European Telecommunications Standards Institute High Performance Radio Metropolitan Area Network) - це стандарт створений Європейським інститутом телекомунікацій та стандартизації груп широкосмугових мереж радіодоступу, щоб забезпечити бездротову комунікаційну мережу в діапазоні 2-11 ГГц.

EVA (Extended Vehicular A model) - модель каналу завмирань.

FFT (Fast Fourier transform) - бистре пряме перетворення Фур'є.

FM (Freaquency Modulation) - частотна модуляція.

GI (Guard Interval) - захисний інтервал.

HARQ (Hybrid automatic repeat request) - гібридний автоматичний запит повтору передачі.

HDL (hardware description language) - це спеціалізо-вана формальна комп'ютерна мова, що використовується для проектування структури, дизайну та роботи електронної мікросхеми та її моделювання.

IBOC (In-band on-channel) - гібридний метод передачі цифрового радіо мовлення.

IEEE (Institute of Electrical and Electronics Engineers) - міжнародна некомерційна асоціація фахівців в галузі техніки, світовий лідер в області розробки стандартів з радіоелектроніки та електротехніки.

IFFT (Inverse Fast Fourier transform) - зворотне швидке перетворення Фур'є.

IP (Internet protocol) - інтернет протокол.

ISDB (Integrated Services Digital Broadcasting) - стандарт цифрового наземного телебачення ISDB-T, використовується переважно в Японії і Південній Америці.

ISI (intersymbol interference) - міжсимвольна інтерференція.

LDPC (Low-density parity-check code) - код з малою щільністю перевірок на парність.

LMDS (Local Multipoint Distribution Service) - локальне точкове розповсюдження.

МІМО (Multiple Input - Multiple Output) - технологія багатопроменевого розповсюдження.

MMDS (Multichannel Multipoint Distribution Service) - багатоканальне точкове розповсюдження.

NLOS (Non-Line-of-Sight) - це радіо передача у напрямку, який частково утруднений, як правило, шляхом фізичного об'єкта у внутрішній зоні Френеля.

OFDM (Orthogonal Frequency-Division Multiplexing) - мультиплексування з ортогональним частотним поділом каналів.

PAPR (Peak-to-Average Power Ratio) - відношення пікової потужності до середньої.

PBCC (Packet Binary Convolutional Coding) - пакет згортаючого двійкового кодування.

PBCH (Physical Broadcast Channel) - фізичний трансляційний канал.

PDCCH (Physical Downlink Control Channel) - фізичний канал керування.

PDSCH (Physical Downlink Shared Channel) - фізичний низхідний канал розповсюдження.

PSK (Phase Shift Keying) - фазова маніпуляція.

QAM (Quadrature Amplitude Modulation) - різновид амплітудної модуляції сигналу, яка являє собою суму двох несучих коливань однієї частоти, але зсунутих по фазі відносно один одного на 90°, кожне з яких модульоване по амплітуді своїм модулюючим сигналом.

QoS (Qualiti of Service) - якість обслуговування.

QPSK (Quadrature Phase Shift Keying або 4-PSK) - квадратурно фазова маніпуляція.

SC-OFDMA (Single-carrier FDMA) - частотний доступ за одною несівною.

SNR (Signal Noise Rate) - відношення сигнал шум.

SoC (System on Chip) - системи на кристалі.

SQRT (square root raised - cosine) - корінь квадратний косинуса.

STC (Space-Time Coding) - це метод, який використовується для підвищення надійності передачі даних в бездротових системах зв'язку.

Wi-Fi (Wireless Fidelity) - висока точність бездротової передачі даних.

WLAN (Wireless Local Area Network) - бездротова локальна мережа.

xDSL (Digital Subscriber Line) - цифрова абонентська лінія.

АЦП - аналогово-цифрофий перетворювач.

АЧХ - амплітудно - частотна характеристика.

БШД - бездротовий широкосмуговий доступ.

ВДТ - відео термінал.

ВСШ - відношення сигнал\шум.

МІТРІС - мікрохвильова інтегрована телерадіоінформаційна система.

ПЕОМ - персональна електронно-обчислювальна машина.

ПЛІС - програмовані логічні інтегральні схеми.

ПРЗ - пристрої радіотехніки і зв'язку.

СБСШ - системи багаточастотних широкосмугових сигналів.

СШР - системи широкосмугового радіо доступу.

ЦАП - цифро - аналоговий перетворювач.

ЦОС - цифрова обробка сигналів.

ЦПОСІ - цифрові процесори обробки сигналів.

ШЗПФ - швидке зворотне переворення Фур'є.

ШПФ - швидке перетворення Фур'є.

Вступ

WLAN стандарту IEEE 802.11 використовують частотний ресурс діапазону, передбаченого для промислових, наукових і медичних цілей (Industrial, Science, Medicine - ISM). Поряд з цим, в США для частотного забезпечення роботи WLAN використовуються частоти, передбачені для Національної Інформаційної Інфраструктури (National Information Infrastructure - Nil). Частотні ресурси ISM і Nil відносяться до різних ділянках діапазону СВЧ: перший лежить в межах відрізка 2.4-2.5 ГГц, другий - в межах відрізка 5.1-5.9 ГГц. У США частоти діапазонів ISM і NII відносяться до неліцензованому (Unlicensed); в Європі неліцензованому є частоти ISM-діапазону; в ряді країн (до них відноситься Україна) частоти однієї або обох зазначених смуг потребують ліцензування.

У засобах WLAN, створюваних відповідно до стандартів IEEE 802.11 різних різновидів, застосовується 3 види радіосигналів:

· сигнали з прямим розширенням спектра (Direct Sequence SS - DSSS);

Види розширення спектра, що передбачаються стандартами IEEE 802.11

Спосіб

Розширення

спектра

Різновид стандарту IEEE 802.11

Максимальна швидкість передачі бітів, Мбит/с

Діапазон

частот,

ГГц

FHSS

IEEE 802.11 Legal

1,2

ISM

DSSS

IEEE 802.11 Legal

1,2

ISM

IEEE 802.11b

5.5, 11

OFDM

IEEE 802.11a

54

NH

IEEE 802.1 lg

54

ISM

· Сигнали з розширенням спектру стрибками по частоті (Frequency Hopping SS - FHSS);

· Сигнали з ортогональним мультиплексированием частотних каналів (Orthogonal Frequency Division Multiplexing - OFDM).

В даний час для побудови WLAN найбільш широко застосовуються пристрої стандарту IEEE 802.11a, звані Wi-Fi пристроями. У них, аналогічно пристроям базового (з правових питань) стандарту, застосовується пряме розширення спектра радіосигналів. Відмінність між методами DSSS, зі відповідними первісної і Wi-Fi версіями стандартів IEEE 802.11, полягає в застосовуваних методах реалізації DSSS (використання коду Баркера згідно базовому стандарту 1997 року і комплементарних кодів згідно стандарту IEEE 802.11b 1999 року). Частотні канали WLAN обох різновидів знаходяться в діапазоні ISM і ідентичні за своїми характеристиками. Займана каналами смуга частот дорівнює 22 МГц з рівнем придушення випромінювань за межами цієї смуги, що перевищує 30 дБ.

У діапазоні ISM європейських держав (за винятком Франції та Іспанії) розміщується 3 частотних канали WLAN стандартів IEEE 802.11 IEEE 802.11. Центральні частоти каналів сопівпадають 1-й, 6-й і 11-й частотами стандартної сітки смуги ISM, крок якої становить 5 МГц. Нульовий відлік сітки відповідає частоті 2402 МГц, а 11-му кроці сітки відповідає частота = 2402 + 5-п [МГц]. Центральні (несучі) частоти 3 каналів мають значення 2407, 2432 і 2457 МГц. Частотний зсув між несучими становить 25 МГц; захисний інтервал між кордонами займаних смуг частот дорівнює 3 МГц. Зіставлення значень швидкості передачі інформаційних сигналів (бітів), передбачених розглянутими стандартами і ширині займаної каналами смуги частот свідчить про те, що значення коефіцієнта розширення спектра (коефіцієнт розширення - SF) в каналах зв'язку WLAN стандарту IEEE 802.11 є відносно невисоким. Конкретні значення SF складають:

В каналах стандарту IEEE 802.11

SF = 11;

В каналах стандарту IEEE 802.11а

SF = 8.

Розділ 1. Аналіз побудови радіотрактів багаточастотних широкосмугових сигналів з OFDM

1.1 Часові характеристики сигналів з OFDM

Ідея передачі даних сигналами з OFDM грунтується на техніці передачі даних з використанням безлічі несучих і полягає в тому, що потік переданих даних розподіляється по безлічі частотних Підканалів (піднесучих), і передача ведется на них паралельно. За рахунок поділу переданого високошвидкісного потіку даних на велику (100-1000) кількість відносно низькошвидкісних підпотоків (каналів), кожен з яких модулюється своєї піднесучі, сигнали з OFDM забезпечують високу завадостійкість прийому в умовах міжсимвольної інтерференції. Сигнали з OFDM формуються за допомогою пристрою, що виконує зворотне дискретне перетворення Фур'є. Отримані на виході цього пристрою тимчасові відліки через цифроаналоговий перетворювач (ЦАП) і вихідні ланцюги передавача надходять в безперервний канал передачі. Сигнали на піднесучих частотах ортогональні. На Мал.1 схематично представлений сигнал з OFDM в частотній тимчасовій області для випадку чотирьох піднесучих і двійковій фазовоїманіпуляції. По осі частот показані значення амплітуд А 0,., А 3 коливань сигналів на піднесучих частотах F 0,., F 3, а по осі часу Т - речові сигнали огинають на кожній частоті по часу. Розніс частот між піднесучими становить 1/Т. У тимчасовій області на інтервалі часу тривалості Т поміщається ціле число періодів коливань t-й піднесучих. Енергетичний спектр випадкової послідовності сигналів з OFDM визначається сумою енергетичних спектрів випадкових послідовностей сигналів на кожній піднесучій частоті. Наприклад, для сигналів, представлених на Мал.1, енергетичний спектр визначатиметься формою спектра сигналів з прямокутною обвідною тривалістю Т.

Мал.1. Схематичне уявлення сигналів з OFDM в частотній і тимчасової областях

Сигнали з OFDM широко застосовуються в каналах передачі з міжсимвольною інтерференцією, викликаною відображеннями від об'єктів. Ступінь заважає дії межсимвольной інтерференції і ймовірність помилкового прийому залежать від ступеня-перекриття переданіх інформаційних символів. Тому для поліпшення якості прийому сигналів в таких умовах доцільно збільшувати тривалість символу Т. Це можна зробити за рахунок зниження інформаційної швидкості передачі, що не завжди прийнятно.

Одним з відомих способів боротьби з міжсимвольною інтерференцією, засновані на збільшення тривалості символу Т, є застосування методів многопозиційної модуляції, при яких тривалість символу на виході модулятора збільшується в log2 М порівняно з тривалістю Tb інформаційного символу: Тс = Tblog2M, де М - число можливих елементарних сигналів (сигнальних точок). При формуванні таких сигналів з OFDM використовуються методи фазової маніпуляції ФМ-2, ФМ-4, КАМ-16 і КАМ-64.

Для боротьби з міжсимвольною інтерференцією застосовується захисний інтервал, який додається до переданого сигналу з OFDM, пілотсигнали і завадостійке кодування в поєднанні з перемежуванням. Вставляючи захисний інтервал достатній тривалості на початку кожного блоку символів, можна практично повністю виключити вплив межсимвольної інтерференції. Захисний інтервал являє собою частину тимчасового інтервалу, відведеного для передачі блоку символів, який вставляється перед початком символу.

У сигналах з OFDM застосовуються ортогональні несучі, частоти яких вибираються з умови:

де Т - тривалість символу, fk, f - несучі частоти каналів к і l. При виконанні умови ортогональності міжканальний інтерференція відсутня. За рахунок більш щільного розташування підканалів за частотою спектральна ефективність сигналів з OFDM порівняно зі спектральної ефективністю класичних сигналів з частотною маніпуляцією значно вище.

На інтервалі часу від 0 до Т сигнали з OFDM на несучій частоті мають вигляд:

Де - н-а піднесуча частота, N - кількість піднесучих частот, уп - комплексний символ канального алфавіту, призначений для маніпуляції піднесучої н-ної частоти.

На мал.2 як приклад наведено форму послідовності сигналів з OFDM в основній смузі частот для значення числа піднесучих частот N = 1024 і смузі займаних частот сигналом з OFDM Fs = 10 МГц. На кожній частоті, використовується маніпуляція ФМ-4. Швидкість передачі даних на кожній частоті, складає 10,9 кбіт / с.

У тимчасовій області сигнал з OFDM являє собою суперпозицію великої кількості відрізків гармонійних коливань різної частоти (мал.2). Як видно з цього малюнка, пік-фактор такого сигналу може приймати відносно високі значення.

Мал.2: Вид сигналу з OFDM для N=1024, Fs=11,2 МГц

Пік-фактор П сигналів з OFDM являє собою відношення найбільшої (пікової) потужності до середньої потужності сигналу s (t):

Для сигналу з OFDM виду (1.2) з урахуванням того, що справедливо умова ортогональності:

маємо:

Миттєва потужність сигналу з OFDM дорівнює:

Тоді пік-фактор сигналу з OFDM визначається наступним виразом:

Для випадку, коли на піднесучих частотах використовується фазова маніпуляція, середня потужність сигналу не залежить від значень символів канального алфавіту. Для багаторівневих видів фазової маніпуляції (амплітудно-фазова маніпуляція АФМ, квадратурна амплітудна маніпуляція КАМ) при досить великому N середня потужність сигналу також приблизно постійна. Таким чином:

На Мал.3 як приклад наведені значення миттєвої потужності сигналів з OFDM з використанням на кожній піднесучій частоті двійковій фазової маніпуляції ФМ-2 для значень числа піднесучих частот N = 64 і частоті дискретизації Fs = 11,2 МГц. Тут по осі ординат відкладені значення миттєвої потужності сигналу з OFDM, а по осі абсцис - час. З цього малюнка видно, що пік-фактор зображенного сигналу дорівнює 7.8 дБ, тоді як пік-фактор сигналів з одною несучою і фазовою маніпуляцією дорівнює двійці. При переході до багатопозиційним амплітудно-фазовим методам маніпуляції збільшення пік-фактора сигналів з OFDM ще більш значне.

При великому числі піднесучих частот і обсязі канального алфавіту можна вважати, що пік-фактор сигналу з OFDM є випадковою величиною, значення якої визначається конкретним набором випадкових символів Велика увага до вивчення можливостей зниження пік-фактора коливань пов'язано, в першу чергу, з тим, що саме цей параметр сигналів з OFDM істотно обмежує область їх застосування, особливо в портативних приймально-передавальних пристроях з малим поглинанням потужності. Високе значення пік-фактора коливань призводить до амплітудного обмеження сигналів з OFDM у вихідних ланцюгах передавача і появі в сигналі міжканальній перешкоді, як наслідок, до зниження завадостійкості прийому інформації та збільшенню значень рівня позасмугових випромінювань.

Fs = 11,2 МГц

Мал.3. Миттєва потужність сигналу з OFDM для N = 64,

1.2 Спектральні характеристики випадкової послідовності сигналів з OFDM

Визначимо спектральну щільність середньої потужності випадкової послідовності сигналів з OFDM. На інтервалі часу від - 772 до Т / 2 сигнал з OFDM з комплексними амплітудами yn може бути представлений у вигляді:

або:

Де

- n-нна піднесуча частота, N - кількість частот, yn - комплексний символ канального алфавіту, призначений для модуляції n-ой частоти піднесучої, a (t) - огинає сигнал на кожній піднесучій.

Розглянемо випадковий процес такого вигляду:

і його усічену реалізацію на інтервалі

Позначимо спектр обвідної a (t) у загальному випадку прямокутної форми у вигляді:

Тоді спектр дорівнюэ:

Математичне сподівання енергетичного спектра дорівнюе:

причому у випадку статистично незалежних комплексних символів канального алфавіту:

та:

Зауважимо, що на відміну від випадку детермінованих сигналів складова енергетичного спектра досліджуваних випадкових послідовностей сигналів з OFDM, обумовлена ??перехресними творами дорівнює нулю. Остаточно маємо:

Таким чином, спектральна щільність середньої потужності сигналу виду визначається наступним виразом:

тобто спектральна щільність середньої потужності сигналу з OFDM дорівнює сумі зрушених копій спектральних густин середньої потужності одночастотного сигналу:

Мал.4. Енергетичний спектр сигналу з OFDM c N = 64

Розглянемо приклад енергетичного спектру сигналів з OFDM для випадку, коли огинаюча сигналів, що застосовуються на кожній частоті, має прямокутний вигляд. Очевидно:

де А - амплітуда обвідної, Т - тривалість обвідної. Отримаємо спектральну щільність середньої потужності сигналу з OFDM з прямокутною огинаючою в квадратурних складових на кожній піднесучій:

де An - амплітуда n-нної піднесучої, рівна нулю, якщо піднесуча не використується в сигналі з OFDM, і одиниці, якщо використовується.

Енергетичний спектр сигналу з OFDM з 64 піднесучими, прямоугольно огинають на піднесучих і ФМ-2 представлений на Мал.4. Тут по осі ординат відкладені значення спектральної щільності середньої потужності сигналу, а по осі абсцис - частота, нормована до частоти дискретизації сигналу. Спектр сигналу з OFDM являє собою суперпозицію спектрів всіх піднесучих.

1.3 Смуга займаних частот і спектральні маски

Відповідно до норм ГКРЧ на ширину смуги радіочастот та позасмугових випромінювання цивільного застосування, контрольна ширина смуги частот випромінювання визначається за рівнем - 30 дБ. За межами такої смуги будь яка дискретна складова спектра позасмугових радіовипромінювань або спектральна щільність потужності позасмугових радіовипромінювань ослаблені не менше, ніж на 30 дБ відносно заданого (вихідного) рівня 0 дБ.

Внеполосним радивипромінюванням називається випромінювання на частоті або частотах, що безпосередньо прилягають до необхідної ширини смуги частот, і яке є результатом процесу модуляції, але не включае побічних випромінювань. Норми на поза смугові випромінювання встановлені за значеннями ширини смуги частот радіовипромінювання на рівнях - 40, - 50 і - 60 дБ відносно заданого (вихідного) рівня 0 дБ.

Розрізняють необхідну AF і займану AF смуги частот (Мал.5).

Мал.5. Необхідна і займана смуги частот і позасмугових випромінювання радіосигналу

В якості займаної смуги частот звичайно приймається смуга, за межами якої зосереджена деяка задана частина середньої потужності випромінюваних коливань.

Для чисельної оцінки AF вводять поняття обмежувальної лінії внелінійного випромінювання. Це лінія на площині координат (рівень - частота), яка встановлюється для кожного класу випромінювання і являється верхньою межею максимально допустимих значень рівнів складаючих внелінійній спектр випромінювання, виражених в децибелах відповідно заданого (вихідного) рівня 0 дБ. Нижнім рівнем вимірюваної потужності випромінювання зазвичай вважають - 60 дБ. При виборі форми застосовуваних сигналів, необхідно прагнути до того, щоб AF була якомога ближче за значенням до AFm.

Бездротові мережі широкосмугового доступу повинні задовольняти стандартам IEEE 802.11 b, g, n (Wi-Fi).

Так, наприклад, координати точок перегину масок спектру для сигна ¬ лов з OFDM з різною смугою частот представлені в табл.1. Допустимий рівень побічних випромінювань в діапазоні частот від 1 до 10 ГГц становить - 50 дБм.

Таблиця 1 Координати точок перегину масок спектра

Смуга частот, МГц

A

B

C

D

E

F

1,25

0,625

0,625

0,893

1,321

2,500

3,125

1,5

0,750

0,750

1,071

1,586

3,000

3,750

1,75

0,875

0,875

1,250

1,850

3,500

4,375

2,5

1,250

1,250

1,785

2,643

5,000

6,250

3

1,500

1,500

2,142

3,171

6,000

7,500

3,5

1,750

1,750

2,499

3,700

7,000

8,750

5

2,500

2,500

3,570

5,285

10,000

12,500

6

3,000

3,000

4,284

6,342

12,000

15,000

7

3,500

3,500

4,998

7,399

14,000

17,500

8,75

4,375

4,375

6,248

9,249

17,500

21,875

10

5,000

5,000

7,140

10,570

20,000

25,000

12

6,000

6,000

8,568

12,684

24,000

30,000

14

7,000

7,000

9,996

14,798

28,000

35,000

15

7,500

7,500

10,710

15,855

30,000

37,500

17,5

8,750

8,750

12,495

18,498

35,000

43,750

20

10,000

10,000

14,280

21,140

40,000

50,000

24

12,000

12,000

17,136

25,368

48,000

60,000

28

14,000

14,000

19,992

29,596

56,000

70,000

Визначення займаної смуги частот за рівнем - 60 дБ визначатиме і смугу частот сигналів з OFDM. У цьому зв'язку, смуга частот сигналів визначається видом енергетичного спектра випадкової послідовності сигналів. При цьому, оскільки швидкість спаду рівня нелінійних випромінювань у таких сигналів вельми низька, смуга займаних частот виявляється досить великою.

1.4 Формування сигналів з OFDM

Однією з переваг класичних сигналів з OFDM є використання при їх формуванні та прийомі методів дискретного перетворень Фур'є. Це істотно спрощує практичну реалізацію приймально-передавальних трактів радіомодемів. При формуванні сигналів з OFDM цифровий потік інформаційних символів надходить на блок завадостійкого кодування, з виходу якого канальні символи подаються на модулятор сигналів (Мал.6). Модулятор сигналів проводить перетворення канальних символів двійкового алфавіту в комплексні модуляційні символи у відповідності з обраним законом маніпуляції. Далі отримані символи надходять на перетворювач послідовного потіку даних в паралельний. Формування группо вого сигналу в цифровому вигляді здійснюється за допомогою зворотного (швидкого) дискретного перетворення Фур'є. На цьому етапі здійснюється додавання в груповий сигнал пілотних піднесучих, які використовуються для оцінки параметрів каналу. Перетворення сигналу в аналогову форму проводиться за допомогою ЦАП.

Спектр дискретного сигналу є періодичною функцією за період, рівний частоті дискретизації Fs. Відновлення аналогового сигналу здійснюється за допомогою ЦАП і фільтра нижніх частот (ФНЧ) із смугою пропускання ?F. Амплітудно-частотна характеристика ФНЧ повинна бути плоскою в області основної пелюстки спектру сигналу з OFDM і швидко спадати поза основної пелюстки, щоб ефективно подавити копії спектра дискретного сигналу.

Мал.6. Узагальнена структурна схема пристрою формування сигналів з OFDM

У реальних умовах апаратура формування сигналів з OFDM включає в себе блоки завадостійкого кодування, перемежения, блоки тактовою і циклової синхронізації, блоки введення захисного інтервала та ін. Так, наприклад, при побудові апаратури формування сигналів з OFDM в стандарті IEEE 802.11а-205 в режимі WirelessLAN, використовуються наступні параметри:

Кількість точок ОБПФ N = 256;

Число використовуваних частот, 200 (192 інформаційних піднесучих і 8 піднесучих для пілот-сигналів);

Частота дискретизації Fs і тривалості сигналу Т визначаються з табл.2.

Таблиця 2. Параметри сигналу з OFDM в стандарті IEEE 802.16е-2005 для різних значень

, МГ ц

1,75

3,5

7

14

28

Fs, МГц

2

4

8

16

32

T = N/ Fs, мкс

128

64

32

16

8

1.5 Прийом сигналів з OFDM

Основним блоком пристроїв прийому сигналів з OFDM є цифровий блок дискретного (швидкого) перетворення Фур'є. Застосування БПФ істотно спрощує практичну реалізацію прийомних трактів радіомодемів. На Мал.7 наведена узагальнена структурна схема пристрою прийому сигналів з OFDM. На цій схемі вхідний сигнал надходить на змішувач, в якому здійснюється перенесення спектра сигналу в основну смугу частот, далі сигнал подається на ФНЧ з смугою пропукания ?F і перетвориться в цифровий вигляд за допомогою АЦП. У цифровій частині приймача виконуються процедури тактовою та фазової синхронізації, корекції передавальної характеристики каналу (еквалайзер), демодуляціі і декодування. У бездротових системах передачі даних для реалізації тактової синхронізації застосовується преамбула - сигнал з OFDM з повністю відомими параметрами і хорошими автокореляційними властивостями. Також на етапі тактової синхронізації здійснюеться корекція можливого зсуву сигналу по частоті. Наявність блоку видалення частотного зсуву обов'язкова, тому що сигнали з OFDM чутливий до помилок неортогональності, що виникають унаслідок зсуву сигналу по частоті.

Мал.7. Узагальнена структурна схема пристрою прийому сигналів з OFDM

У приймачі, показаному на Мал.7, реалізується когерентний алгоритм прийому сигналів з OFDM, який забезпечується формуванням всередині блоку БПФ когерентних опорних коливань на кожній піднесучій, паралельного множення вхідного сигналу на опорні коливання і інтегрування творів на тривалості сигналу.

Всі зазначені операції здійснюються всередині блоку БПФ, на вихід блоку надходять результати інтегрування (підсумовування) для кожної піднесучої. Таким чином, когерентний прийом сигналів з OFDM з прямокутною обвідною в дискретній формі здійснюється на основі алгоритму швидкого перетворення Фур'є. Маємо:

Де - Тимчасові відліки сигналу на виході ЦАП, Сп - вихід суматора на n-нній піднесучій в момент часу, відповідний закінченню сигналу. Таким чином, всі дії з реалізації когерентного прийому сигналів з OFDM здійснюються в блоці ШПФ паралельно. Блок БПФ реалізує банк корреляторів, кожен з яких налаштований на певну піднесучу.

Фазова синхронізація і корекція передавальної характеристики каналу здійснюється в еквалайзері на основі пілотних піднесучих. Пілотні піднесучі являють собою спеціально виділені частоти, рівномірно розподілені в смузі займаних частот, на яких передається заздалегідь відома інформація. На основі аналізу принятих і переданих символів на пілотних піднесучих можна оцінити комплексний коефіцієнт передачі каналу і зсув фази на цих частотах і далі вирішити завдання інтерполяції передавальної характеристики каналу у всій смузі займаних частот.

В демодуляторі здійснюється перетворення отриманих комплексних модуляційних символів у канальні символи довічного алфавіта. Канальні символи надходять на блок декодера завадозахищеного коду і далі до одержувача повідомлень.

1.6 Стандарт IEEE 802.11а

Технологія побудови радіоканалу на основі мультиплексування з ортогональним поділом частот була реалізована в стандарті IEEE 802.11а. Діапазон частот в сигналі OFDM складається з двох частотних смуг загальною шириною 300 МГц. Перша смуга 5,15-5,35 ГГц, друга - 5,725-5,825 ГГц. При цьому перша смуга розділена на дві 100-МГц частини. Таким чином, для передачі використовується три 100-МГц які не перекриваються, кожен з яких передбачає різні обмеження на потужність: 50 мВт в "нижньому", 250 мВт в "середньому" і до 1 Вт в "верхньому". Стандарт 802.11а наказує перехід на метод кодованого ортогонального частотного мультиплексування, швидкість передачі даних досягає 54 Мбіт / с. Робота з такою швидкістю можлива завдяки розбиттю одного "швидкого" 20-МГц каналу на 52 "повільних" 300-кГц несучих. Існуючі специфікації дозволяють одночасно працювати тільки одному пристрою (котрі використовують всі 52 несучих). У стандарті визначено три обов'язкові швидкості передачі даних (6, 12 і 24 Мбіт / с) і п'ять додаткових (9, 18, 24, 48 і 54 Мбіт / с). Є можливість одночасного використання двох каналів, швидкість при цьому подвоюється. Внаслідок складності виробництва більш високочастотного обладнання, реальний випуск пристроїв стандарту 802.11a почався тільки наприкінці 2001р. Відповідно до правил FCC частотний діапазон UNII розбитий на три 100-мегагерцевого піддіапазону, що розрізняються обмеженнями по максимальній потужності випромінювання. Нижчий діапазон (від 5,15 до 5,25 ГГц) передбачає потужність всього 50 мВт, середній діапазон (від 5,25 до 5,35 ГГц) - 250 мВт, а верхній діапазон (від 5,725 до 5,825 ГГц) - 1 Вт. Використання трьох частотних піддіапазонів із загальною шириною 300 МГц робить стандарт 802.11а самим, так би мовити, широкосмуговим з сімейства стандартів 802.11 і дозволяє розбити весь частотний діапазон на 12 каналів, кожен з яких має ширину 20 МГц, вісім з яких лежать в 200-мегагерцовому діапазоні від 5,15 до 5,35 ГГц, а решта чотири канали - у 100-мегагерцовому діапазоні від 5,725 до 5,825 ГГц. При цьому чотири верхніх частотних каналів, що передбачають найбільшу потужність передачі, використовуються переважно для передачі сигналів поза приміщеннями.

Передбачена протоколом 802.11а ширина каналу 20 МГц цілком достатня для організації високошвидкісної передачі. Використання ж частот понад 5 ГГц і обмеження потужності передачі призводять до виникнення ряду проблем при спробі організувати високошвидкісну передачу даних, і це необхідно враховувати при виборі методу кодування даних.

1.7 Загасання і інтерференція

Поширення будь-якого сигналу неминуче супроводжується його загасанням, причому величина загасання сигналу залежить як від відстані від точки передачі, так і від частоти сигналу. При вимірюванні в децибелах величини загасання сигналу користуються формулою:

,

де: X - коефіцієнт ослаблення, рівний 20 для відкритого простору, d - відстань від точки передачі, f - частота сигналу, с - швидкість світла.

З цієї формули безпосередньо випливає, що зі збільшенням частоти переданого сигналу збільшується і його затухання. Так, при поширенні сигналу у відкритому просторі з частотою 2,4 ГГц він слабшає на 60 дБ при видаленні від джерела на 10 м. Якщо ж частота дорівнює 5 ГГц, слабшанню сигналу при видаленні на 10 м складе вже 66 дБ. Враховуючи, що правила FCC диктують використання істотно меншої потужності випромінювання в нижніх піддіапазонах UNII, ніж в діапазоні ISM 2,4 ГГц, стає зрозуміло, що використання більш високих частот у протоколі 802.11а призводить до дещо меншому радіусу дії мережі, ніж в протоколі 802.11b, що представляє собою розширення базового стандарту IEEE 802.11, який припускав можливість передачі даних по радіоканалу на швидкості 1 Мбіт / с і опціонально на швидкості 2 Мбіт / с (у стандарті IEEE 802.11b були вже додані більш високі швидкість передачі - 5,5 і 11 Мбіт / с. Стандартом IEEE 802.11b передбачено використання частотного діапазону від 2,4 до 2,4835 ГГц, який призначений для безліцензійного використання в промисловості, науці та медицині).

Тепер розглянемо інтерференцію. У точці прийому результуючий сигнал являє собою суперпозицію багатьох сигналів з різними амплітудами і зміщеними відносно один одного за часом, що еквівалентно додаванню сигналів з різними фазами. Якщо припустити, що передавач поширює гармонійний сигнал:

yin=Asin (2vt)

з частотою несучої н і амплітудою A, то в приймачі буде отриманий сигнал:

,

де ti - затримка поширення сигналу по i-му шляху

Найбільш негативно на спотворенні сигналу позначається міжсимвольні інтерференція. Оскільки символ - це дискретне стан сигналу, що характеризується значеннями частоти несучої, амплітуди і фази, то для різних символів змінюються амплітуда і фаза сигналу, тому відновити вихідний сигнал вкрай складно.

1.8 Методи модуляції OFDM - сигналу, зворотне дискретне перетворення Фур'є

OFDM модуляція передбачає використання ряду ортогональних піднесучих, модуляція яких здійснюється комплексними інформаційними символами. Введемо інтервал часу, на якому поднесущие будуть ортогональними. Ортогональность забезпечується умовами:

,

Комплексний інформаційний модулюючий символ має вигляд:

,

- Амплітуда символу, - фаза символу, n = 0, 1, 2, 3,., (N-1).

Безперервний сигнал на інтервалі часу, що складається з N піднесучих, модульованих символами:

Де

- частота n - ної піднесучої.

Таким чином, для забезпечення ортогональності модульованих піднесучих, достатньо виконання умови:

.

Перейдемо від безперервного сигналу до дискретного:

t=kT, k=0, 1, 2, 3, …, (N-1).

Період дискретизації виберемо з умови:

Tu/T = N.

В результаті отримаємо форму сигналу:

,

де - значення сигналу в момент часу kT.

Таким чином ми перейшли від безперервної форми опису OFDM - сигналу до дискретного. Отриманий вираз являє собою дійсну частину зворотного дискретного перетворення Фур'є. У збудниках ОДПФ здійснюється в комплексній формі, тому наш сигнал набуває вигляду:

.

Розкриємо цей вираз, попередньо опустивши коефіцієнт 1/N. В результаті отримаємо систему з N рівнянь, кожне з яких з точністю до постійного коефіцієнта визначає значення сигналу в момент часу (kT):

Дана система рівнянь відображає процес модуляції піднесучої інформаційними символами. При цьому:

· Кожен символ модулює тільки одну поднесущую;

· У формуванні кожного відліку беруть участь всі символи;

· Процеси формування піднесучих і їх модуляції в рамках ОДПФ суміщені.

Для того щоб цей вид модуляції був застосуємо на практиці, а саме можна було як передавати так і приймати сигнал сформований таким чином, покажемо що його можна демодулювати. При цьому будемо вважати, що в приймальному пристрої на основі прийнятого сигналу сформовані відліки. Застосуємо до них пряме дискретне перетворення Фур'є:

.

Розкриємо отриманий вираз. В результаті отримаємо систему з N рівнянь, кожне з яких визначає значення комплексного інформаційного символу:

Аналіз цієї системи рівнянь показує, що виділення кожного символу реалізується шляхом інтегрування на інтервалі часу Tu твори комплексного значення OFDM-сигналу на певну комплексну експоненту і стає можливим завдяки ортогональності системи.

Таким чином ми показали можливість демодуляції OFDM - сигналу, смодулірованнго за допомогою ОДПФ. Тепер перетворимо формулу модуляції, виділивши дійсну і уявну частини:

За цією формулою і будемо здійснювати модуляцію з використанням емпіричних функцій синуса і косинуса.

У формулі по якій ми здійснюємо даний метод модуляції присутні тригонометричні функції sin () і cos (). Комп'ютер обчислює їх шляхом розкладання в ряд і внаслідок це займає багато часу. Розглянемо інші методи обчислення тригонометричних функцій на прикладі синуса. Якщо обчислювати синус звичайним оператором sin (), то це дає точний результат. Таким методом зручно користуватися, якщо значення синуса потрібно обчислити один або кілька разів. Якщо ж синус доводиться рахувати багато разів, то буде зручно скористатися іншим методом, який буде витрачати менше часу. Суть методу полягає в тому, що спочатку вираховуються значення синуса аргументів, які беруться з невеликим інтервалом. Ці значення запам'ятовуються. А потім, коли нам потрібно обчислити синус, то ми із заповнених значень відшукуємо те значення, яке відповідає аргументу, найбільш наближеному до того, який потрібно порахувати. При цьому може утворитися похибку. Вона буде тим менше, чим менше ми будемо вибирати крок, з яким вважалися значення синуса для запам'ятовування. Ще один метод обчислення синуса - за допомогою розкладання в ряд Маклорена.

Уявімо функцію синуса у вигляді перших двох членів розкладання ряду Маклорена:

Для того, щоб знайти коефіцієнти і спочатку візьмемо похідну цієї функції і знайдемо точки екстремумів, потім прирівняємо значення функції в точках, відповідних максимуму, - одиниці, як максимальному значенню синуса:

Для того щоб знайти коефіцієнти і потрібно ще одне рівняння. Підставами у вихідне розкладання синуса і прирівняємо до к :.

Виходить система рівнянь:

Вирішуючи цю систему, отримаємо:

Таким чином, синус в діапазоні від 0 до можна вважати за формулою:

sin (x) =x (0.99904-0.16037x)

Аналогічно можна зробити і для косинуса:

cos (x) =0.99809-0.4749x

1.9 Моделі каналів розповсюдження OFDM-сигналів

Канал з адитивним білим гаусовим шумом. Адитивний білий гаусів шум (АБГШ, англ. Additive white Gaussian noise, AWGN) - вид білого шуму, що заважає в каналі передачі інформації.

Характеризується рівномірною спектральню щільністю, нормально розподілленням значенням амплітуди і адитивним способом впливу на сигнал. Найбільш поширений вид шуму, який використовується для розрахунку і моделювання систем радіозв'язку. Термін "адитивний" означає, що даний вид шуму підсумовується з корисним сигналом. На противагу адитивному, можна вказати мультиплікативний шум - шум, який перемножується з сигналом.

Широкосмуговий шум випромінюється від багатьох природних джерел, таких як теплові коливання атомів в провідниках (теплові шуми або шуми Найквіста), дробовий шум, випромінювання абсолютно чорного тіла від землі та інших теплих об'єктів, і з небесних джерел, таких як Сонце. Центральна гранична теорема з теорії ймовірностей означає, що підсумовування багатьох випадкових процесів буде мати тенденцію до гауссівского або звичайного розподілу.

AWGN часто використовується як модель каналу, в якому погіршення у зв'язку являє собою лінійне додавання білого шуму з постійною спектральною щільністю (вираженої як ват в герцах від пропускної здатності) із гаусовим розподілом амплітуди.

Модель не враховує завмирання, частотну селективність, інтерференцію, нелінійність або дисперсію.

Тим не менш, він виробляє прості і податливі математичні моделі, які корисні для отримання розуміння основної поведінки системи, перш ніж ці інші явища розглядаються.

Канал АБГШ є гарною моделлю для багатьох супутникових ліній зв'язку та ліній зв'язку для далекого космосу. Це не дуже хороша модель для більшості наземних ліній зв'язку через багатопроменевість, блокування місцевості, інтерференції і т.д. Проте, при моделюванні таких ліній, AWGN зазвичай використовується для імітації фонового шуму каналу в стадії вивчення, на додаток до явищ багатопроменевості, блокування місцевості, інтерференції, шумів землі і само втручання, з якими сучасні радіо системи можуть зіткнутися.

Пропускна здатність каналу. Канал АБГШ представлений серією виходів на індекс подій дискретного часу i. є сумою вхідного сигналу і шуму, , де є незалежні і однаково розподілені взяті з нульового середнього нормального розподілу з дисперсією (шум). Далі планується не корелювати з :

Пропускна здатність каналу нескінченна, якщо шум n не дорівнює нулю, і в достатній мірі обмежені. Найбільш поширеним обмеженням на вході є таке обмеження, при якому для кодового слова , переданого через канал, маємо:

де

являє собою максимальну потужність каналу. Таким чином, пропускна здатність каналу для каналу з обмеженою потужністю визначається за формулою:

де

це функція розподілу . Запишемо , в термінах диференціальної ентропії. Диференціальна ентропія - частина ентропії джерела безперервних повідомлень, яка залежить від щільності ймовірності сигналу, що видається джерелом:

Але і незалежні, тому:

Оцінюючи диференціальну ентропію як гауссову маємо:

Тому і незалежні і їх сума дає :

За цією оцінкою, з властивості диференціальної ентропії випливає, що

Тому пропускна здатність каналу задається максимально можливою границею взаємної інформації:

Де максимізує, коли:

Таким чином, пропускна здатність каналу для каналу з AWGN визначається за формулою:

Існує ряд моделей каналів, стандартизованих і рекомендованих до застосування при моделюванні систем рухомого зв'язку. Широке поширення отримали моделі, рекомендовані Міжнародним Союзом Електрозв'язку (ITU), такі як Channel model A, B, C та D.

Данні моделі розробленні для перевірки та визначення параметрів обладнання, але на відміну від таких же моделей 3GPP, націлені на мережевих проектувальників для побудови системи та перевірки працездатності. Оскільки не має сенсу для побудови моделей всіх можливих варіантів середовищ розповсюдження, МСЕ запропонувало набір тестових середовищ, що адекватно обхоплює загальний діапазон можливої експлуатації середовища та мобільність користувача.

У Табл.3 та Табл.4 наведені основні параметри для моделі каналу рухомого зв'язку Channel A та B.

Моделі мають 6 променів із заданими затримками і потужностями. Завмирання в каналі мають релеєвский розподіл, а доплерівська частота залежить від швидкості руху абонента.

Таблиця 3. Параметри моделі каналу Channel A

Промінь

Затримка, нс

Середня потужність, дБ

1

0

0.0

2

310

-1.0

3

710

9.0

4

1090

10.0

5

1730

15.0

6

2510

20.0

Таблиця 4. Параметри моделі каналу Channel B

Промінь

Затримка, нс

Середня потужність, дБ

1

0

-2.5

2

300

0

3

8910

-12.8

4

12900

-10.0

5

17100

-25.2

6

20000

-16.0

Моделі каналу Channel A та B використовуються для моделювання закритих (офіси, робочі приміщення, тощо) та відкритих (великі площі з можливим пересуванням значних мас людей) середовищ передачі, моделі C і D призначенні для розгляду каналу в середовищі швидкого переміщення абонентського терміналу (авто-, мототехніка, авіація, громадський транспорт).

1.10 Параметри, що характеризують завадостійкість радіотрактів багаточастотних широкосмугових сигналів

Завадостійкість - здатність обладнання функціонувати за призначенням без погіршення його роботи за наявності електромагнітних завад. Серед параметрів, що характеризують завадостійкість радіотрактів багаточастотних широкосмугових сигналів слід виділити відношення сигнал/шум та ймовірність помилки прийому сигналу.

Співвідношення сигнал/шум (ССШ або ВСШ, англ. SNR або S/N, Signal-to-noise ratio, рос. Отношение сигнал/шум) - міра, що застосовується в науці та інженерії для визначення наскільки сильно сигнал спотворений шумом. Визначається як відношення потужності корисного сигналу до потужності шуму. Співвідношення вище ніж 1: 1 вказує, що сигнал більший за шум. Хоча SNR переважно стосується електричних сигналів, він може бути застосований до будь-яких видів сигналу (наприклад, для біохімічного сигналізування між клітинами).

Іншими словами, співвідношення сигнал/шум порівнює рівень бажаного сигналу (для прикладу, музики) та рівень фонового шуму. Чим більше SNR тим менш помітний фоновий шум.

Співвідношення сигнал/шум визначається як відношення потужності сигналу (значимої інформації) до потужності фонового шуму (небажаного сигналу) , де P середня потужність. Сигнал і шум обидва повинні бути виміряні в тій же або еквівалентній точці в системі, в межах однієї і тої ж смуги пропускання системи.

Для кількісної оцінки впливу перешкод та інших факторів, що викликають відміну прийнятої послідовності від переданої, вводиться критерій оцінки якості прийнятої інформації. При передачі дискретних повідомлень за такий критерій приймають ймовірність помилки прийому одного елемента двійковій послідовності.

Середня ймовірність помилки визначається за формулою:

.

Імовірність помилки залежить: від виду модуляції, способу детектування (когерентний, некогерентний), способу фільтрації сигналів в приймачі (оптимальний фільтр, неоптимальний фільтр), потужності Pc (енергії Ec) сигналу, потужності Pп (спектральної щільності N0) перешкоди. Якщо в приймачі використовується неоптимальний фільтр, ймовірність помилки залежить від величини відношення потужності сигналу до потужності перешкоди (відношення сигнал/шум по потужності) h2 = Pс/Pп.

При використанні в приймачі оптимального фільтра ймовірність помилки визначається величиною відносини енергії елемента сигналу до спектральної щільності потужності перешкоди:

.

У приймачі з оптимальним фільтром відношення сигнал / шум більше, ніж в приймачі з неоптимальним фільтром і, відповідно, завадостійкість вище.

Приймач з оптимальним фільтром і когерентним способом прийому забезпечує потенційну перешкодостійкість для заданого виду модуляції.

1.11 Імітаційний метод оцінки завадостійкості

Під аналізом в режимі реального часу мається на увазі, що аналіз даних здійснюється відразу ж після їх збору. Якщо програма повинна виконувати якісь дії в залежності від зміни параметрів сигналу, отже, необхідно проводити аналіз даних відразу після отримання. Аналізуючи зміни сигналу, можна змінювати поведінку програми у відповідності з ними, наприклад, зберігати певні дані на диск або міняти частоту оцифровки, а також виконувати функції автоматичного керування. Це лише кілька прикладів, на ділі ж існують тисячі додатків, в яких потрібна та чи інша ступінь "інтелектуальності" і здатності приймати рішення в залежності від різних умов - адаптованості. Все це можна реалізувати тільки шляхом вбудовування алгоритмів аналізу в програму.

Зазвичай рішення, засновані на результатах вимірів, приймаються в автоматичному режимі, тобто в програму вбудовується логіка роботи в певних умовах. Наприклад, система автоматизації на виробництві може включити світлову індикацію, коли температура піднімається вище заданого порогу. Однак автоматичний режим прийняття рішення підходить не для всіх додатків. Дуже часто необхідно особисто контролювати процес виконання програми, щоб уникнути ситуацій, коли користувачі зберігають дані у файли або базу даних, а потім витягують і аналізують їх лише для того, щоб виявити помилки і скоригувати процес збору. У таких випадках застосування повинне надати користувачеві зібрані і оброблені дані в максимально зручному для сприйняття вигляді.

Незалежно від методу аналізу, програми надають користувачеві набори математичних функцій і функцій аналізу, які природним чином взаємодіють з функціями збору даних і відображення інформації. При цьому користувач позбавлений від необхідності конвертації даних з одних форматів в інші, що вимагається при роботі з декількома різними інструментами збору та аналізу даних. Крім цього, є можливість проведення аналізу по точкам - методу, найбільш відповідного для додатків, що працюють в режимі реального часу.

Більшість середовищ розробки не дозволяють вести одночасно і збір даних та їх відображення в одному додатку. Типовий продукт - це або мова програмування загального призначення з мінімумом бібліотек для обробки сигналів, придатний в основному для розробки додатків по збору даних, або середу з величезною кількістю інструментів для аналізу сигналів, але обмеженою підтримкою роботи з обладнанням. У результаті доводиться витрачати час на конвертацію та передачу даних з однієї програми в іншу.

Функції які повинна виконувати програма:

спектральні вимірювання

виміри спотворень

тональні вимірювання

вимірювання амплітуди та рівня

вимірювання перехідних процесів

апроксимація кривих

статистика

згортка та кореляційні функції

імітація та моделювання сигналів

маскування і обмеження

згладжування і пере дискретизація

MATLAB, Simulink і продукти для обробки сигналів дозволяють аналізувати сигнали, що надходять з інструментів та інших джерел даних. У цих продуктах реалізовано повноцінне середовище для отримання сигналу, аналізу, обробки, візуалізації і розробки алгоритму. Пропоновані підходи до вирішення завдань легко освоїти: розробник не зобов'язаний бути фахівцем в області цифрової обробки сигналів.

Продукти MathWorks дозволяють отримувати та обробляти сигнали в єдиному середовищі. Сигнали в реальному часі надходять в робоче середовище безпосередньо з підключених осцилографів, генераторів функцій і інших сумісних з персональним комп'ютером апаратних засобів і інструментів для тестування і вимірювань.

За допомогою вбудованих засобів можна проводити аналіз характеристик отриманих сигналів і використовувати різні варіанти візуалізації: графіки у часовій і частотній області, двовимірні та тривимірні графіки, об'ємні уявлення та ін.

Вбудовані бібліотеки дозволяють досліджувати ідеї і тестувати їх реалізацію в системі обробки сигналів. Для цього в них реалізована вся необхідна функціональність: перетворення сигналу, віконні функції, швидкісні і статистичні операції обробки сигналу, методи розробки фільтрів. Завдяки цим бібліотекам стає можливим прискорення ітерацій розробки, оптимізація швидкодії та точності, вибір кращого алгоритму для системи.

Для вирішення складних завдань, які зачіпають різні сфери інженерної діяльності, розробник може застосувати алгоритми обробки зображень, статистики, управління та бібліотеки сучасних чисельних обчислень.


Подобные документы

  • Аналіз спектральних характеристик сигналів, які утворюються у первинних перетворювачах повідомлень. Основні види модуляції, використання їх комбінації. Математичні моделі, основні характеристики та параметри сигналів із кутовою модуляцією, їх потужність.

    реферат [311,6 K], добавлен 10.01.2011

  • Огляд математичних моделей елементарних сигналів (функції Хевісайда, Дірака), сутність, поняття, способи їх отримання. Динамічний опис та енергетичні характеристики сигналів: енергія та потужність. Кореляційні характеристики детермінованих сигналів.

    курсовая работа [227,5 K], добавлен 08.01.2011

  • Моделі шуму та гармонічних сигналів. Особливості та основні характеристики рекурсивних та нерекурсивних цифрових фільтрів. Аналіз результатів виділення сигналів із сигнально-завадної суміші та порівняльний аналіз рекурсивних та нерекурсивних фільтрів.

    курсовая работа [6,6 M], добавлен 20.04.2012

  • Поняття дискретного сигналу. Квантування неперервних команд за рівнем у пристроях цифрової обробки інформації, сповіщувально-вимірювальних системах, комплексах автоматичного керування тощо. Кодування сигналів та основні способи побудови їх комбінацій.

    реферат [539,1 K], добавлен 12.01.2011

  • Роль сигналів у процесах обміну інформацією. Передавання сигналів від передавального пункту до приймального через певне фізичне середовище (канал зв'язку). Використання електромагнітних хвиль високих частот. Основні діапазони електромагнітних коливань.

    реферат [161,8 K], добавлен 05.01.2011

  • Типи задач обробки сигналів: виявлення сигналу на фоні завад, розрізнення заданих сигналів. Показники якості вирішення задачі обробки сигналів. Критерії оптимальності рішень при перевірці гіпотез, оцінюванні параметрів та фільтруванні повідомлень.

    реферат [131,8 K], добавлен 08.01.2011

  • Перетворення сигналів і виділення інформації. Властивості оцінок, методи їх одержання. Характеристики оцінок початкових моментів. Заміна "усереднення по реалізаціях" "усередненням за часом". Оцінка математичного очікування по декількох реалізаціях.

    курсовая работа [316,2 K], добавлен 24.06.2011

  • Операторне зображення детермінованих сигналів. Взаємозв’язок між зображенням Лапласа та спектральною функцією сигналу. Властивості спектрів детермінованих сигналів. Поняття векторного зображення. Застосування векторного зображення сигналів у радіотехніці.

    реферат [134,9 K], добавлен 16.01.2011

  • Технічні вимоги до засобів автоматизації, характеристики вхідних та вихідних сигналів контурів управління. Аналіз технологічного об'єкту управління: формування вимог до технічних засобів автоматизації, характеристика вхідних і вихідних сигналів контурів.

    курсовая работа [73,7 K], добавлен 19.02.2010

  • Цифрові аналізатори спектра випадкових сигналів. Перетворення Фур’є. Амплітуда і форма стиснутого сигналу. Гетеродинний аналізатор спектру. Транспонований (стиснутий у часі) сигнал. Цифрові осцилографи та генератори синусоїдних сигналів та імпульсів.

    учебное пособие [217,6 K], добавлен 14.01.2009

Работы в архивах красиво оформлены согласно требованиям ВУЗов и содержат рисунки, диаграммы, формулы и т.д.
PPT, PPTX и PDF-файлы представлены только в архивах.
Рекомендуем скачать работу.